<Desc/Clms Page number 1>
Gleichspannungs-Konstanthaltegerät, insbesondere für die Erzeugung einer Vergleichsspannung in einem elektronischen Regler In der Technik kommt es oft vor, dass die Ausgangsspannung einer Spannungsquelle genau konstant gehalten werden muss. Zu diesem Zweck verwendet man elektronische Konstanthaltegeräte, die häufig in Laboratorien, Eichstationen, Prüfämtern usw. verwendet werden und hinsichtlich Spannungskonstanz hohen Anforderungen genügen müssen.
Im allgemeinen wird bei einem elektronisch arbeitenden Gleichspannungs-Konstanthaltegerät ein Teil der Ausgangsgleichspannung an einem Spannungs- teiler abgegriffen, mit einer konstanten Vergleichsspannung verglichen und die beim Vergleich sich ergebende Spannungsdifferenz, nach Verstärkung in einem Gleichstromverstärker, zur Steuerung einer mindestens eine Leistungsröhre enthaltende Leistungsstufe verwendet, die als variabler Vorwider- stand im Belastungsstromkreis wirkt. Die Vergleichsspannung wird entweder einer Batterie oder einem stabilisierten Netzgerät entnommen.
Die Leistungsröhre ist anodenseitig an den Pluspol der unstabili- sierten, meist von einem Netzgleichrichter herrührenden Gleichspannung angeschlossen und kathoden- seitig mit dem Pluspol der Ausgangsgleichspannung verbunden. Die Regelung beruht auf der Änderung des Gleichstromwiderstandes der Leistungsröhre in Abhängigkeit ihrer Steuerspannung.
Dieser Gleichstromwiderstand ruft jeweils einen solchen Spannungsabfall an der Leistungsröhre hervor, dass die Ausgangsgleichspannung konstant bleibt. DQese Ausgangsgleichspannung, im folgenden als U, bezeichnet, ergibt sich aus der Gleichung: Uc = (UGI 1B ' RG1)-U., in der UGi = EMK der vom Netzgleichrichter gelieferten, unstabilisierten Gleichspannung,
EMI1.32
<tb> 1B <SEP> = <SEP> Belastungsstrom,
<tb> RG1 <SEP> = <SEP> Innenwiderstand <SEP> des <SEP> Netzgleichrichters
<tb> und
<tb> Ua <SEP> = <SEP> Spannungsabfall <SEP> an <SEP> der <SEP> Leistungsröhre
<tb> bedeutet.
Ist die vom Netzgleichrichter für eine Ausgangsgleichspannung von beispielsweise U, = 300 V abzugebende Spannung gleich 500 V und wird mit 10% Netzspannungsschwankungen gerechnet, so kann die Gleichrichterspannung zwischen 450 und 550 V schwanken. Soll nun die Ausgangsgleichspannung auf beispielsweise 0,010/00 genau konstant gehalten werden, so beträgt der zulässige Unterschied zwischen Mindest- und Höchstwert der Ausgangsgleichspannung V.
Wird die Eingangsspannung
EMI1.43
des Gleichstromverstärkers über einen Spannungsteiler abgegriffen, dessen Spannungs- teülerverhältnis z. B. 1 : 3 beträgt, so ist die minimal erforderliche Gesamtverstärkung des Gleichstromverstärkers inklusive Leistungsstufe
EMI1.49
Mit einem einstufigen Differentialverstärker und einer als Triode geschalteten Pentode als Leistungsröhre ergibt sich aber nur eine Gesamtverstärkung von etwa 25000. Hierbei entfällt eine Verstärkung von etwa 2500 auf den Differentialverstärker und eine solche von ungefähr 10 auf die Leistungsröhre.
Auch mit einer als Pentode geschalteten Leistungsstufe reicht die damit erzielbare Gesamtverstärkung für die oben geforderte Reguliergenauigkeit noch nicht aus, wenn die Aussteuerung der Leistungsstufe
<Desc/Clms Page number 2>
innerhalb eines grösseren Bereiches des Kennlinäen- feldes der Pentode möglich sein soll. In diesem Fall muss man nämlich mit der Anodenspannung verhältnismässig weit heruntergehen, da dem maximalen Wert derselben durch die höchstzulässige Ano- denverlustleistung eine Grenze gesetzt äst.
