Verfahren und Apparatur zur Fernortung leitender Körper
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und auf eine Apparatur zur Fernortung von leitenden Körpern. Die derzeit üblichen elektromagnetischen Flugzeuganlagen für geophysikalische Ortungen benützen normalerweise die kontinuierliche Aussendung von einer oder mehreren Tonfrequenzen mittels Spulen, die im Flugzeug montiert & ind und stellen die Sekundärwirkung von Leitern im Erdboden durch Verwendung von Empfangsspulen fest, die entweder im Flugzeug selbst oder in einem Schleppkörper angeordnet sind. Da kontinuierliche Schwingungen ausgesendet werden, ist es notwendig, das Sekundärfeld im dauernd anwesenden Primärfeld festzustellen, so dass im Empfangssystem das Primärfeld eliminiert werden muss.
Hierzu sind im allgemeinen zwei Methoden üblich; entweder werden die Empfangs- und die Senderspule in fester räumlicher Orientierung zueinander angeordnet und die von der Empfangs spule aufgenommene Komponente des Primärfeldes auf elektronische Weise kompensiert, oder es werden sämtliche mit dem Senderfeld phasengleiche Komponenten in der Empfangsspule kompensiert und mittels derselben nur jene Komponente festgestellt, die eine Phasenverschiebung von 900 gegenüber dem Senderfeld besitzt. Die Empfangsspulen können entweder im Flugzeug selbst oder in einem Schleppkörper angeordnet sein.
Befindet sich der Empfänger im Flugzeug selbst, so wird die Empfindlichkeit der Empfangs spule auf Vibrationen und der dadurch verursachten Anderungen des aufgenommenen Senderfeldes kritisch, da bereits sehr geringe Bewegungen der Empfangsspule eine starke Modulation der Kopplung derselben mit dem Senderfeld ergeben. Werden nur Komponenten mit einer Phasenverschiebung von 900 gemessen, so entsteht ein starker Geräuschpegel durch die enge Kopplung der Empfangsspule im Flugzeug mit ebenfalls um 900 phasenverschobenen Komponenten der im metallischen Flugzeugkörper induzierten Ströme. Befindet sich die Empfangs spule in einem vom Flugzeug nachgezogenen Schleppkörper, so wird die maximal mögliche Empfindlichkeit durch die unvermeidbaren Lageänderungen des Schleppkörpers gegenüber dem Flugzeug und damit gegenüber dem Senderfeld beschränkt.
Nur jenes Empfangs system, welches die genau um 900 phasenverschobenen Komponenten, nach Kompensation der Wirkung der Ströme im Flugzeugkörper benützt, ist weitgehend frei von einem für die Ortung störenden Geräuschpegel, wenn für den Empfänger ein Schleppkörper verwendet wird, jedoch weist eine solche Anlage den Nachteil auf, dass die Beschränkung auf die genau um 900 phasenverschobenen Komponenten einen Verlust an brauchbaren Informationen ergeben.
Es wurden bereits Vorschläge zur Beseitigung der zuletzt genannten Nachteile gemacht, etwa durch Verwendung von gleichzeitig zwei Frequenzen, jedoch ergibt die Beobachtung der um 900 phasenverschobenen Komponenten der beiden Frequenzen angenähert das gleiche Ergebnis, wie die Verwendung einer um 900 phasenverschobenen Komponente und einer gleichphasigen Komponente bei nur einer Frequenz. Die Verwendung zweier Frequenzen ist auch insofern nicht ganz befriedigend, als bei den in der Natur vorkommenden Leitern im Erdboden durch unterschiedliche Frequenzen auch verschiedene Stromwege angeregt werden, so dass die Interpretation der so erzielten Ergebnisse eine grössere Unsicherheit aufweist.
Ein anderer Nachteil der nur auf 900 phasenverschobene Komponenten ansprechenden Empfangssysteme, wie auch aller anderen eleletromagnetischen Systeme für Flugzeugortung besteht darin, dass hierbei die Empfangsspule immer in einer räumlichen Lage verwendet werden muss, die der maximalen Ankopplung an das Senderfeld entspricht, da dann eine geringe Lagenänderung eine viel kleinere prozentuelle Kopplungsänderung (als Funktion des Cosinus des Verschiebungswinkels) erzielbar ist, als in jeder anderen Lage, insbesondere in Entkopplungsstellung (als Funktion des Sinus des Verschiebungswinkels). Dementsprechend wird bei den bekannten elektromagnetischen Ortungssystemen in Flugzeugen meist ausschliesslich nur diejenige Komponente des Sekundärfeldes gemessen, die in Axrichtung der Empfangsspule aufgenommen werden kann.
