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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen, insbesondere in Rundsteuerungsanlagen in Netzen zur Verteilung elektrischer Energie mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen Die gemeinsame Verwendung bestehender Leitungsnetze zur gleichzeitigen Verteilung der 50-Hz- Energie und zur Übertragung der tonfrequenten Steuerimpulse für rundgesteuerte Empfangseinrichtungen erfordert zwei wesentliche Eigenschaften solcher Empfänger.
Erstens hat eine geeignete Filtervorrichtung, beispielsweise ein Resonanzkreis, für eine genügende Selektivität zur Trennung der tonfrequenten Steuerimpulse von der vergleichsweise grossen 50-Hz-Netz- spannung zu sorgen. Erhöhte Ansprüche an die Resonanzkreise werden besonders bei verhältnismässig tiefen Steuerfrequenzen (unterhalb 500 Hz) gestellt, da hier auch die Amplituden von allfälligen - der Steuerfrequenz benachbarten - Netzharmonischen bereits erhebliche Werte annehmen können.
Die zweite wesentliche, unerlässliche Eigenschaft solcher Empfangsvorrichtungen ist deren Unempfindlichkeit gegen kurzzeitige einmalige oder sich wiederholende Störimpulse, wie sie beispielsweise durch die Zu- oder Abschaltung von grossen Netzbelastungen oder von ganzen Netzteilen, oder durch Wackelkontakte vor Netzbelastungen hervorgerufen werden können.
Bereits bekannte Verfahren und entsprechende Vorrichtungen verwenden teils mechanische, teils elektrische Filter zur Aussiebung der steuerfrequenten Signalspannungen. Zur Erzielung der Störspannungsfestigkeit gegen kurzzeitige Störimpulse dienen elektrische oder mechanische Integrationsglieder, die erst nach einer vorbestimmten minimalen Dauer eines Steuerimpulses das Schliessen eines weiteren Schaltkreises und damit die Ausführung einer effektiven Schaltoperation ermöglichen. Die Anwendung dieser bekannten Verfahren bei Rundsteuerungsanlagen mit tiefen Steuerfrequenzen und kurzen Impulszeiten für schnellen Programmablauf begegnet einigen Schwierigkeiten.
Beispielsweise kann sich für den Fall eines zweikreisigen elektrischen Filters üblicher Grösse eine ungenügende Selektivität gegenüber den benachbarten Netzharmoni- schen ergeben. Verwendet man einkreisige mechanische Filter, so ist die Selektivität für die Netzharmonischen wohl genügend, aber die Selektivitäts- kurve ist im Durchlassgebiet derart spitz, dass die Steuerfrequenz sendeseitig sehr genau eingehalten werden muss. Dies erfordert auf der Sendeseite teure, komplizierte und störanfällige Einrichtungen zur Regulierung der Steuerfrequenz.
Bei kurzer zeitlicher Dauer der einzelnen Steuerimpulse ist zudem die Störanfälligkeit der Empfänger gegen periodisch wiederkehrende oder einmalige kurzzeitige Störspannungen hoher Amplitude sehr gross.
Ein bekanntes Verfahren, bei welchem zur Vermeidung von Fehlstarts durch grosse Störspannungs- spitzen der erste Steuerimpuls eine vorbestimmte minimale Zeit andauern muss, bevor ein zum Antrieb des Empfängers benötigter Synchronmotor über einen Haltekontakt dauernd eingeschaltet wird, weist wohl eine gute Störfestigkeit für die Startauslösung auf, es verfügt dagegen über keinerlei Sicherheit gegen kurzzeitige Störspannungen während des eigentlichen Progammablaufs (das heisst für die Zeitdauer, während welcher der Empfangswähler in Bewegung ist).