Man arbeitet dann aber auf dem stärker gekrümmten Teil der Anodenspannungs-Anodenstromkennlinie, auf dem die Verstärkung abfällt. überdies hat die Pen- todenschaltung den Nachteil, dass ein zusätzliches, stabilisiertes Netzgerät zur Speisung des Schirmgitters der Pentode vorgesehen werden muss.
Es ist nun bekannt, in Gleichstromverstärkern der hier interessierenden Art zur Erzielung einer grösseren Regelgenauigkeit das Schirmgitter der darin verwendeten Mehrgitterröhre über einen zwischen den Polen der unstabilisierten Eingangsgleichspannung geschalteten Spannungsteiler zu speisen und durch die an letzterem auftretenden Schwankungen der unstabiläsierten Eingangsspannung zu steuern. Der Anodenstrom der Mehrgitterröhre wird dann nicht mehr allein von den Schwankungen der Ausgangsgleichspannung beeinflusst, sondern auch noch direkt durch die Netzspannungsschwankungen. Durch diese Massnahme kann also die Regelgenauigkeit mit geringem Mehraufwand gesteigert werden.
Ein mit einer solchen Schirmgittersteuerung arbeitendes Kon- stanthaltegerät funktioniert aber nicht mehr einwandfrei, wenn zur Einhaltung einer extremen Reguliergenauigkeit, z. B. in der Grösse von 105 bzw. 0,010/0 o, eine entsprechend grosse Verstärkung erforderlich ist, da in diesem Fall die Schaltung zur Selbsterregung neigt.
Die Erfindung betrifft nun ein Gleichspannungs- Konstanthaltegerät, insbesondere für die Erzeugung einer Vergleichsspannung in einem elektronischen Regler, mit einer in Reihe mit einem Verbraucher liegenden und mindestens eine Leüstungsröhre enthaltende Leistungsstufe, welche von einem Gleichstromverstärker dadurch gesteuert wird, dass die Spannungsdifferenz zwischen einem über einen an die Ausgangsgleichspannung angeschlossenen Spannungs- teiler erhaltenen Teilbetrag der Ausgangsgleichspannung und einer von einer Spannungsstabilisierein- richtung gelieferten Vergleichsspannung der Leistungsstufe verstärkt zugeführt wird,
wobei als Verstärker eine aus einem Verstärker und einem Katho- denfolgerteil bestehende Differentialverstärkerstufe dient, deren Kathodenfolgerteil eingangsseitig an einer konstanten, von einer an der Ausgangsgleichspannung liegenden Spannungsstabilisiereänrichtung gelieferten Vergleichsspannung liegt. Bei diesem Kon- stanthaltegerät werden die oben erwähnten Nachteile dadurch behoben, dass zur Kompensation der restlichen Oberwelligkeit der Ausgangsgleichspannung des Konstanthaltegerätes ein mit einem ersten Katho- denfolger zusammenwirkendes,
an die Eingangsgleichspannung angeschlossenes erstes Netzwerk und zur Kompensation der verbleibenden Schwankungen der Ausgangsgleichspannung ein mit einem zweiten Kathodenfolger zusammenwirkendes, sowohl an die Eingangsgleichspannung als auch an die Ausgangsgleichspannung angeschlossenes zweites Netzwerk vorgesehen ist, und beide Kathodenfolgerstufen den Verstärkerteil der Differenbialverstärkerstufe zusätzlich in Abhängigkeit der Oberwelligkeit und der Schwankungen der Eingangsgleichspannung derart steuern, dass der restlichen Oberwelligkeit und den verbleibenden Schwankungen entgegengewirkt wird.
Die Erfindung wird anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Das dargestellte Konstanthaltegerät dient vorzugsweise zur Erzeugung einer Vergleichsspannung U, für einen elektronischen Regler für eine sehr genau konstant zu haltende Gleichspannung, die von Null bis zu mehreren Tausend Volt einstellbar sein soll. An den Eingangsklemmen 1 und 2 liegt eine von einem nicht dargestellten Netzgleichricht-.r erzeugte unstabilisierte Gleichspannung UU,. An den Ausgangsklemmen 3 und 4 ist ein Verbraucher angeschlossen, welcher durch einen Widerstand 5 angedeutet ist.
