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Amplificateur électronique de puissance La présente invention a pour objet un amplificateur électronique de puissance. Son but est de fournir un amplificateur dans lequel la puissance maximum qui peut être convertie à partir du courant continu en courant alternatif par un tube donné soit grande, et dans lequel le rendement de cette transformation soit élevée comparativement à ce qu'on peut obtenir avec des réseaux connus. Un tel amplificateur peut constituer l'amplificateur de puissance de l'étage de sortie d'un émetteur de radiodiffusion à haute puissance.
L'amplificateur faisant l'objet de l'invention est caractérisé en ce qu'il comprend, d'une part, un tube commandé par sa grille, des moyens pour appliquer une tension d'une forme, d'une amplitude et d'une fréquence fondamentale déterminées à l'entrée du tube, des moyens pour appliquer une tension de polarisation telle que ce tube soit bloqué pendant une fraction déterminée de chaque cycle de la tension d'entrée, le tout étant agencé de manière que la tension débloquant effectivement le tube soit pratiquement exempte d'un harmonique au moins de la fréquence fondamentale, d'autre part, des moyens de résonance disposés dans le circuit de sortie du tube, et fournissant une onde à ladite fréquence fondamentale, et des moyens de résonance auxilaires entrant en résonance au moins pour ledit harmonique.
Cet amplificateur est entièrement différent des nombreux amplificateurs connus ou d'autres dispositifs à tubes dans lesquels une onde de tension rectangulaire, ou plus ou moins rectangulaire, est appliquée à la grille d'un tube et dans lesquels des circuits résonnant à des fréquences harmoniques, en plus du circuit oscillant usuel résonnant à la fréquence fondamentale, sont connectés dans le circuit d'anode dudit tube, soit pour amortir les fré- quences harmoniques présentes dans le circuit anodique (et dans ce cas des résistances d'amortissement sont connectées aux bornes des circuits accordés sur les fréquences harmoniques), soit pour supprimer de la tension de sortie des harmoniques présents dans le courant anodique.
Ces réseaux connus ne présentent pas la caractéristique essentielle recherchée maintenant, à savoir que le courant anodique pratiquement dépourvu d'au moins un harmonique présent dans la tension anodique, et ils ne peuvent donner au plus qu'une faible amélioration du rendement de la transformation courant continu-courant alternatif.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, plusieurs formes d'exécution de l'objet de l'invention, des variantes de ces formes d'exécution et des graphiques explicatifs.
La fig. 1 est le schéma de la première forme d'exécution.
Les fig. 2 à 5 sont des graphiques montrant des formes d'ondes relatives au schéma de la fig. 1. La fig. 6 est le schéma de la deuxième forme d'exécution.
Les fig. 7 à 10 sont des graphiques montrant les formes d'ondes relatives au schéma de la fig. 6. La fig. 11 est un graphique explicatif.
La fig. 12 est le schéma de la troisième forme d'exécution.
La fig. 13 est un graphique montrant des formes d'ondes relatives au schéma de la fig. 12.
Les fig. 14 et 15 sont les schémas d'amplificateurs de commande.
Les fig. 16 à 18 sont des graphiques explicatifs. La fig. 19 est le schéma de la quatrième forme d'exécution.
La fig. 20 est le schéma d'une variante du schéma selon la fig. 15..
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La. fig. 21 est le schéma d'une autre variante du schéma selon la fig. 15.
La fig. 22 est le schéma de la cinquième forme d'exécution.
La fig. 23 est un graphique explicatif.
Dans la première forme d'exécution, dont le schéma est représenté à la fig. 1, on applique au tube 3 une tension d'entrée de forme telle que le déblocage de ce tube soit assuré pendant la moitié de chaque cycle. Cette tension, qui est appliquée à des bornes d'entrée 1, est rectangulaire et représentée en GV à la fig. 2. Elle est appliquée, par l'intermédiaire d'un condensateur 2, à la grille de commande. du tube 3 qui est une triode et qui est polarisé, à travers une résistance 4, par une source de tension 5, à une tension de blocage représentée par la ligne en pointillé CU.