Die vorliegende Erfindung überwindet diese Nachteile und betrifft ein Verfahren zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen, insbesondere in Rundsteuerungsanlagen in Netzen zur Verteilung elektrischer Energie mit dem Starkstrom überlagerten
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Steuerimpulsen, bei welchem Verfahren die Wechselspannungen der in einem Bandfilter ausgesiebten Steuerimpulse zuerst gleichgerichtet werden und hierauf zum Aufladen eines ersten Speicherkondensa- tors eines Kurzzeitintegrators auf einen durch die Amplitude der Steuerspannung gegebenen zeitlichen Endwert benützt werden, worauf die hierdurch in Gleichspannungsimpulse umgewandelten Steuerimpulse in Serie mit einer als Schwellwert wirkenden,
entgegengerichteten konstanten Gleichspannung geschaltet und einem Gleichstromtor zugeführt werden, welches Gleichstromtor über einen Vorwiderstand begrenzte, von der Amplitude der Steuerspannung unabhängige Gleichstromimpulse aus einer Hilfs- stromquelle einem zweiten Ladekondensator eines Langzeitintegrators zuführt und dabei den genannten Ladekondensator derart auflädt, dass einerseits die zur Kippung eines nachfolgenden elektronischen Kippschalters minimal notwendige Kippspannung erst nach Ablauf eines Teils der Steuerimpulsdauer erreicht wird, und dass anderseits nach Aufhören des Steuerimpulses der genannte zweite Ladekondensator über ein Ventil und einen Entladewiderstand in einem Bruchteil der Ladezeit wieder entladen wird,
wodurch der genannte elektronische Kippschalter ein elektromechanisches Relais, bezogen auf die zeitliche Dauer eines jeden Steuerimpulses, verzögert ansprechen, aber mit kleinerer Verzögerung abfallen lässt.
Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens und umfasst mindestens einen Gleichrichter zur Gleichrichtung der sinusförmigen Wechselspannung der in einem Bandfilter ausgesiebten Steuerimpulse, ferner einen Kurzzeitintegrator mit einem ersten Speicherkondensator zur Speicherung der gleichgerichteten, durch die sinusförmige Wechselspannung der Steuerimpulse, bewirkten Stromstösse, ferner eine Diode zur Erzeugung einer als Schwellwert dienenden konstanten Gleichspannung, ferner ein Gleichstromtor zur Steuerung eines von einer Hilfsstromquelle gelieferten Gleichstroms entsprechend den im Kurzzeitinte- grator erzeugten Gleichspannungsimpulsen,
weiter einen Langzeitintegrator mit einem zweiten Ladekondensator zur Speicherung der von einem Vorwider- stand begrenzten, vom genannten Gleichstromtor gesteuerten Gleichstromimpulse, ferner ein Ventil zur sofortigen Entladung der im zweiten Ladekondensator während der Dauer eines Steuerimpulses gespeicherten Ladung, sobald der genannte Steuerimpuls beendet ist.
Im folgenden werden anhand von Figuren Beispiele des erfindungsgemässen Verfahrens sowie eine beispielsweise Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens beschrieben. Dabei zeigt: Fig. 1 ein elektrisches Blockschema einer Empfangseinrichtung, Fig. 2 ein detailliertes elektrisches Schema einer Empfangseinrichtung, Fig. 3 als Diagramm die Ladespannung UCL1 und die Emitter-Basisspannung UEB eines als Gleich- stromtor benützten Transistors in Funktion der Steuerspannung Ust, Fig. 4 die Kennlinie einer Diode, Fig. 5 das Strom-Spannungsdiagramm der Kollek- torseite eines beliebigen Transistors und die Wirkung eines Widerstandes im Kollektorkreis, Fig.
6 den Verlauf des Kollektorstroms -lC in Abhängigkeit vom Basisstrom -IB bei einem beliebigen Transistor, wenn im Kollektorkreis ein Widerstand liegt, Fig. 7 die Abhängigkeit des Basisstroms -IB von der Emitter-Basisspannung Ur EB eines beliebigen Transistors, Fig. 8 die Abhängigkeit des Kollektorstroms -Ic von der Emitter-Basisspannung UEB, Fig.
