Verfahren zur ungeradzahligen Teilung der Folgefrequenz einer Impulsreihe Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur ungeradzahligen phasenstarren Teilung der Folge frequenz einer Impulsreihe unter Verwendung einer Kippschaltung mit zwei Verstärkerelementen, die sich über Rückkopplungskondensatoren gegenseitig steuern.
Die Bezeichnung Folgefrequenz soll hier zum Ausdruck bringen, dass die steuernden Impulse oder Impulsblöcke einer Rechteckspannung nicht mit kon stanter Frequenz einzutreffen brauchen, sondern in beliebiger zeitlicher Folge, wobei die höchste Fre quenz etwa zehnmal höher liegen kann als die nied rigste.
Bekannte Schaltungsanordnungen zur ungerad- zahligen Teilung von Impulsfrequenzen sind mit Phantastron -Teiler bezeichnet. Es handelt sich da bei um monostabile Multivibratoren, die durch einen ersten Impuls in den unstabilen Zustand gekippt wer den und nach Entladung des zeitbestimmenden Glie des wieder in den stabilen Zustand zurückkippen. Am Ausgang werden die differenzierten Potential sprünge in der Weise abgenommen, dass sich nur die Impulse ausbilden könen, die vorn Kippen in den unstabilen Zustand herrühren.
Die Nachteile einer derartigen Schaltungsanordnung sind offensichtlich, da das Teilungsverhältnis von der Stabilität des zeit bestimmenden Gliedes abhängt.
Daneben sind auch Frequenzteilerschaltungen für geradzahlige Teilung bekannt, die selbstschwingende Kippschaltungen verwenden. Die zu teilende Impuls reihe wird dabei differenziert. Diese differenzierten Impulse werden auf die Steuerelektroden der beiden Verstärkerelemente der Kippschaltung gebracht. Die durch die natürliche Entladung bewirkte Potential änderung an der Steuerelektrode des gerade gesperr ten Verstärkerelementes wird durch die differenzier ten Impulse in ihrem Verlauf sprungweise verändert. Gegen das Ende der Entladung bewirkt ein die Ent ladung unterstützender Impuls kurzzeitig ein Poten tial, das das gesperrte Verstärkerelement in den lei tenden Zustand überführt.
Je nachdem, ob beide zeitbestimmenden Glieder die gleiche oder um wenig unterschiedliche Entlade zeiten aufweisen, ist es möglich, eine Frequenzteilung durch einen geraden oder einen ungeraden Teiler zu erhalten. Für das letztere muss der Unterschied der Entladezeiten höchstens so viel ausmachen, dass ein Impuls der zu teilenden Impulsreihe mehr innerhalb die eine Entladezeit fällt.
Eine weitere bekannte Anordnung zur ungerad- zahligen Teilung beruht ebenfalls auf der Steuerung der Entladezeit des zeitbestimmenden Gliedes einer selbstschwingenden Kippstufe. Die Arbeisweise ist die folgende: Das eine zeitbestimmende Glied weist eine Entladezeit auf, die der Impulsdauer von einer ge raden Anzahl Impulsen entspricht. Diese gerade An zahl entspricht einer Zahl, die um Eins kleiner ist als der gewünschte Teiler.
Der letzte Impuls der geraden Anzahl bringt die Kippstufe zum Kippen. Die zweite Stufe ist entsprechend einer bistabilen Kippstufe aufgebaut, so dass der nächste Impuls das Kippen in den Anfangszustand bewirkt. Die Aus gangsimpulsreihe setzt sich somit aus der Folge eines langen und eines kurzen Impulses zusammen. Eine gleichmässige Impulsreihe kann durch eine weitere monostabile Kippschaltung erhalten werden, deren Entladezeit mit der halben Schwingungsdauer der geteilten Impulsfrequenz übereinstimmt.
Die vorliegende Erfindung bezweckt die Schaf fung eines Verfahrens zur eingangs beschriebenen Frequenzteilung, wobei die Ausgangsimpulse phasen starr zur Folgefrequenz der ursprünglichen Impuls reihe stehen. Das Verfahren ist dadurch gekennzeich net, dass die gegebene Impulsreihe der Steuerelektrode des einen Verstärkerelementes und eine zweite, zur gegebenen Impulsreihe gegenphasige Impulsreihe der Steuerelektrode des zweiten Verstärkerelementes zu geführt wird, wobei das jeweilige Entladen des Rück- kopplungskondensators durch Impulse derjenigen Im pulsreihe gesteuert wird,
deren dem Kippzeitpunkt folgende Impulsflanke eine die Entladung unter stützende Potentialänderung am Rückkopplungskon densator herbeiführt.
Anhand der beiliegenden Zeichnung wird die Er findung an drei Ausführungsbeispielen erläutert, wo bei Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel unter Ver wendung einer selbstschwingenden Kippstufe und Fig.2 die dazugehörenden Spannungsverläufe zeigt. Fig. 3 und 4 stellen zwei weitere Ausführungsbeispiele dar.
In Fig. 1 wird die selbstschwingende Kippschal- tung durch die beiden Transistoren Hl und H2 ge bildet. Die Rückkopplung erfolgt über die Konden satoren Cl und C2, die zugleich mit den Widerstän den R5 und R8 die zeitbestimmenden Glieder bilden. Die Widerstände R2 und R9 sind die Kollektorwider- stände. Die Widerstände R3 und R4 verhindern das Kurzschliessen der Eingangsimpulse über die Konden satoren Cl und C2, über die Dioden G2 und G4 und über die Transistoren auf Masse.