Comme le tube se bloque à la tension CU, il est évident que la forme de la tension d'entrée appliquée au-dessous de la ligne CU n'a aucune importance et peut être quelconque.
Le circuit d'anode du tube 3 présente un circuit oscillant 6 accordé sur la fréquence fondamentale et aux bornes 7 duquel est prise la tension de sortie. Un réseau oscillant auxiliaire 8 est monté en série avec le circuit oscillant 6. Il pourrait être constitué simplement par "un-circuit accordé sur une fréquence double de la fréquence fondamentale. Dans la forme d'exécution représentée, il comprend deux circuits accordés parallèles 2F . et 4F qui résonnent respectivement pour une fréquence double et une fréquence quadruple de la fréquence fondamentale.
Ce dispositif donne une tension d'anode dont la forme est représentée à la fig. 3 par la courbe AV, présentant des creux V sensiblement plats correspondant chronologiquement aux sommets P sensiblement plats que présente l'onde GV (fig. 2).
En effet, la courbe de la fig. 3 est la courbe ordinaire qu'on obtient en ajoutant une onde fondamentale, son second et son quatrième harmonique quand certains sommets de ces ondes coïncident. La mise en phase -du circuit fondamental et des circuits harmoniques qui permet d'atteindre ce résultat se produit automatiquement dans le circuit représenté à la fig. 1 en vertu du fait que lorsque le tube est rendu conducteur par la tension de grille représentée à la fig. 2, le tube fonctionne à la manière d'une diode, de sorte que le domaine possible de la tension anodique est très restreint.
Il en résulte que la tension anodique à ce moment est maintenue pratiquement constante de sorte que les circuits harmoniques sont automatiquement mis en phase de manière à maintenir cette tension anodique constante. Par conséquent, quand le tube est ensuite bloqué et quand la. tension anodique s'élève, la mise en phase du circuit fondamental et des circuits harmoniques est telle que le sommet positif de l'onde fondamentale coïncide avec des sommets positifs des ondes du second et du . quatrième har- monique, donnant une résultante à sommet pointu pour la tension anodique.
La forme du courant anodique est représentée à la fig. 4 en AC tandis que l'onde de sortie pratiquement sinusoïdale présente aux bornes 7 est représentée par OV à la fig. 5.
Dans les amplificateurs de classe C et dans les types connus d'amplificateurs à haut rendement, la puissance développée dans la charge est donnée par le produit des composantes fondamentales du courant et de la tension d'anode. Dans l'amplificateur décrit ici toutefois, la puissance délivrée par le tube est augmentée en s'arrangeant pour que les formes d'ondes de la tension et du courant anodiques soient telles que lorsque le tube est conducteur, il fournisse une énergie en excès sur celle produite directement à la fréquence fondamentale. Cet excès d'énergie est initialement emmagasiné dans le réseau oscillant auxiliaire et cédé subséquemment au circuit accordé fondamental et ainsi à la charge.
La partie inférieure de la forme d'onde de la tension anodique et le sommet de la forme d'onde du courant anodique sont pratiquement plats, de sorte que le rendement est élevé. En plus, la période pendant laquelle le courant anodique passe est longue, de sorte que l'on obtient des valeurs élevées de la puissance de sortie.
Dans un circuit linéaire présentant des formes d'ondes de tension et de courant complexes, aucune énergie résultante n'est développée par un courant donné en association avec une composante de tension à toute autre fréquence que sa fréquence propre. On peut 1e démontrer mathématiquement en intégrant entre des limites déterminées le produit de deux fonctions périodiques simples d'une fréquence différente. La valeur de cette intégrale varie elle-même périodiquement avec la variation des limites d'intégration, tendant vers une moyenne arithmétique égale à zéro sur de longues périodes. Cependant elle peut présenter des valeurs moyennes non nulles entre des limites choisies spécialement sur des périodes plus courtes qu'un cycle.
Cela signifie que si le tube est rendu conducteur seulement pendant des périodes où de l'énergie est transférée de la source à courant continu au circuit oscillant, cette énergie périodique transférée dans un sens peut être en quelque sorte fixée momentanément. Le transfert normal de l'énergie dans l'autre sens, transfert qui ne peut se produire complètement que dans un circuit linéaire, est évidemment empêché dans le cas qui nous occupe puisque le tube est bloqué lorsqu'il pourrait se produire.