9 den Verlauf der Ladespannung UCL2 in Funktion der Steuerwechselspannung Ut, Fig. 10 die Charakteristik einer an sich bekannten spannungsgesteuerten elektronischen Kippschal- tung, Fig. 11 die Steuerspannungsamplitude U", welche zur Auslösung einer Schaltfunktion des Empfängers erforderlich ist, in Funktion der Impulsdauer t, Fig. 12 den Verlauf eines Steuerimpulses P in Funktion der Zeit t, Fig. 13 den Verlauf der Spannung UCLl am ersten Speicherkondensator im Funktion der Zeit t, Fig. 14 den Verlauf der Spannung UIL., am zweiten Ladekondensator in Funktion der Zeit t,
Fig. 15 den Verlauf des Relaisstroms Ir,el in Funktion der Zeit t.
In der Anordnung gemäss Fig. 1 gelangt die Netzspannung U mit den ihr überlagerten Impulsen der tonfrequenten Steuerspannung U, mit der Steuerfrequenz f,t an die Eingangsklemmen 3, 4 einer Empfangseinrichtung. Die tonfrequente Steuerspannung U, wird in einem an sich bekannten Bandfilter 2 sowohl von der Netzspannung U als auch von allfällig vorhandenen Netzharmonischen getrennt und die ausgesiebte Wechselspannung U_ mit der Steuerfrequenz f, einer Gleichrichter- und Speicheranordnung zugeführt. Diese Speicheranordnung bildet einen Kurzzeitintegrator 11 mit einem Ladewiderstand 1 4. und einem ersten Speicherkondensator 12.
Die im Speicherkondensator 12 gespeicherten Ladestromstösse gelangen in Form eines einzigen Gleichspannungsimpulses und in Serie zu einer entgegengerich- teten Vorspannung U, an ein Gleichstromtor 20, welche bei hinreichender Grösse der Ladespannung UeLl am Speicherkondensator 12 während der Dauer eines Impulses der Steuerspannung U" leitend wird und eine an einer Hilfsstromquelle 51 liegende weitere Speicherschaltung 21 aufzuladen beginnt. Diese Speicherschaltung 21 stellt einen Langzeit- integrator dar mit einem Strombegrenzungswiderstand 25 und einem zweiten Ladekondensator 28.
Die Rufladung des zweiten Ladekondensators 28 erfolgt so langsam, dass die Ladespannung U,L" am Ladekondensator die zur Kippung einer nachfolgenden Kippschaltung notwendige Spannung erst nach einem
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grossen Teil der Steuerimpulsdauer T erreicht. Dieser Anteil an der Steuerimpulsdauer T richtet sich einerseits im Minimum nach der zu erzielenden Störfestigkeit der Empfangsvorrichtung gegen kurzzeitige, starke Störimpulse, anderseits im Maximum nach der Funktionssicherheit und den Anforderungen des Synchronismus zwischen der Sendeanlage und der Empfangsvorrichtung und beträgt sinngemäss etwa ·-¹ der Steuerimpulsdauer. Die Ladespannung UCL2 liegt an einer elektronischen Kippschaltung 41, welcher unter Umständen ein Impedanzwandler 31 vorgeschaltet ist.
Diese elektronische Kippschaltung 41, ein sogenannter Schmitt-Trigger, kippt beim Erreichen einer bestimmten Ladespannung UCL2 = Uk ein derart von einem stabilen Betriebszustand in einen andern um, dass dabei ein Relais 48 aufzieht. Sobald der Steuerimpuls beendet ist, entlädt sich der Lang- zeitintegrator über das Ventil 26 sehr rasch, wodurch die elektronische Kippschaltung 41 in ihre Ausgangslage zurückgestellt wird und das Relais 48 abfällt. Die Entladung der Speicherschaltung 21 erfolgt in wesentlich kürzerer Zeit als die Aufladung, so dass das Relais 48 gegenüber der zeitlichen Dauer eines jeden Steuerimpulses stark verzögert anzieht und praktisch unverzögert wieder abfällt.