Im Gegensatz zu dem obengenannten Stande der Technik liefert das erfindungsgemässe, mit impulsförmigen Einwirkungen arbeitende Verfahren die Möglichkeit, das von einem Leiter herrührende Sekundärfeld während eines Zeitraumes zu messen, in welchem das Primärfeld stationär geworden oder bereits verschwunden ist, unabhängig von der Orientierung z. B. einer Empfangsspule.
Durch das erfindungsgemässe Verfahren soll die Messung von Sekundärfeldern möglich werden, ohne dass irgend ein Geräuschpegel durch die Einflüsse des Primärfeldes infolge irgendwelcher Änderungen der Kopplung zwischen Empfangs- und Senderspulen auftreten kann. Ferner soll es insbesondere ermöglicht werden, alle drei Komponenten des Sekundärfeldes aufzunehmen, indem drei gegenseitig senkrecht zueinander gerichtete Empfangsspulen verwendet werden. Die hierdurch sich ergebenden zusätzlichen Informationen können aus nachstehenden Gründen wertvoll sein.
Einerseits kann dabei eine allseitige Kopplung mit den im Erdboden vorhandenen Leitern unabhängig von der Flugrichtung erhalten werden; bei anderen Ortungssystemen können dementsprechend Leiter unentdeckt bleiben, wenn sie zufällig in einem Winkel überflogen werden, bei welchem die Empfangsspule gegenüber dem Leiter im Erdboden entkoppelt ist. Andererseits kann aus den aufgenommenen drei Komponenten eine Information über die Art des Leiters im Erdboden abgeleitet werden, wodurch ein deutlicher Unterschied zwischen uninteressanten Leitern, etwa einem Sumpf, und in demselben befindlichen Leitern von möglicherweise ökonomischem Wert erzielbar ist.
Ein bedeutender Vorteil des erfindungsgemässen Verfahrens gegenüber anderen elektromagnetischen Ortungssystemen in Flugzeugen, insbesondere Systemen die mit um 900 phasenverschobenen Komponenten arbeiten, kann darin gesehen werden, dass bei der bevorzugten Kurzzeit-Messmethode auch Informationen über das induktive Verhalten gewonnen werden können, was sonst nur unter Verwendung einer grösseren Anzahl verschiedener Frequenzen ermittelt werden kann. Sind nämlich zwei Leiter vorhanden, was gewöhnlich der Fall ist, wenn unter lei tendem Sumpf oder Lehm ein fester Leiter vorhan den ist, so kann es ermöglicht werden, die wahre Leitfähigkeit des untersten Leiters abzuschätzen, ohne dass der darüber liegende Leiter von Einfluss ist.
Das vorliegende Verfahren kann insbesondere auch im Bereich der Hochfrequenzen, etwa der Mikrowellen angewendet werden und kann dort Messungen betreffend die Amplitude und Leitfähigkeit mittels Radar-Echosignalen, oder Schwingungen begrenzter Zeitdauer ermöglichen, ohne dass die Phase des ausgesendeten Signals und die Laufzeit bis zur reflektierenden Oberfläche und zurück bekannt t sein muss.
Das vorliegende Verfahren und die erfindungsgemässe Apparatur bezwecken Messungen des Sekundärfeldes eines Leiters unter Elimination des Pri märfeldes. Dabei kann z. B. die Empfangsspule eine beliebige Lage einnehmen und der Leiter wird durch eine diskontinuierliche elektromagneltische Schwingung erregt.
Die Erfindung wird nachstehend in einigen Ausführungsbeispielen anhand der Fig. 1 bis 20 näher erläutert. Von diesen zeigt:
Fig. 1 das Diagramm eines einzigen Stromimpulses, wie er in der Senderspule verwendet wird.
Fig. 2 die perspektivische Wiedergabe eines Schleppkörpers, teilweise aufgebrochen, mit drei Empfangs spulen.
Fig. 3 eine perspektivische Anordnung des Schleppkörpers.
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines einzigen Kanals der Empfangsanlage.
Fig. 5 das Diagramm einer Empfangsschwingung auf Grund eines Primärimpulses, gefolgt durch ein abklingendes Feld verursacht seitens eines Leiters mit hoher Leitfähigkeit.
Fig. 6 ein gleiches Diagramm wie Fig. 5 mit einem abklingenden Feld verursacht von einem Leiter mit geringer Leitfähigkeit.