Il faut remarquer que bien que l'onde d'entrée du tube soit pratiquement dépourvue d'harmoniques déterminés sur lesquels sont accordés les moyens de résonance auxiliaires dans le circuit d'anode, des courants anodiques de faibles valeurs sont produits sur ces harmoniques et excitent ces moyens auxiliaires. Un résonateur harmonique présente, comme cela est bien connu, le plus haut facteur de sur-
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tension possible s'il n'est pas chargé extérieurement et c'est le cas à la fig. 1 du dessin. La composante du courant anodique nécessaire pour le maintenir en oscillation à l'amplitude désirée et avec la phase correcte est par conséquent négligeable comparativement aux courants assurant la puissance fondamentale et harmonique qui le traversent.
En outre, l'amplificateur se stabilise de lui-même à cet égard et fonctionne de manière que les valeurs du courant anodique sur les harmoniques des moyens de résonance auxiliaires soient juste suffisantes pour compenser les pertes dans ces moyens auxiliaires. En effet, si les très faibles courants anodiques des harmoniques sur lesquels les résonateurs sont accordés sont plus grands ou plus petits que les valeurs requises pour surmonter les pertes dans les résonateurs, les sommets négatifs de l'onde de tension anodique tendent à ne pas être plats.
Cependant, comme le tube fonctionne à la manière d'une diode, l'onde de tension anodique doit être sensiblement plate et par conséquent le tube assure automatiquement la compensation nécessaire à ce résultat, de sorte que les courants anodiques des harmoniques des résonateurs prennent automatiquement la valeur nécessaire pour surmonter juste les pertes dans les résonateurs.
On peut voir que le courant anodique AC comprend des harmoniques impairs seulement, tandis que la tension anodique comprend des harmoniques pairs qui sont les harmoniques pour lesquels le réseau 8 entre en résonance. Les valeurs des harmoniques du courant anodique sur lesquels les résonateurs sont accordés, à savoir les second et quatrième harmoniques, sont très faibles en comparaison de la valeur totale du courant anodique et permettent seulement de compenser les pertes inévitables dans les résonateurs. On peut voir que c'est bien le cas par le fait que le circuit anodique ne contient aucune charge qui soit capable de dissiper la puissance aux fréquences de ces harmoniques.
Par conséquent, quand le tube est conducteur, l'énergie prélevée sur la source à courant continu, énergie qui est en excès sur la somme de l'énergie à la fréquence fondamentale et de l'énergie dissipée par le tube, est emmagasinée dans les résonateurs pendant une partie de la période de conduction de tube et cédée par les résonateurs au circuit accordé fondamental pendant l'autre partie de cette période. Le processus inverse est cependant empêché par le fait que le tube est bloqué pendant la partie du cycle dans laquelle il devrait normalement se produire. Ainsi le circuit oscillant reçoit de l'énergie en excès sur celle due à l'action réciproque du voltage et du courant fondamentaux, et par conséquent, le rendement de l'amplificateur décrit est plus élevé que celui des dispositifs connus jusqu'ici.
La fig. 23 est un graphique qui montre sous des formes un peu idéalisées les tensions obtenues avec l'amplificateur décrit et avec un amplifica- teur connu de classe C. La fig. 23a montre les demi-cycles négatifs des tensions anodiques. La courbe VA1 est la tension anodique de l'amplifica- teur décrit obtenue en utilisant des résonateurs d'harmoniques pairs, comme dans le cas de la fig. 1. La courbe VA2 est la tension anodique sinusoïdale d'un amplificateur de classe C. La courbe H.T. représente la tension continue d'alimentation dans les deux cas.
Dans le cas d'un amplificateur de classe C, il est évident que le rendement maximum est obtenu quand la tension anodique est minimum, et par conséquent le rendement total maximum d'un amplificateur de classe C est obtenu quand le courant anodique s'écoule pendant une très courte période seulement au moment où apparaît le sommet négatif de la tension anodique. Cependant, si l'on veut obtenir une puissance de sortie notable, le courant anodique doit s'écouler pendant une période nettement plus longue. La fig. 23b montre en ligne pleine une impulsion de courant anodique existant pendant une petite partie seulement de la période de la fréquence fondamentale.