Diese schematische Anordnung ergibt die für Rundsteuerungsempfänger wesentlichen und unerlässlichen Eigenschaften-Unempfindlichkeit gegen kurze, starke Störimpulse einerseits und Nichtansprechen bei schwachen Dauersignalen der Steuerfrequenz anderseits. Kurze starke Störimpulse, wie sie beispielsweise durch Netzlast-Zu- oder -Abschaltungen auftreten können, werden ebenso wie die ausgesiebten Nutzsteuersignale gleichgerichet und dem ersten Speicherkondensator 12 des Kurzzeitintegrators 11 zugeführt, dessen Ladespannung UCL1 bei genügender Amplitude und Dauer des Störimpulses den zur Öffnung der Torschaltung 20 notwendigen Wert annehmen kann.
Zur Aufladung des Ladekondensators 28 des Langzeitintegrators auf die zur Auslösung der Kipp- schaltung 41 notwendige Spannung ist hingegen die Dauer des Störimpulses zu gering, und es tritt keine Auslösung des Relais 48 ein. Anderseits wird durch eine Schwellwertvorrichtung - bestehend im wesentlichen aus der zur Ladekondensatorspannung UCL1 in Serie geschalteten Gegenspannung Ug - vermieden, dass schwache, aber dauernd vorhandene Störsignale der Sollfrequenz das Gleichstromtor 20 überhaupt öffnen können. Es sind somit nur Steuerimpulse hinreichender Länge und Amplitude in der Lage, das Relais 48 zu betätigen.
Von wesentlicher Bedeutung für die Unempfindlichkeit gegen Störimpulse einer solchen Empfangseinrichtung ist ferner die Verhinderung einer Aufspeicherung aufeinanderfolgender kurzer, aber starker Störimpulse. Durch die Wahl einer sehr kurzen Entladezeitkonstanten des Kurzzeitintegrators 11, bestimmt durch den Entladewiderstand 13 (Fig. 2) und den ersten Speicherkondensator 12, wird das Gleichstromtor 20 kurz nach Aufhören des Störimpulses wieder geschlossen. Eine bis dahin allfällig erfolgte Teilaufladung des zweiten Ladekondensators 28 des Langzeitintegrators kann sich über die Schnellentladevorrichtung, bestehend aus dem Ventil 26 und dem Entladewiderstand 27, sofort wieder entladen.
Durch diese Schnellentladung der zweiten Speicherschaltung wird erreicht, dass die Empfangsvorrichtung nicht durch Störimpulse irgendwelcher Art vorzeitig sensibilisiert wird, sondern dass sie stets im ursprünglichen entladenen Zustand zum Empfang der erwünschten Steuerimpulse bereitsteht.
Fig. 2 zeigt ein detailliertes Schaltungsschema einer beispielsweisen Empfangsvorrichtung, mit welcher das erfindungsgemässe Verfahren durchgeführt werden kann. Der Empfänger wird mit den Klemmen 3, 4 an das Netz 1 angeschlossen. Die vom elektromechanischen Bandfilter 2 bekannter Ausführung durchgelassene Wechselspannung - das sind im wesentlichen die Impulse P der Steuerspannung Ust - gelangt an eine Gleichrichteranordnung 15, 16, welche die genannte Wechselspannung gleichrichtet und an einen Kurzzeitintegrator 11 mit einem ersten Speicherkondensator 12 und einem Entladewiderstand 13 abgibt. Die Elemente dieses Kurzzeitinte- grators sind so bemessen, dass der erste Speicherkondensator 12 bereits nach 5-20 Perioden eines Impulses P der Steuerspannung Ust den zeitlichen Endwert der Ladespannung UCL1 erreicht hat.
Die von der Amplitude der Steuerwechselspannung Ust abhängige Ladespannung UCL1 wird hierauf um den Wert einer entgegengesetzten konstanten Gleichspannung Ug, welche mit einem Spannungsteiler, bestehend aus einem Widerstand 23, einer Diode 24 und einem Widerstand 27, über der genannten Diode 24 erzeugt wird, erniedrigt.