In den Verbraucherstromkreis ist eine Leistungsröhre 6 geschaltet, die mit ihrer Anode 7 an den Pluspol 1 desl Netzgleichrichters und mit ihrer Kathode 8 an den Pluspol 3 der Ausgangsgleichspannung U, angeschlossen ist. Zwischen den Ausgangsklemmen 3 und 4 ist ein Kondensator 9 geschaltet und ein aus den Widerständen 10 und 11 bestehender Spannungsteiler, dessen Abgriff 12 mit einem Steuergitter 13 des Heptodenteiles einer Trioden-Heptoden-Doppel- systemröhre 14 verbunden äst. Letztere dient als Differentialverstärkerstufe, wobei ihr Heptodenteii als Verstärker und ihr Triodenteil als Kathodenfolgerstufe geschaltet ist.
Ein Begrenzungswiderstand 15 zwischen der Plusklemme 3 und der Anode 16 dient zur Anpassung der Röhrendaten an einen gegebenen Wert der Ausgangsgleichspannung U, der bedeutend grösser sein kann als die zulässige Anodenspannung des Triodenteils der verwendeten Triode- Heptode. Beide Teile der Röhre 14 weisen eine gemeinsame Kathode 17 auf, die über einen, ebenfalls für beide Röhrenteile gemeinsamen Kathodenwiderstand 18 mit dem Minuspol 4 verbunden ist.
Das erste Steuergitter 19 der Heptode erhält über einen Spannungsteiler 20, 21 eine feste Vorspannung, während die Anode 22 über einen Anodenwiderstand 23 an einer Spannung liegt, die sich aus der Ausgangsgleichspannung U, und einer Zusatzspannung an einer Stabilisatorröhre 24 zusammensetzt. Letztere wird von einer Hilfsgleichspannung U,*ll gespeist. Die Stabilisatorröhre 24 sorgt dafür, dass Schwankungen von Uli keine Anodenstromänderungen im Heptodenteil hervorrufen. Die Anode 22 ist ferner mit dem Steuergitter 25 der Leistungsröhre 6 gekoppelt, deren Kathode 8 mit dem Pluspol 3 verbunden ist.
Eine weitere Stabilisatorröhre 27 ist in Reihe mit einem Widerstand 28 an die stabilisierte Ausgangsgleichspannung U,, angeschlossen und liefert dem Steuergitter 29 des als Kathodenfolgerstufe geschalteten Triodenteiles Doppelsystemröhre 14 eine
<Desc/Clms Page number 3>
konstante Spannung, die als Vergleichsspannung für die als Differentialverstärker geschaltete Doppelsystemröhre 14 dient.
Zur Kompensation der restlichen Oberwelligkeit der Ausgangsspannung U, des Konstanthaltegerätes ist zwischen den Eingangsklemmen 1 und 2 ein erstes Netzwerk, bestehend aus einem Spannungsteiler mit Widerständen 30, 31 und einem Potentiometer 32 angeordnet. Der Abgriff des letzteren ist über einen Kondensator 33 mit dem Steuergitter 34 einer als Kathodenfolger geschalteten ersten Triode 35 verbunden.
Die Anode 36 dieser Röhre ist über einen Begrenzungswiderstand 37 an den Pluspol 3 angeschlossen, während ihre Kathode 38 über einen Kathodenwiderstand 39 am Minuspol 4 liegt. Das Steuergitter 34 erhält von einem an der Ausgangsgleichspannung U, liegenden Spannungsteiler 40, 41 eine feste Vorspannung. Das Steuergitter 19 der Doppelsystemröhre 14 ist über einen Kopplungskondensator 42 mit der Kathode 38 der Röhre 35 verbunden.
Zur Kompensation der verbleibenden Schwankungen der Ausgangsgleichspannung U, dient ein zweites Netzwerk, bestehend aus zwei Spannungs- teilern 43, 44 und 46, 47, von denen der erste, bestehend aus den Widerständen 43 und 44, an die Eingangsgleichspannung U", und der zweite, bestehend aus den Widerständen 46 und 47, an die Ausgangsgleichspannung U, angeschlossen ist, und beide Spannungsteiler über einen Widerstand 45 und ein Potentiometer 48 miteinander verbunden sind, wobei der Abgriff des letzteren an das Steuergitter 49 einer zweiten Triode 50, die ebenfalls wie die erste Triode 35 als Kathodenfolger geschaltet ist, angeschlossen ist.