On suppose ici que ce courant anodique de la fig. 23b présente une amplitude égale à la valeur maximum permise quand le tube fonctionne et on suppose aussi que le potentiel H.T. et l'amplitude de la tension anodique atteignent le maximum permis.
Par le fait que l'impulsion de courant anodique existe pendant une période de temps finie, la tension anodique moyenne de l'amplificateur de classe C pendant cette période n'est pas égale à la valeur de pointe mais présente une valeur représentée par la ligne droite VAA de la fig. 23a. On voit que cette valeur VAA est en valeur absolue supérieure à la valeur de la tension représentée par la courbe VA1 au cours de la période pendant laquelle le courant anodique s'écoule, et par conséquent il s'ensuit que pour une puissance de sortie donnée, l'amplificateur décrit présente un rendement plus élevé que l'amplificateur de classe C dans des conditions comparables.
En outre, par le fait que le sommet négatif de la tension anodique de l'amplificateur décrit est pratiquement plat pendant une période de temps qui représente une partie notable du demi-cycle de la fréquence fondamentale, on peut admettre que le tube est conducteur pendant une période beaucoup plus longue durant chaque cycle que ce n'est le cas avec un amplificateur de classe C, d'où il résulte que dans des conditions données de courant anodique maximum, de tension anodique et de dissipation anodique, le tube peut fournir une puissance de sortie considérablement plus élevée.
La ligne en pointillé de la fig. 23b représente le courant anodique idéal qui peut s'écouler dans l'amplificateur décrit et tel que représenté à la fig. 1.
Dans la seconde forme d'exécution dont le schéma est représenté à la fig. 6, le réseau présente une tension d'entrée dont la forme assure le déblocage d'un tube pendant un tiers de chaque cycle
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et son blocage pendant les deux autres tiers. Les mêmes signes de référence sont utilisés aux fig. 6 à 10 et aux fig. 1 à 5 pour désigner des éléments semblables. Il s'ensuit que les fig. 6 à 10 s'expliquent d'elles-mêmes. La différence réside dans le fait que, dans la deuxième forme d'exécution, le réseau oscillant auxiliaire entre en résonance pour une fréquence triple de la fréquence fondamentale, ce réseau étant constitué par un seul circuit accordé parallèle 3F.
L'onde de courant anodique AC (fig. 9) comprend tous les harmoniques autres que les multiples du troisième harmonique et l'onde de tension anodique AV (fig. 8) ne contient que le troisième harmonique.
Dans le cas du réseau représenté à la fig. 6, la forme de la tension entre la grille et la cathode du tube 3 doit être telle qu'elle rende le tube conducteur pendant un tiers de chaque cycle. Il existe cependant une grande variété de formes pour l'onde devant être appliquée aux bornes 1 ; un bon nombre de celles-ci comprend une composante importante du troisième harmonique ; on pourra, bien entendu, obtenir un fonctionnement semblable à celui du circuit de la fig. 6, seulement si l'on prend alors des précautions pour que le courant anodique soit pratiquement exempt de toute composante du troisième harmonique. La fig. 11 montre deux de ces formes d'ondes. L'une (a) contient une composante du second harmonique (2F) mais non du troisième harmonique.
L'autre (b) contient une composante du troisième harmonique (3F) mais non du second harmonique. Seules les parties disposées au-dessus de la ligne horizontale CU de la fig. 11 débloquent le tube 3 de la fig. 6. Il en résultera, dans le cas de l'utilisation de l'onde de la fig. 11b, que, à cause de la polarisation négative quia été choisie de façon que seule la partie rectangulaire de la courbe soit efficace, le courant anodique n'aura pas de composantes du troisième harmonique.