Die Dioden G2 und G4 bringen beim Kippen die negative Spannung an die Ausgänge, damit die Ausgangsspannung recht- eckförmig wird. Die Steuersignale werden der jewei ligen Basis über eine Torschaltung, gebildet aus dem Widerstand R 1 bzw. R 10 und der Diode G1 bzw. G3, und über den Kondensator C3 bzw. C4 der Basis des gerade gesperrten Transistors zugeführt.
Die Wirkungsweise dieser Schaltungsanordnung mit dem erfindungsgemässen Verfahren ist unter Be achtung der Fig. 2 die folgende: Die Steuersignale (Fig. <I>2a</I> und<I>2b)</I> sind rechteckförmige Signale zwi schen Masse und<B>-Up,.</B> Der Vorgang wird im einge schwungenen Zustand vom Zeitpunkt<I>to</I> an betrachtet. Der Transistor H2 wurde gerade in den gesperrten Zustand gekippt. Der Pegel an Punkt C ist entspre chend der Fig. 2c positiv geworden, da der Transistor Hl leitend wurde und das Potential an dessen Kollek tor einen Sprung von -UB auf Masse ausführte.
Der Kondensator C2 entladet sich über den Widerstand R3, wodurch das Potential im Punkt C gegen das Massenpotential strebt. Das Massenpotential am Kol lektor des leitenden Transistors Hl bewirkt über den Widerstand R1, dass die negativen Impulse vom Ein gang A über die Diode G1 an den Kondensator C3 gelangen, wo sie durch die Zeitkonstante, gebildet aus der Kapazität von C3 und dem Widerstand R8, differenziert werden. Die differenzierten Impulse wer den der gegen Null strebenden Spannung am Punkt C überlagert (Fig. 2c). Sobald ein die Entladungs kurve unterstützender Impuls ein negatives Potential erreicht, kippt der Transistor H2 in den leitenden Zustand.
Die Impulse am Eingang A können bei gesperrtem Transistor Hl nicht mehr an den Punkt C gelangen, da der Punkt F das Potential -UB auf- weist und über den Widerstand R1 die Diode G1 für alle Spannungen bis zum Wert -Ur sperrt. Während dieser Zeit wird die Diode G3 durch den leitenden Transistor H2 in der Durchlassrichtung vorgespannt, und die Impulse vom Eingang B können auf den nun positiven Punkt D gelangen.
Durch geeignete Wahl der zeitlichen Lage der Eingangsimpulse zum Kippzeitpunkt wird die der hal ben Teilungszahl entsprechende Anzahl Impulse zur Steuerung des gesperrten Transistors benötigt. Die erste auf den Kippzeitpunkt folgende Impulsflanke der Eingangsimpulsreihe muss eine die Entladung un terstützende Potentialänderung herbeiführen. Der Vergleich zwischen den Fig. 2a und 2c zeigt deut lich, dass dies die Anfangsflanke des negativen Im pulses der Fig. 2a ist.
Somit fallen bei einer Teilung durch die Zahl Fünf drei Impulslücken und zwei Im pulse innerhalb die Entladezeit, während der dritte Impuls durch die Steuerung mit der Anfangsflanke schon in die Entladezeit des andern zeitbestimmen den Gliedes fällt. Wird ein Eingangsimpuls als Im puls und zugehöriger Impulslücke betrachtet, kann gesagt werden, dass zur Steuerung eines Verstärker elementes 21/2 Impulse gebraucht werden.
Die natür liche Entladezeit muss derart gewählt werden, dass während der Dauer von längstens drei Impulsen das positive Potential auf Null abgebaut wird, dass somit bei Teilung durch Fünf die dritte Anfangsflanke das Kippen des gesperrten Verstärkerelementes bewirken kann.
Der Nachteil dieser Schaltungsanordnung liegt vor allem darin, dass die Frequenz der Eingangsimpuls reihe angenähert konstant bleiben muss.
Dieser Nachteil wird in den ebenfalls bekannten Schaltungsanordnungen gemäss der Fig. 3 und 4 be hoben.
Auf die Beschreibung der Dioden-Integrator- Schaltung mit den Dioden G1 und G2 bzw. G3 und G4 und den Kondensatoren C1 und C2 bzw. C3 und C4 kann verzichtet werden, da sie beispielsweise in der Zeitschrift Electronie Engineering Band 31, Seite 611 ausführlich beschrieben ist. Die am Kon densator C2 bzw. C4 auftretende Treppenspannung schaltet den Transistor Hl bzw. H2 leitend. Die Rückkopplung über den gleichen Kondensator C2 bzw. C4 bewirkt, dass der zweite Transistor H2 bzw. Hl gesperrt wird. Der leitende Transistor wird durch die vom zugehörigen Eingang eintreffenden Impulse bis zum Kippen des anderen Transistors leitend ge halten.
Die Anordnung gemäss Fig. 4 ist ebenfalls in der erwähnten Veröffentlichung beschrieben. Durch die gleichbleibende Treppenspannung kann der Teiler stark erhöht werden. Dessen obere Grenze ist damit nur durch die Toleranzen der verwendeten Schalt mittel festgelegt.
Die Ansteuerung des gesperrten Verstärkerele- mentes hat nach denselben Gesichtspunkten zu erfol gen, wie sie anhand der Erläuterungen zu Fig. 1 fest gelegt wurden. Da beide Anordnungen gemäss den Fig. 4 und 5 keine zeitbestimmenden Glieder enthal ten, kann auch die Folgefrequenz in weiten Grenzen ändern.