Fig. 3 zeigt das Verhalten der Ladespannung UCL1 und der Emitter-Basisspannung UEE des Transistors 22 als Summe aus UCL1 und Ug in Funktion der Steuerwechselspannung Ust.
In Fig. 4 stellt 70 die Strom-Spannungscharakte- ristik der Diode 24 dar, während 71 als Widerstandskennlinie die Summe der Widerstände 23 und 27 darstellt. Der Schnittpunkt zwischen der Widerstandskennlinie 71 und der Diodenkennlinie 70 ergibt die für eine bestimmte angelegte Hilfsspannung U" resultierende Diodenspannung UI). Aus dem Diagramm der Fig. 4 ist weiter ersichtlich, dass die Diodenspannung UD bei wachsendem Diodenstrom 1D,
das heisst bei kleiner werdendem Widerstand infolge Überbrückung des hohen Vorwiderstandes 23 durch das geöffnete Gleichstromtor, entsprechend der Widerstandskennlinie 71', nur noch unwesentlich um den Betrag AUD ansteigt. Die hierdurch gebildete Gleichspannung U,. = UD als Schwellwert für die Ladespannung UCLi ist somit praktisch unabhängig von dem durch die Diode 24 fliessenden Gleichstrom 1D.
Fig. 5 stellt eine normale Transistor-Kennlinien- schar mit dem Kollektorstom -IC in Abhängigkeit der Kollektor-Emittergleichspannung -UCE und verschie-
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denen Basisströmen -IB als Parameter dar. Die eingezeichnete Gerade 81, ausgehend von der maximalen Betriebsspannung -UCE = Uo max, stellt die Kennlinie eines Widerstandes, welcher beispielsweise aus der Parallelschaltung der Widerstände 25 und 27 in Fig. 2 besteht, dar.
Aus dem Diagramm geht deutlich hervor, dass bei grösser werdenden Basisströmen -IB nach Erreichung eines bestimmten Grenzwertes -IB li,n der ausgesteuerte Kollektorstrom -IC nicht mehr weiter anwachsen kann, sondern, wie Fig. 6 zeigt, in seiner Amplitude begrenzt wird.
In Fig. 7 ist der Basisstrom -IB eines Transistors in Funktion der Emitter-Basisspannung UEB gezeichnet. Der Basisstrom -IE beginnt erst zu fliessen, nachdem die Emitter-Basisspannung UEB einen Minimalwert Ur EB nin überschritten hat.
In Fig. 8 sind die aus den Fig. 5 bis 7 resultierenden Eigenschaften eines Transistors, nämlich der Kollektorstrom -IC in Funktion der Emitter-Basisspannung UEB, gezeigt. Es geht hieraus hervor, dass der Kollektorstrom -IC bei kleinen Werten von UEB Null beträgt, beim Überschreiten von UBP min rasch ansteigt und einen Sättigungswert -ICmax erreicht, welcher nicht weiter überschritten wird.
Die entsprechende Schaltung in Fig. 2 umfasst das Gleichstromtor 20 einen Transistor 22. Dessen Emitter-Basisstrecke liegt an der Ladepannung UCL1 des Kurzzeitintegrators 11 mit dem ersten Speicherkondensator 12, vermindert um die an der Diode 24 erzeugte konstante Gleichspannung Ug. Das Verhalten dieses Gleichstromtors ist nun dieses, dass die parallel zum Widerstand 23 liegende Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 22 für den Stromdurchgang so lange gesperrt ist, als die Emitter-Basisspannung UEB kleiner als der Wert UEB ,min in Fig. 8 bleibt. Übersteigt die Emitter-Basisspannung UEB diesen Minimalwert wesentlich, so fliesst ein konstanter Gleichstrom -IC max durch die Emitter-Kollektorstrecke.