Bien que des ondes pratiquement parfaitement carrées, comme celles représentées à la fig. 11, puissent être obtenues facilement à des fréquences jusqu'à 10 kes, elles sont très difficiles à obtenir aux fréquences moyennes et pratiquement impossibles à obtenir aux hautes fréquences. Nous allons décrire un circuit, représenté à la fig. 12, qui est facile à réaliser et qui est destiné à être commandé par une onde sinusoïdale. Ce circuit donne une onde de tension grille-cathode et un courant anodique dont les formes sont des approximations acceptables des formes requises.
Le schéma représenté à la fig. 12 est celui de la troisième forme d'exécution ; celle-ci diffère de celle représentée à la fig. 6 sur un point important dans le circuit cathodique du tube 3 on a incorporé un circuit oscillant 9 entrant en résonance à la fréquence 3F. La haute impédance de cathode ainsi produite à la fréquence 3F entraîne une forte réaction négative à cette fréquence.
La tension d'entrée, de fréquence F est appliquée aux bornes l' ; elle est sinusoïdale et, si la polarisation appliquée par la source 5 à travers l'inductance 4' est en relation correcte avec l'amplitude de crête pour produire le blocage requis du tube, la tension qui apparaît entre la grille et la cathode du tube 3 (de même que celle apparaissant entre l'anode et la masse) prend la forme représentée en (a) à la fig. 13 ; elle contient les fréquences F et 3F tandis que le courant de conduction anodique du tube 3 a la forme représentée en (b) à la fig. 13 et contient une énergie relative au troisième harmonique qui est suffisamment faible pour être acceptable (soit à cause de la présence du circuit 9. soit en raison du choix de la polarisation négative).
On peut remarquer que les ondes représentées à la fig. 13, bien que non idéalement rectangulaires, sont toutefois des approximations pratiquement acceptables des courbes idéales correspondantes.
Les formes d'ondes représentées à la fig. 13 peuvent aussi être obtenues dans un amplificateur tel que celui représenté à la fi-. 6 en connectant les bornes 1 du réseau selon la fig. 6 à l'anode et à la cathode d'un amplificateur de commande présentant deux circuits oscillants accordés sur les fréquences 3F et F et disposés en série dans son circuit anodique, ce circuit étant excité lui-même par une onde rectangulaire à l20 >. Un tel amplificateur de commande est représenté à la fig. 14 et comprend des circuits oscillants 18 et 16 accordés respectivement sur les fréquences 3F et F, une onde rectangulaire D à l20> commandant le tube 13.
Ces ondes peuvent être appliquées au circuit de la fig. 6 si la polarisation négative de celui-ci est ajustée de façon à utiliser seulement le sommet de la tension de commande. A cet effet, on connectera les bornes 1 de la fig. 6 à celles 1 de la fig. 14. En pratique, cependant, l'impédance de charge optimum sur l'anode de l'amplificateur de commande est ordinairement plusieurs fois supérieure à l'impédance effective que présente le circuit grille de l'amplificateur commandé (celui de la fig. 6) aux bornes 1, de sorte qu'une transformation d'impédances entre les deux amplificateurs est nécessaire si l'on veut obtenir un bon rendement.
Cela peut être fait en remplaçant le circuit d'anode représenté à la fig. 14 par son réseau équivalent dimen- sionné selon des principes bien connus et en constituant un montage en parallèle comprenant un circuit oscillant en série. Cette variante de circuit de commande est représentée à la fig. 15 dans laquelle le réseau que formaient les deux circuits 18 et 16 en série est remplacé par le réseau équivalent 18, 16 comprenant trois branches. Une branche est purement capacitive et pourrait être constituée par un seul condensateur. Elle est constituée ici par deux condensateurs formant un potentiomètre capacitif adaptateur d'impédances.
La tension au point 1 A sur ce potentiomètre peut être appliquée à la grille de l'amplificateur commandé (bornes 1 de la fig. 6) et cette tension peut évidem-
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ment être une réplique, à petite échelle, de la tension de l'anode du tube 13 tant que le courant circulant dans la branche purement capacitive du nouveau réseau 18, 16 dépasse fortement le courant retiré de cette branche par le circuit de grille dudit amplificateur commandé. Ainsi, on obtient à la fois une transformation de tension et d'impédances et il existe un transfert de puissance efficace sans distorsion de la forme d'onde. Les formes d'ondes obtenues dans l'amplificateur entraîné sont évidemment celles représentées en (a) et (b) à la fig. 13.