Fig. 7 bis 15 verschiedene Diagramme und bildliche Darstellungen zur Erläuterung des vorliegenden Verfahrens.
Fig. 16 ein Blockschaltbild eines elektromagnetischen Ortungssystems der vorliegenden Bauart mit einer Vielzahl von Kanälen.
Fig. 17 ein elektrisches Schaltbild eines Impulsgenerators geeignet zur Verwendung als Sender für eine Ortungsanlage der vorliegenden Bauart.
Fig. 18 ein elektrisches Schaltbild eines Vorverstärkers für die seitens einer Empfangsspule aufgenommenen Signale.
Fig. 19 ein elektrisches Schaltbild für einen vollständigen Empfangskanal einer Empfangs anlage der vorliegenden Bauart.
Fig. 20 ein Diagramm über die Aufzeichnung die mit einer Fünfkanal-Anlage der vorliegenden Bauart erzielbar ist.
Beim Betrieb der vorliegenden Anlage werden Stromimpulse der in Fig. 1 wiedergegebenen Art seitens eines Impulsgenerators erzeugt, der 80 Impulse pro Sekunde in eine Rahmenantenne des Senders liefert, so dass ein elektromagnetisches Feld in Impul sen ausgesendet wird. Werden die in Fig. 1 wiedergegebenen Primär-Stromimpulse in einer Empfangsspule als Spannung aufgenommen, so weist diese Spannung die Gestalt einer differenzierten Schwingung auf.
Das Schaltbild für einen geeigneten Sender zeigt die Fig. 17. Die Rahmenantenne des Senders kann an einem Flugzeug (nicht gezeichnet) angebracht werden.
Es wird ein in Fig. 2 und 3 wiedergegebener Schleppkörper 10 verwendet, der durch ein Schleppkabel 11 in einem Abstand von etwa 150m vom Flugzeug (nicht gezeichnet) nachgeschleppt wird. Die Aufhängung des Schleppkörpers 10 ist in ihren Einzelheiten aus Fig. 3 ersichtlich. Das Schleppkabel 11 enthält die elektrischen Leitungen und das eigentliche Schleppseil, welches über geeignete Befestigungsmittel 13 mit einer elastischen, die Stösse dämpfenden Halterung 12 verbunden ist. Die elastische Halterung 12 bildet eine Schleife, die an ihren Enden beidseits des Schleppkörpers 10 befestigt ist, beispielsweise mittels einer Bolzenanordnung 14. Zweckmässigerweise besteht die Halterung 12 aus einem hochelastischen Seil in einer Gewebeumhüllung und ist so ausgebildet, dass Vibrationen des Schleppkabels 11 vom Schleppkörper 10 ferngehalten werden.
Der Schleppkörper 10 enthält drei Empfangsspulenanordnungen in Gestalt der mit Ferrit-Kernen versehenen Spulen 15, 16 und 17, deren Resonanzfrequenz bei 12 kHz liegt. Die Spule 15 ist die langgestreckte Vertikalspule zur Aufnahme der horizontalen Feldkomponenten, die in Flugrichtung entstehen. Die Spule 16 ist die Horizontalspule zur Aufnahme der vertikalen Feldkomponenten und die Spule 17 ist die Vertikalspule zur Aufnahme der horizontalen Feldkomponenten in rechtem Winkel zur Flugrichtung. In der Praxis können die Spulen 15 und 16 aus einer Vielzahl einzelner auf kurze Ferritstäbe gewickelten Spulen bestehen, die alle in Serie geschaltet und gitterförmig angeordnet sind. Auf diese Weise ist eine gewisse Platzersparnis im Schleppkörper 10 erzielbar.
Die Spulen können mit Silikon-Kunststoff überzogen werden, der bei Raumtemperaturen aushärtet und sämtliche Spulen müssen mittels Filz und Schaumgummi sehr gut akustisch isoliert werden, um Mikrophoneffekte zu vermindern. Jede der Spulen 15, 16 und 17 ist bis auf ihren kritischen Wert gedämpft durch die einstellbaren Potentiometer 18, 19 und 20.
Die Innenseite des Schleppkörpers 10 ist mit einer Faraday'schen Abschirmung 21 versehen, um weiterhin Interferenzen zu vermindern, welche Abschirmung über das Schleppkabel mit Flugzeugmasse verbunden ist.