Dieser Gleichstrom -IC max teilt sich auf in einen konstanten, durch die Grösse des Entladewiderstandes 27 bestimmten Teilstrom IR und den zeitlich abnehmenden, durch den Ladewiderstand 25 in seinem Anfangswert festgelegten Ladestrom ICL2 des zweiten Ladekondensators 28 des Langzeitintegrators. Das Ventil 26 ist während der Ladung des zweiten Lade- kondensators 28 gesperrt. Der Ladekondensator 28 behält seine Ladespannung UCL2 so lange, als der Kollektorstrom -IC den vollen Wert aufweist. Sobald aber die Steuerspannung Ust aufhört, entlädt sich der erste Speicherkondensator 12 über den Entladewiderstand 13 rasch, das heisst in 10 bis 30 Perioden der Steuerfrequenz, wodurch die Spannung UCL1 auf den Wert 0 absinkt.
Beim Unterschreiten des Wertes der Emitter-Basisspannung UE B min wird der Kollektorstrom -IC des Transistors 22 unterbrochen.
Die bei leitendem Transistor 22 am Widerstand 27 durch den Teilstrom IR erzeugte Spannung UR vermindert sich durch den Wegfall des Stroms IR auf den relativ kleinen, durch den Spannungsteiler - ge- bildet aus dem Widerstand 23, der Diode 24 und dem Entladewiderstand 27 - gegebenen Ruhewert. Das Ventil 26 liegt in diesem Moment mit seiner Anode an einem gegenüber seiner Kathode positiveren Potential und wird damit leitend. Der zweite Ladekondensator 28 entlädt sich in der Folge über den gegenüber dem Ladewiderstand 25 kleineren Entladewiderstand 27 in einer wesentlich kürzeren Zeit, als für die Ladung benötigt wurde.
Damit erreicht man, im Gegensatz zu bekannten Rundsteue- rungsempfängern mit einfachen Speicherschaltungen mit - im Vergleich zu den Ladezeiten - grossen Ent- ladezeiten, eine wesentlich höhere Störfestigkeit gegen rasch aufeinanderfolgende Störspannungsspitzen.
Fig. 9 zeigt die Charakteristik der Ladespannung UCL2 in Funktion der Steuerwechselspannung U, Ausserdem sind die Kippspannungen U1, ei" und Ux """ durch welche das Arbeiten der vom Lang- zeitintegrator 21 gesteuerten elektronischen Kipp- schaltung 41 charakterisiert wid, eingezeichnet.
Die Steuercharakteristik einer an sich bekannten elektronischen Kippschaltung 41, eines sogenannten Schmitt-Triggers, zeigt Fig. 10. Die Basisspannung UB verursacht - vom Wert 0 ansteigend - vorerst kein Fliessen eines wesentlichen Basisstromes 1B. Beim Erreichen des Spannungswertes U" ei" kippt die Kippschaltung 41 in den andern stabilen Betriebszustand um und verharrt so lange in demselben, als die Kippschaltung U1, a", nicht unterschritten wird. In diesem Betriebszustand wird das Relais 48 aufgezogen.
Sinkt die angelegte Basisspannung UB unter den Wert U" ""S, so kehrt die Kippschaltung 41 wieder in den ursprünglichen Betriebszustand zurück, wodurch das Relais 48 stromlos wird und abfällt.
Die Funktionsweise dieser Kippchaltung gemäss Fig. 2 ist die folgende: Im Ruhezustand - das heisst Eingangsspannung UB - 0 - fliesst über den gemeinsamen Emitterwiderstand 44, Transistor 43 und Widerstand 46 ein Ruhestrom, dessen Grösse durch die Speisespannung und die beiden Widerstände 44 und 46 bestimmt wird. Die Basis des Transistors 43 liegt über einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen der Relaisspule 48, den Widerständen 47 und 45 an einem solchen Teil der Kollektorspan- nung Ue des Transistors 42, dass die an der Kollek- tor-Emitterstrecke des Transistors 43 auftretende Spannung praktisch gleich Null ist.
Hierbei ist der Kollektor des Transistors 42 im Ruhezustand infolge des Spannungsabfalls UE über dem gemeinsamen Emitterwiderstand 44 stromlos, und er weist die volle negative Hilfsspannung gegenüber dem Pluspol auf.