Anstelle der beiden Trioden 35, 50 kann auch eine Doppeltriode treten. Ein Kondensator 51 dient dazu, die vom Netzgleichrichter herrührende Brummspannung vom Gitter 49 fernzuhalten. Die Anode 52 der Röhre 50 liegt über einen Begrenzungswiderstand 53 am Pluspol 3, während ihre Kathode 54 über einen Kathodenwiderstand 55 am Minuspol 4 angeschlossen ist. Die beiden Schirmgitter 56 der Doppelsystemröhre 14 sind mit der Kathode der Röhre 50 galvanisch verbunden. Die Heizfäden der Röhren 14, 35 und 50 sind in Reihe geschaltet und werden aus der konstant gehaltenen Ausgangsgleichspannung U,, gespeist (nicht gezeigt).
Die beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet folgendermassen: Wenn beispielsweise infolge einer Netzspannungs- und/oder Belastungsschwankung die Ausgangsgleichspannung U,. zunimmt, so nimmt auch das Potential des Gitters 13 des Verstärkerteiles der Doppelsystemröhre 14 zu. Da das Potential des Steuergitters 29 des Kathodenfolgerteiles dieser Röhre mittels der Stabilisatorröhre 27 konstant gehalten wird, ist auch die Spannung an der Kathode 17 konstant, so dass die Potentialänderung des Gitters 13 voll als Änderung der Gitterkathodenspannung der rechten Röhrenhälfte wirksam ist. Der durch den Anodenwiderstand 23 fliessende Strom nimmt somit zu, wodurch das Potential der Anode 22 sinkt.
Demzufolge wird das Steuergitter 25 der Leüstungsgsröhre 6 gegenüber deren Kathode 8 negativer, was zur Folge hat, dass der Gleichstromwiderstand der Leistungsröhre 6 grösser wird. Dadurch wird der Spannungsabfall U" an der Leistungsröhre 6 ebenfalls grösser, wodurch die Ausgangsgleichspannung U, auf ähren Sollwert zurückgebracht wird. Die Abweichungen vom Sollwert von U" welche für den Regelvorgang notwendig sind, sind um so kleiner, je grösser die Gesamtverstärkung des Verstärkerteiles der Doppelsystemröhre 14 und der Leistungsröhre 6 ist.
Die grösste Gesamtverstärkung wird dadurch erhalten, dass erstens die Anodenspannung des Verstärkerteiles 17, 19, 13,_ 56, 22 der Doppelsystemröhre 14 um die Brennspannung der Stabilisatorröhre 24 vergrössert, der Arbeitsbereich der Doppelsystemröhre 14 also in einen steileren Abschnitt ihrer Kennlinie verschoben, zweitens als Anodenwiderstand 23 ein solcher von mehreren Megohm verwendet und drittens die Ver- stärkerstufe als Differentialverstärker ausgebildet wird.
Durch den Anschluss der Stabilisatorröhre 27 an die Ausgangsgleichspannung U" wird erreicht, dass ihre Brennspannung von den Anodenstromschwan- kungen des Verstärkerteiles der Doppelsystemröhre 14 unbeeinflusst bleibt, wodurch die für den Regelvorgang notwendige Abweichung der Ausgangsgleichspannung U, am Steuergitter 13 der Doppelsystemröhre 14 voll zur Wirkung kommt.
Die restliche Oberwelligkeit (Brummspannung) der Ausgangsgleichspannung U, wird nun mnttels des ersten Netzwerkes 30, 31, 32 dem Kondensator 33 und dem Kathodenfolger 35 dadurch weiter stark verringert, dass durch die Oberwelligkeit der Eingangsgleichspannung UGl das Steuergitter 19 der Doppelsystemröhre 14 entsprechend gesteuert wird. Der Kondensator 33 ist so bemessen, dass er für die Brummspannung, deren Frequenz 100 Hz beträgt, eine kleine, .für die langsamen Schwankungen der Eingangsgleichspannungen UGl hingegen eine grosse Impedanz bildet.