Für die drei Spulen 15, 16 und 17 ist je ein Vorverstärker 22, bzw. 23 bzw. 24 mit einem Frequenzbereich von 5 bis 20 000 Hz vorgesehen. Diese Verstärker müssen auf kurzzeitige Impulse ansprechen und am Eingang einen Geräuschpegel mit einer Spitzenspannung von nicht mehr als 10 Mikrovolt aufweisen.
Zum Zwecke der Abtrennung der Nachwirkvorgänge im Empfangssystem müssen gesteuerte Sperreinrichtungen der in Fig. 4 vorgesehenen Art verwendet werden. Bei Verwendung von Niederfrequen zen werden die leitenden Körper unter Verwendung induktiver Felder auf relativ kurzen Abstand festgestellt, so dass die Verzögerung des zurückkommenden Signals vernachlässigbar klein ist gegenüber dem Zeitablauf der ausgesendeten Schwingung. Die Sperren können deshalb durch Steuerschaltungen betätigt werden, die ihrerseits direkt am Sender angeschlossen sind. Werden dagegen Hochfrequenzen bei entsprechenden Anwendungen des Verfahrens benützt und Messungen an einem Echoimpuls vorgenommen, der eine merkliche Zeitverzögerung gegenüber dem Senderimpuls aufweist, ist die Steuerung der Sperren durch die Vorderflanke des Echoimpulses erforderlich.
Das in Fig. 4 wiedergegebene Blockschaltbild gibt einen einzelnen Kanal wieder (ein genaues elektrisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines derartigen Empfangskanals gemäss Fig. 4 ist in Fig. 19 wiedergegeben). Eine Empfangsanlage mit mehr als einem Kanal wird weiter unten noch ausführlich behandelt. Die beispielsweise von einer Spule 15 im Schleppkörper 10 kommenden Signale passieren zuerst einen Vorverstärker 22 (ein elektrisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines solchen Vorverstärkers für den vorliegenden Verwendungszweck ist in Fig. 18 wiedergegeben). Zwischen dem Vorverstärker 22 und der ersten Empfangssperre 26 ist ein Hochpassfilter 25 eingeschaltet mit einer Grenzfrequenz von 10 Hz. Über dieses Hochpassfilter 25 laufen die empfangenen Impulse und die Nachklingvorgänge des Sekundärfeldes ohne jede Verzerrung.
Jedoch werden die Signale niedrigerer Frequenz unterdrückt, welche durch die Bewegung des Schleppkörpers 10 und der Empfangsspulen im demselben relativ zum erdmagnetischen Feld erzeugt werden.
Die erste Empfangssperre 26 ist üblicherweise zwischen 20 Mikrosekunden und einer Millisekunde kontinuierlich einstellbar und arbeitet normalerweise mit einer Offnungszeit von hundert Mikrosekunden.
Seitens dieser ersten Empfangssperre wird das unmittelbar auf den Senderimpuls folgende Signal kurz abgetastet. Also wird ein etwa vorhandener Nachklingvorgang seitens eines Sekundärfeldes erfasst.
Der erste und zweite abgestimmte Verstärker 27 und 28 sind in Reihe geschaltet und beide auf die Folgefrequenz der Impulse abgestimmt. An den ersten Verstärker 27 gelangen die Impulse der ersten Empfangssperre 26. Wird also seitens der ersten Empfangssperre 26 nur eine willkürliche Rauschspannung abgetastet, so gelangen nur Signale willkürlich sich ändernder Polarität und Amplitude zu den abgestimmten Verstärkern 27 und 28, und werden durch deren Integrationswirkung unterdrückt.
Wird von der ersten Empfangs sperre 26 jedoch der Nachklingvorgang eines Sekundärfeldes s abgetastet, etwa entsprechend dem in Fig. 5 wiedergegebenen Verlauf, so entstehen kohärente Signale, die zu einem 80 Hz-Signal in den abgestimmten Verstärkern umgewandelt werden.
Durch die zweite Empfangsperre 29 wird die Ausgangsspannung des abgestimmten Verstärkers 28 mit einer Wiederholungsfrequenz gleich der Impuls Folgefrequenz des Senders abgetastet, also mit der Frequenz auf welche die Verstärker 27 und 28 abgestimmt sind. Das Ausgangssignal der Verstärker und die Art der Abtastung ist in Fig. 4 wiedergegeben.
Die zweite Empfangs sperre 29 kann in ihrer Durchlassbreite von 20 Mikrosekunden bis 10 Millisekunden eingestellt werden. Ferner ist dieselbe auch bezüglich ihrer Phase einstellbar, so dass jeweils die am Ausgang des Verstärkers 28 auftretende Sinusschwingung, wie in Fig. 7 dargestellt, abgetastet werden kann.