Bei wachsender Eingangsspannung UB - was mit zunehmender Ladespannung UCL2 des Ladekonden- sators 28 identisch ist - beginnt bei ungefähr UB - UE ein Basisstrom -1Ä im Transistor 42 zu fliessen. Dies hat einen dem Verstärkungsfaktor des Transistors 42 entsprechenden Koll'ektorstrom durch die Relaisspule und damit ein Absinken der Kollek- torspannung des Transistors 42 zur Folge.
Dies bewirkt anderseits über den Spannungsteiler mit den
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Widerständen 47 und 45 eine Reduktion der Basisspannung des Transistors 43 und damit eine Reduktion des Kollektorstroms durch den Transistor 43 und den gemeinsamen, als Rückkopplungsglied wirkenden Emitterwiderstand 44. Die dadurch reduzierte Gegenspannung UE bewirkt nun ihrerseits ein weiteres Überwiegen der Eingangsspannung UB und damit eine verstärkte Aussteuerung des Transistors 42. Der Vorgang steigert sich lawinenartig ohne weitere Erhöhung der Eingangsspannung UB zu einem plötzlichen Umkippen des Kollektorsstroms vom Kollektor des Transistors 43 auf denjenigen des Transistors 42 und führt damit zum Aufziehen des Relais 48. Im Ein-Zustand ist der Transistor 43 völlig stromlos.
Bei absinkender Eingangsspannung UB unter den nach Fig. 10 kritischen Wert Uk aus wiederholt sich der Vorgang in ähnlicher, aber umgekehrter Weise.
Fig. 11 zeigt als Diagramm die mit der beschriebenen Vorrichtung erzielte Unempfindlichkeit der Schaltvorgänge gegen unerwünschte Störeinflüsse. In Funktion der Zeit t ist die für die Betätigung des Relais 48 erforderliche Steuerspannung Ust aufgezeichnet. Ein starker, kurzer Störimpuls (Ust gross, t klein) vermag den senkrechten Ast der hyperbel- ähnlichen Kurve nicht zu erreichen (Fall A). Wirkt hingegen ein schwacher, aber lang anhaltender Störimpuls auf die Empfangseinrichtung (Fall B), so bleibt dieselbe in Ruhe, da die Amplitude der Störspannung stets unter dem Schwellwert Ust min bleibt. Der Idealfall des Diagramms der Fig. 11 ist eine Ecke im Schnittpunkt der Koordinaten U, min und tmin.
In den Fig. 12 bis 15 sind in Funktion der Zeit t der Ablauf eines Steuerimpulses P, der Verlauf der Ladespannung UCL1 am ersten Speicherkondensator 12 des Kurzzeitintegrators 11, der Verlauf der Ladespannung UCL2 am zweiten Ladekondensator 28 des Langzeitintegrators 21 sowie der Verlauf des Relaisstroms IRei gezeigt. Im Zeitpunkt t1 setzt der Steuerimpuls P mit der Steuerspannung Ust und der Steuerfrequenz fst ein und dauert bis zur Zeit t2 (Fig. 12). Zur Zeit t1 beginnt die Ladespannung UCL1 anzusteigen (Fig. 13) und hat nach wenigen Perioden, beispielsweise 5-20, der Steuerspannung Ust ihren Endwert erreicht. Zur Zeit t11 wird die Spannung UEB min erreicht, das heisst bis t11 ist das Gleichstromtor 20 geschlossen, und die Ladespannung UCL2 verharrt aus ihrem Minimalwert.
Vom Zeitpunkt t11 ab wird nun auch der zweite Ladekondensator 28 des Langzeitintegrators 21 aufgeladen (Fig. 14). Die Ladespannung UCL2 steigt vorerst ungefähr linear mit der Zeit an. Im Zeitpunkt t12 hat sie die Kippspan- nung Uk ,in der elektronischen Kippschaltung 41 erreicht, wodurch dieselbe das Relais 48 - wie oben beschrieben - zum Anziehen veranlasst. Die Anzugsverzögerung entspricht somit der Strecke t12-t1=At1 in Fig. 15. Der Anstieg der Ladespannung UCL2 m Funktion der Zeit ist so gewählt, dass die Kippspannung Uk ein innerhalb · bis 3/4 der Steuerimpuls- Bauer T (jedoch sicher noch vor Beendigung des Steuerimpulses P) erreicht wird.