Mit dem Potentiometer 32 wird die Brummkompensation eingestellt.
Die verbleibenden Schwankungen der Ausgangsgleichspannung U, werden ährerseits mittels dem zweiten Netzwerk 43 bis 48, dem Kondensator 51 und dem Kathodenfolger 50 dadurch kompensiert, dass letzterer die beiden Schirmgitter 56 der Doppelsystemröhre 14 entsprechend steuert. Der- Kondensator 51 ist so bemessen, da nur die verhältnismässig langsamen Schwankungen der Eingangsgleichpan- nung UGl einen Einfluss auf die Steuerung des Kathodenfolgers 50 ausüben können,
hingegen nicht die 100-Hz-Brummspannung. Mit dem Potentiome- ter 48 wird die Kompensation der Schwankungen der Eingangsgleichspannung UGl eingestellt.
Mittels der beiden Kathodenfolger 35 und 50 als Impedanzwandler wird eine niederohmige Ankopplung des Steuergitters 19 und der beiden Schirmgitter 56 der Doppelsystemröhre 14 erreicht.
<Desc/Clms Page number 4>
Durch die angeführten Massnahmen wird eine elektronische Reglerschaltung mit sehr hohem Verstärkungsgrad in der Steuerstufe erhalten, die in bezug auf Störsignale unempfindlich ist und keinerlei Neigung zu Selbsterregung aufweist.
Durch geeignete Bemessung der kapaziüiven Kopplungsglieder 33, 42 und Anwendung weiterer, in der Verstärkertechnik bekannter Mittel, wie frequenzabhängiger Gegenkopplungen, wird der Wechselstromwiderstand beim beschriebenen Konstanthaltegerät über einen grossen Frequenzbereich, entsprechend dem Wert seines verhältnismässig sehr kleinen Gleichstrom- Innenwiderstandes, klein gehalten.
Mit dem beschriebenen Kontakthaltegerät lässt sich mit einem einstufigen Differentialverstärker und einer Triode als Leistungsröhre die Ausgangsgleichspannung U, während einiger Stunden mit einer Genauigkeit von mindestens 0,010/0o konstant halten. Die restlichen Einflüsse der Netzspannungs- schwankungen und der Brutumspannung auf die Ausgangsgleichspannung U, werden separat kompensiert, wobei jede Kompensation einzeln mittels der Poten- tiometer 48 bzw. 32 optimal einstellbar ist.
Es besteht keinerlei Gefahr zu Selbsterregung, wie bei Gleichstromverstärkern üblicher Ausführung, bei denen zur Erzielung einer so grossen Reguliergenauigkeit mehrere Verstärkerstufen vorgesehen werden müssten.
Obwohl im beschriebenen Ausführungsbeispiel das Konstanthaltegerät eine feste Ausgangsgleichspannung U, liefert, kann es auch für eine einstell- bare Ausgangsgleichspannung ausgebildet werden. Dazu wird der Widerstand 10 des zwischen den Ausgangsklemmen 3, 4 geschalteten Spannungsteilers 10, 11 einstellbar ausgeführt, wodurch sich mit ihm die Ausgangsgleichspannung U, einstellen lässt.
Die Potentiometer 32 und 48 werden dabei vorzugsweise mit dem Einstellwiderstand 10 mechanisch gekoppelt, so dass zu jeder Einstellung der Ausgangsgleichspannung U, die passende Kompensation des Einflusses der Brutumspannung und der Schwankungen der Netzspannung eingestellt wird.
<Desc / Clms Page number 1>
DC voltage constant holding device, in particular for generating a comparison voltage in an electronic controller. In technology it often happens that the output voltage of a voltage source has to be kept exactly constant. For this purpose, electronic constant holding devices are used, which are often used in laboratories, calibration stations, test offices, etc. and which have to meet high requirements with regard to constant voltage.
In general, in an electronically operating DC voltage stabilizing device, part of the output DC voltage is tapped at a voltage divider, compared with a constant reference voltage and the voltage difference resulting from the comparison, after amplification in a DC amplifier, is used to control a power stage containing at least one power tube. which acts as a variable series resistor in the load circuit. The comparison voltage is taken from either a battery or a stabilized power supply unit.