Der Integrator 30 enthält ein passives Tiefpassfilter, das zur Umwandlung der von der zweiten Empfangssperre 29 kommenden Impulse in ein sich nur wenig änderndes Gleichstromsignal eingerichtet ist. Die Zeitkonstante des Tiefpassfilters im Integrator 30 sollte zweckmässigerweise zwischen ein und vier Sekunden einstellbar sein. Der Integrator 30 dient zur Integration der kohärenten Signale über einen der Filterzeitkonstante entsprechenden Zeitraum, jedoch werden gleichzeitig GeräuschspitzRn willkürlich sich ändernder Polarität, die etwa die abgestimmten Verstärker 27 und 28 passieren, ausgeglichen. Je grösser die Zeitkonstante des Integrators 30 und je schmaler die effektive Bandbreite des Empfangssystems ist, umso grösser ist die Geräuschunterdrückung.
Zweckmässigerweise wird beim Überfliegen von Gelände in 150 m Höhe eine Zeitkonstante von zwei Sekunden eingestellt. In Fig. 8 ist für diesen Fall eine typische Anomalie aufgezeichnet, die bei einer Fluggeschwindigkeit von etwa 160km pro Stunde aufgezeichnet wurde und erkennen lässt, dass es zweckmässiger wäre, die Zeitkonstante des Integrators 30 auf den Maximalwert von vier Sekunden zu bringen, um dieses Signal zu glätten und Geräuscheinflüsse zu reduzieren ; wird jedoch die Zeitkonstante noch grösser gemacht (z. B. 10 Sekunden), so tritt eine unerwünschte Veränderung des Verlaufs einer solchen, von einem leitenden Körper unterhalb des Flugzeuges erzeugten Anomalie auf.
Als Registriergerät 31 wird üblicherweise ein hochempfindliches Spiegelgalvanometer verwendet.
Ein für den vorliegenden Zweck besonders geeignetes Instrument ist unter der Handelsbezeichnung Visicorder, Modell 1012, der Firma Honeywell Controls Ltd. erhältlich. Dasselbe besitzt den Vorteil, dass keine Gleichstromverstärker im Empfangs system verwendet werden müssen, was eine Vereinfachung darstellt und die Störanfälligkeit desselben vermindert.
Ferner ermöglicht ein solches Spiegelgalvanometer die Verwendung eines passiven Integrators 30 anstelle eines solchen der aktiven Bauweise. Durch Verwendung hochintensiver Ultraviolettlampen und eines Spezialpapiers kann eine direkte Aufzeichnung des Signalverlaufes ohne chemische Entwicklung verwirklicht werden.
Die oben beschriebene Einrichtung bezieht sich auf den Empfang von Impulsen seitens nur einer einzigen Spule. Es sei darauf hingewiesen, dass selbstverständlich auch mehrere einzelne Kanäle zur Aufzeichnung der Empfangssignale jeder einzelnen Spule angewendet werden können. Wird ausserdem mehr als eine erste Empfangssperre verwendet und das Signal jeder einzelnen Spule mehr als einmal abgetastet, so wird jeweils ein getrennter Kanal hierfür erforderlich. Ein Blockschaltbild einer derartigen Mehrkanal-Einrichtung ist in Fig. 16 wiedergegeben.
Auf diese Weise kann durch Verwendung von drei Spulen 15, 16 und 17 die Erfassung aller Komponenten des Sekundärfeldes vorgenommen werden.
Flache leitende Körper geben ein unterschiedliches Verhältnis der Einwirkung auf die vertikale bzw. horizontale Spule als ein schräg liegender leitender Körper und ausserdem eine unterschiedliche relative Lage der Maximalwirkung. Durch Messung sämtlicher Komponenten des Sekundärfeldes ist es demnach möglich, die Lage des Leiters im Erdboden ab zuschätzen. den leitfähigen Boden von Seelen und Sümpfen zu ermitteln und deutlich von darunter befindlichen leitenden Körpern zu unterscheiden.
Eine etwas schwierigere Situation ergibt sich dann, wenn ein leitender Körper mit grosser Leitfähigkeit in der in Fig. 10 angedeuteten Weise unterhalb eines Körpers mit geringer Leitfähigkeit, beispielsweise einem Sumpf, gelegen ist. Die Betrachtung eines derartigen Falles im Zusammenhang mit dem vorliegenden Verfahren soll nachstehend ausführlich erörtert und dabei das Prinzip der Leitfähigkeitsmessung von leitenden Körpern erläutert werden.