Ist der Steuerimpuls P zur Zeit t2 beendet, so entlädt sich zuerst der erste Speicherkondensator 12 des Kurzzeitintegrators 11 über den Entladewiderstand 13. Beim Unterschreiten des Wertes UEB min zur Zeit t21 entlädt sich der zweite Ladekondensator 28 über das Ventil 26. Dessen Spannung UCL2 passiert dabei die Kippspannungs- gerade Uk aus im Zeitpunkt t22, bei welchem die elektronische Kippschaltung 41 wieder in ihren Betriebszustand der Ausgangslage zurückkehrt und das Relais 48 zum Abfallen bringt. Die Abfallverzögerung At2 entspricht somit der Zeitdifferenz t22 - t2 und ist erheblich kürzer als die Zeitdifferenz #t1.
Die Hilfsstromquelle 51 (Fig.2) versieht das Gleichstromtor 20, einen allfälligen Impedanzwand- ler 31 und die Kippschaltung 41 mit den erforderlichen Gleichströmen. Sie ist an die Eingangsklemmen 3, 4 des Empfängers angeschlossen und durch einen VDR-Widerstand 54 in Verbindung mit einem Serie-Widerstand 52 gegen Schwankungen der Netzspannung stabilisiert. Das von der elektronischen Kippschaltung 41 gesteuerte Relais 48 wirkt auf ein erstes Kontaktpaar 62, welches einen an der Netzspannung liegenden Synchronmotor 61 ein- und ausschaltet. Dieser Synchronmotor 61 setzt auf bekannte Art den Empfängermechanismus in Bewegung.
Ein zweites Kontaktpaar 63 wird vom Synchronmotor 61 selbst gesteuert, sobald dieser durch einen ersten eintreffenden Steuerimpuls, den sogenannten Startimpuls, und den dadurch ausgelösten Anzug des Relais 48 in Gang gesetzt worden ist, so dass nachfolgende weitere Steuerimpulse über die Anker- bewegungen des Relais zur Ausführung der Schaltbefehle ausgewertet werden können.
Das erfindungsgemässe Verfahren und die entsprechende Einrichtung können als Variante auch so ausgebildet werden, dass als Gleichstromtor 20 ein weiterer sogenannter Schmitt-Trigger vorgesehen wird. Der Empfänger verhält sich in diesem Falle derart, dass von dem Augenblick an, in welchem der als Gleichstromtor 20 eingesetzte Schmitt-Trigger infolge wachsender Ladespannung UCLl vom einen in den andern Betriebszustand umkippt, sofort der volle Ladestrom für die Aufladung des zweiten Lade- kandensators 28 zur Verfügung steht.
Hierdurch wird der in Fig. 14 gezeigte Verlauf der Ladespannung UCL2 = f(t) im Gebiet zwischen den Zeitpunkten tll und t12 für jeden Steuerimpuls genau gleich. Damit ist der Anteil t12 - t11 des Langzeitintegrators 21 an der genannten Anzugsverzögerung Atl voll- kommen unabhängig von der Amplitude der Steuerspannung U". Die Folge ist eine weitere Verminderung des übergangsgebietes zwischen dem horizontalen und vertikalen Ast der Kurve in Fig. 11.
Ferner kann das erfindungsgemässe Verfahren und die zugehörige Vorrichtung derart abgeändert werden, dass bei Gleich- oder Wechselspannungsaussteue- rung die Torschaltung 20, entweder gemäss Fig. 2 oder als Kippschalter (Schmitt-Trigger) mit pulsie-
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Tender Speisegleichspannung anstatt mit einer konstanten gefilterten Speisegleichspannung betrieben werden.