The power tube is connected on the anode side to the positive pole of the unstabilized DC voltage, mostly originating from a mains rectifier, and on the cathode side it is connected to the positive pole of the output DC voltage. The regulation is based on the change in the DC resistance of the power tube as a function of its control voltage.
This direct current resistance causes such a voltage drop across the power tube that the output direct voltage remains constant. DQese output DC voltage, hereinafter referred to as U, results from the equation: Uc = (UGI 1B 'RG1) -U., In which UGi = EMF of the unstabilized DC voltage supplied by the mains rectifier,
EMI1.32
<tb> 1B <SEP> = <SEP> load current,
<tb> RG1 <SEP> = <SEP> Internal resistance <SEP> of the <SEP> line rectifier
<tb> and
<tb> Ua <SEP> = <SEP> Voltage drop <SEP> at <SEP> of the <SEP> power tube
<tb> means.
If the voltage to be output by the mains rectifier for an output DC voltage of, for example, U = 300 V is 500 V and if 10% mains voltage fluctuations are expected, the rectifier voltage can fluctuate between 450 and 550 V. If the DC output voltage is to be kept constant to an accuracy of 0.010 / 00, for example, the permissible difference between the minimum and maximum value of the DC output voltage is V.
Will the input voltage
EMI1.43
of the direct current amplifier is tapped via a voltage divider. B. 1: 3, the minimum required overall gain of the DC amplifier including the power stage
EMI 1.49
With a single-stage differential amplifier and a pentode connected as a triode as the power tube, the total gain is only about 25,000. Here, a gain of about 2500 is omitted for the differential amplifier and a gain of about 10 for the power tube.
Even with a power stage connected as a pentode, the overall gain that can be achieved is not sufficient for the regulation accuracy required above when the power stage is controlled
<Desc / Clms Page number 2>
the pentode should be possible within a larger area of the characteristic curve field. In this case the anode voltage has to go down relatively far, since the maximum value of the same is set by the maximum permissible anode power loss.
But then one works on the more curved part of the anode voltage-anode current characteristic curve, on which the gain drops. Furthermore, the pentode circuit has the disadvantage that an additional, stabilized power supply unit has to be provided to feed the screen grid of the pentode.
It is now known to feed the screen grid of the multi-grid tube used in DC amplifiers of the type of interest here to achieve greater control accuracy via a voltage divider connected between the poles of the unstabilized input DC voltage and to control it through the fluctuations of the unstabilized input voltage occurring at the latter. The anode current of the multigrid tube is then no longer influenced solely by the fluctuations in the DC output voltage, but also directly by the fluctuations in the mains voltage. With this measure, the control accuracy can be increased with little additional effort.
However, a constant holding device that works with such a screen grid control no longer functions properly if, in order to maintain an extreme regulation accuracy, e.g. B. in the size of 105 or 0.010 / 0 o, a correspondingly large gain is required, since in this case the circuit tends to self-excitation.
The invention now relates to a DC constant voltage device, in particular for generating a comparison voltage in an electronic controller, with a power stage in series with a consumer and containing at least one power tube, which is controlled by a DC amplifier in that the voltage difference between a The partial amount of the output direct voltage obtained from the voltage divider connected to the output direct voltage and a comparison voltage supplied by a voltage stabilizing device is amplified to the power stage,
wherein a differential amplifier stage consisting of an amplifier and a cathode follower part serves as the amplifier, the cathode follower part of which is on the input side at a constant reference voltage supplied by a voltage stabilizing device connected to the output DC voltage. With this constant-holding device, the above-mentioned disadvantages are eliminated by the fact that, in order to compensate for the remaining harmonics of the output DC voltage of the constant-holding device, a cooperating with a first cathode follower,
The first network connected to the DC input voltage and, to compensate for the remaining fluctuations in the DC output voltage, a second network that interacts with a second cathode follower and is connected to both the DC input voltage and the DC output voltage is provided, and both cathode follower stages add the amplifier part of the differential amplifier stage as a function of the harmonics and the Control fluctuations in the DC input voltage in such a way that the remaining harmonics and the remaining fluctuations are counteracted.