La fig. 20 montre une variante du réseau représenté à la fig. 15 ; toutefois, dans le cas de 20, on prévoit un étage amplificateur supplémentaire qui n'est pas représenté. La tension au point 1B est appliquée à la grille de cet étage supplémentaire. Le réseau représenté à la fig. 21 est le réseau de la fig. 20 sous une forme transformée plus simple, le réseau de la fig. 20 étant destiné à montrer l'analogie existant avec le réseau représenté à la fig. 15.
Le circuit de la fig. 21 présente l'avantage sur celui de la fig. 15 de présenter un circuit oscillant complexe, dans le circuit anodique du tube 13, qui est considérablement plus efficace, toutes autres choses égales.
Un défaut du réseau représenté à la fia. 12 est que l'amplitude de l'onde d'entrée sinusoïdale appliquée aux bornes l' et par conséquent aussi la puissance d'entrée doivent être plus grandes que cela est nécessaire pour exciter le circuit de grille. Cela est dû à la nécessité d'un angle de passage de 120, seulement. Ce défaut ressort de la fi g. 16 où la ligne pleine représente la tension de commande appliquée aux bornes l' de la fig. 12, la ligne LCU représentant la tension de blocage qui varie comme représenté par suite d'une résistance inévitable dans le circuit de la cathode qui donne une légère contre- réaction négative.
La ligne supérieure E représente le potentiel de la terre et la ligne rectiligne inférieure B le potentiel de polarisation du tube 3. Il faut noter que si la moitié supérieure seulement de l'onde sinusoïdale est appliquée aux bornes l', les conditions requises pour le blocage sont encore satisfaites, mais la puissance perdue est sensiblement réduite. En d'autres termes si l'onde appliquée aux bornes l' est celle représentée à la fia. 17 au lieu de celle représentée à la fia. 16, l'efficacité est notablement améliorée.
La fig. 19 montre la combinaison d'un amplificateur commandé similaire à l'amplificateur de la fig. 12, précédé d'un amplificateur de commande qui assure, à son anode, la présence d'une forme de tension telle que celle représentée à la fig. 18 qui, comme on le voit, est une approximation acceptable de la forme d'onde représentée à la fig. 17. L'amplificateur de commande est commandé lui-même par une onde rectangulaire à 180 .
Dans le réseau représenté à la fig. 19, où les sources de tension anodique sont supprimées pour plus de clarté, l'amplificateur de commande com- prend le tube 13 qui est commandé par une onde rectangulaire à 180 représentée en D', et présente dans son circuit anodique un réseau oscillant 18, 16 à trois branches qui est l'équivalent, selon des principes connus, de deux circuits oscillants parallèles en série, l'un entrant en résonance à la fréquence fondamentale F et l'autre à la fréquence 2F du second harmonique.
Les deux circuits en série, entrant en résonance aux fréquences F et 2F, peuvent être utilisés évidemment à la place du réseau représenté, mais ce dernier circuit est bien préférable parce qu'il produit une transformation d'impédances et de tension, comme expliqué plus haut pour le réseau selon la fig. 15. La tension d'un point intermédiaire, 1A, sur la branche capacitive du réseau est appliquée à la grille du tube 3 commandé.
Finalement, au lieu d'utiliser plusieurs circuits oscillants, relatifs à la fréquence fondamentale et aux fréquences harmoniques, en série dans le circuit anodique d'un amplificateur tel que ceux décrits, il est possible de leur substituer un circuit équivalent tel que celui dont il a été question. La fig. 22 montre le réseau selon la fig. 6 modifié de cette manière, le réseau substitué étant désigné par la référence 86. La ressemblance entre le circuit oscillant de la fig. 22 et celui représenté à la fig. 21 apparaît immédiatement. Comme la tension de sortie finale doit avoir la fréquence de la fondamentale F, la tension de cette fréquence doit être prélevée par un couplage sélectif à partir du réseau.
Cela se fait (fig. 22) par un circuit O accordé sur la fréquence fondamentale F et couplé à la branche inductive du réseau, comme représenté.