The invention is explained in more detail with reference to an embodiment shown in the drawing. The constant holding device shown is preferably used to generate a comparison voltage U, for an electronic controller for a direct voltage which is to be kept constant very precisely and which should be adjustable from zero to several thousand volts. At the input terminals 1 and 2 there is an unstabilized direct voltage UU generated by a power rectifier (not shown). A consumer, which is indicated by a resistor 5, is connected to the output terminals 3 and 4.
A power tube 6 is connected to the consumer circuit, with its anode 7 being connected to the positive pole 1 of the mains rectifier and its cathode 8 being connected to the positive pole 3 of the DC output voltage U. A capacitor 9 is connected between the output terminals 3 and 4 and a voltage divider consisting of the resistors 10 and 11, the tap 12 of which is connected to a control grid 13 of the heptode part of a triode-heptode double system tube 14. The latter serves as a differential amplifier stage, with its heptodenteii connected as an amplifier and its triode part as a cathode follower stage.
A limiting resistor 15 between the positive terminal 3 and the anode 16 is used to adapt the tube data to a given value of the output DC voltage U, which can be significantly greater than the permissible anode voltage of the triode part of the triode-heptode used. Both parts of the tube 14 have a common cathode 17 which is connected to the negative pole 4 via a cathode resistor 18 which is also common for both tube parts.
The first control grid 19 of the heptode receives a fixed bias voltage via a voltage divider 20, 21, while the anode 22 is connected to a voltage via an anode resistor 23, which is composed of the output DC voltage U and an additional voltage on a stabilizer tube 24. The latter is fed by an auxiliary DC voltage U, * ll. The stabilizer tube 24 ensures that fluctuations in Uli do not cause any changes in the anode current in the heptode part. The anode 22 is also coupled to the control grid 25 of the power tube 6, the cathode 8 of which is connected to the positive pole 3.
Another stabilizer tube 27 is connected in series with a resistor 28 to the stabilized output DC voltage U 1 and supplies the control grid 29 of the triode part connected as a cathode follower stage with a double system tube 14
<Desc / Clms Page number 3>
constant voltage which serves as a reference voltage for the dual system tube 14 connected as a differential amplifier.
A first network consisting of a voltage divider with resistors 30, 31 and a potentiometer 32 is arranged between the input terminals 1 and 2 to compensate for the remaining harmonics of the output voltage U, of the constant holding device. The tap of the latter is connected via a capacitor 33 to the control grid 34 of a first triode 35 connected as a cathode follower.
The anode 36 of this tube is connected to the positive pole 3 via a limiting resistor 37, while its cathode 38 is connected to the negative pole 4 via a cathode resistor 39. The control grid 34 receives a fixed bias voltage from a voltage divider 40, 41 connected to the DC output voltage U 1. The control grid 19 of the double system tube 14 is connected to the cathode 38 of the tube 35 via a coupling capacitor 42.
A second network consisting of two voltage dividers 43, 44 and 46, 47 is used to compensate for the remaining fluctuations in the DC output voltage U. The first, consisting of resistors 43 and 44, is connected to the DC input voltage U ", and the second , consisting of the resistors 46 and 47, is connected to the output DC voltage U, and both voltage dividers are connected to one another via a resistor 45 and a potentiometer 48, the tap of the latter being connected to the control grid 49 of a second triode 50, which is also like the first triode 35 is connected as a cathode follower, is connected.
A double triode can also be used instead of the two triodes 35, 50. A capacitor 51 serves to keep the ripple voltage from the mains rectifier away from the grid 49. The anode 52 of the tube 50 is connected to the positive pole 3 via a limiting resistor 53, while its cathode 54 is connected to the negative pole 4 via a cathode resistor 55. The two screen grids 56 of the double system tube 14 are galvanically connected to the cathode of the tube 50. The filaments of the tubes 14, 35 and 50 are connected in series and are fed from the output DC voltage U i, which is kept constant (not shown).
The circuit arrangement described works as follows: If, for example, as a result of a mains voltage and / or load fluctuation, the DC output voltage U,. increases, the potential of the grid 13 of the amplifier part of the double system tube 14 also increases. Since the potential of the control grid 29 of the cathode follower part of this tube is kept constant by means of the stabilizer tube 27, the voltage at the cathode 17 is also constant, so that the change in potential of the grid 13 is fully effective as a change in the grid cathode voltage of the right tube half. The current flowing through the anode resistor 23 thus increases, as a result of which the potential of the anode 22 falls.
As a result, the control grid 25 of the power tube 6 is more negative than its cathode 8, with the result that the direct current resistance of the power tube 6 is greater. As a result, the voltage drop U "on the power tube 6 is also greater, whereby the output DC voltage U, is brought back to its nominal value. The deviations from the nominal value of U", which are necessary for the control process, are the smaller, the greater the overall gain of the amplifier part of the Double system tube 14 and the power tube 6 is.
The greatest overall amplification is obtained by firstly increasing the anode voltage of the amplifier part 17, 19, 13, 56, 22 of the double system tube 14 by the burning voltage of the stabilizer tube 24, i.e. shifting the working range of the double system tube 14 into a steeper section of its characteristic curve, secondly as The anode resistor 23 uses a resistor of several megohms and, thirdly, the amplifier stage is designed as a differential amplifier.
By connecting the stabilizer tube 27 to the output DC voltage U "it is achieved that its operating voltage remains unaffected by the anode current fluctuations of the amplifier part of the double system tube 14, whereby the deviation of the output DC voltage U, necessary for the control process, at the control grid 13 of the double system tube 14 is fully effective comes.
The remaining ripple (ripple voltage) of the output DC voltage U, is now further greatly reduced by means of the first network 30, 31, 32, the capacitor 33 and the cathode follower 35, that the control grid 19 of the double system tube 14 is controlled accordingly by the ripple of the input DC voltage UGl. The capacitor 33 is dimensioned such that it forms a small impedance for the ripple voltage, the frequency of which is 100 Hz, and a large impedance for the slow fluctuations in the DC input voltages UG1.
The hum compensation is set with the potentiometer 32.
The remaining fluctuations in the output DC voltage U, are in turn compensated for by means of the second network 43 to 48, the capacitor 51 and the cathode follower 50 in that the latter controls the two screen grids 56 of the double system tube 14 accordingly. The capacitor 51 is dimensioned so that only the relatively slow fluctuations in the input DC voltage UG1 can influence the control of the cathode follower 50,
however, not the 100 Hz ripple voltage. With the potentiometer 48, the compensation of the fluctuations in the input DC voltage UG1 is set.
By means of the two cathode followers 35 and 50 as impedance converters, a low-resistance coupling of the control grid 19 and the two screen grids 56 of the dual system tube 14 is achieved.
<Desc / Clms Page number 4>
The measures mentioned provide an electronic regulator circuit with a very high gain in the control stage, which is insensitive to interference signals and has no tendency to self-excitement.
By suitably dimensioning the capacitive coupling elements 33, 42 and using other means known in amplifier technology, such as frequency-dependent negative feedback, the alternating current resistance in the constant holding device described is kept small over a large frequency range, corresponding to the value of its relatively very small direct current internal resistance.
With the described contact holding device, with a single-stage differential amplifier and a triode as a power tube, the output DC voltage U can be kept constant for a few hours with an accuracy of at least 0.010 / 0o. The remaining influences of the mains voltage fluctuations and the gross voltage on the output DC voltage U are compensated separately, each compensation being individually optimally adjustable by means of the potentiometer 48 and 32, respectively.
There is no risk of self-excitation, as is the case with conventional direct current amplifiers, in which several amplifier stages would have to be provided in order to achieve such a high level of regulation accuracy.
Although in the exemplary embodiment described the constant holding device supplies a fixed DC output voltage U 1, it can also be designed for an adjustable DC output voltage. For this purpose, the resistor 10 of the voltage divider 10, 11 connected between the output terminals 3, 4 is designed to be adjustable, so that the output DC voltage U 1 can be set with it.
The potentiometers 32 and 48 are preferably mechanically coupled to the setting resistor 10 so that the appropriate compensation for the influence of the gross voltage and the fluctuations in the mains voltage is set for each setting of the DC output voltage U.