Nach dem vorliegenden Verfahren erfolgt die Messung der Leitfähigkeit eines leitenden Körpers durch die Bestimmung der Zeitkonstanten des Ausklingvorganges, der sich bei Erregung des betreffenden Leiters durch einen Impuls ergibt. Normalerweise kann ein Körper aus Erz, bestehend aus Metalladern in einer massiven Sulfid-Ablagerung, als leitfähige Fläche betrachtet werden, in welcher in Anwesenheit eines zeitlich variierenden elektromagnetischen Feldes ein Wirbelstrom induziert wird. Im allgemeinen wird ein die Sender-Rahmenantenne durchfliessender Stromimpuls, der in Fig. 1 wiedergegebenen Form, in einer benachbarten leitenden Fläche einen gleichen Stromimpuls induzieren. Dieser Impuls bewirkt einen Stromfluss in einer Schleife, die durch die Peripherie der Fläche gebildet wird.
Die Abklingeffekte nach Beendigung des Impulses gleichen dem Stromabfall in einer Spule oder einer Drahtschleife. Der Strom fällt exponentiell ab in der nachstehend wiedergegebenen Weise.
Der Strom sei zu einer Zeit t nach dem Ende des
Impulses gegeben durch i (t), die Spannung bei Be endigung des Impulses sei V und der Widerstand der Stromschleife sei R.
Rt L
Dann ist i(t) V e
R
L wird @ = so erhait der Exponent den wert
R -1 und der strom ist auf 36,8% des Wertes im Augenblick des Zusammenbrechens des erregenden Feldes gefallen. Der Wert t = L/R wird die Zeitkonstante Tc des Stromkreises genannt.
Bei einer leitenden Fläche ist die Induktivität L abhängig von der Ausdehnung der Fläche und der Stromschleife, die rings um die Peripherie der Fläche verläuft. Der Widerstand R ist eine Funktion des spezifischen Widerstandes des Materials der leitenden Fläche und deren Dicke. Angenähert ist für ein bestimmtes stromleitendes Material und eine gegebene Dicke die Zeitkonstante L/R konstant, da sowohl L als auch R linear von der Grösse der Stromschleife abhängen. Somit liefert eine Messung der Zeitkonstante ein Mass für die Leitfähigkeits-Charakteristik einer Fläche und ermöglicht die Auffindung verschiedener Erzablagerungen. Bei einer einfachen leitenden Fläche ergibt sich die Zeitkonstante unmittelbar aus der Messung der Phasenverschiebung unter Verwendung kontinuierlicher Schwingungen.
In einem Falle, in welchem leitfähige sulfidische Partikel in einem natürlichen leitfähigen Körper vorkommen, können die Abklingeffekte nicht alleine durch die Wahl geeigneter Grössen von Induktivität und Widerstand nachgebildet werden. An der Grenzfläche der leitfähigen sulfidischen Partikel mit dem umschliessenden Stein treten Polarisations- und Kapazitäts-Effekte auf. Diese Effekte erzeugen ungewöhnlich lange Abklingzeiten und sind von beträchtlichem Wert für die Diagnose. Die Ermittlung solcher Polarisations- und Kapazitäts-Effekte ist gänzlich ausgeschlossen, wenn ein System mit nur einer einzigen kontinuierlichen Schwingung verwendet wird.
Bei dem vorliegenden Verfahren werden die Zeitkonstanten von leitfähigen Körpern im Prinzip unter Verwendung von zwei getrennten Kanälen gemessen, welche die Abtastsignale A und B führen, zwischen denen ein zeitlicher Abstand besteht (siehe Fig. 9). Da der Abklingvorgang exponentielle Gestalt besitzt, ist das Verhältnis A in allen Teilen der
B Abklingkurve das gleiche, wenn der zeitliche Abstand zwischen A und B konstant ist. Das Verhältnis
B hängt mit der Zeitkonstante zusammen.
Wird bezeichnet die Anfangsspannung mit V, die Spannung nach der Zeit t, mit A, die Spannung nach der Zeit tl mit B, die Abkling-Zeitkonstante mit Tc, so ist im allgemeinen bei einem exponentiellen Abfall -t
Tc nach der Zeit t die Spannung V. e
Also ist auch -t1/Tc
A = V.e -t2/Tc
B = V.e
EMI5.1
daraus In (A3 =
B Tc oder TC = (tX,-tz). (InB) B
Nachstehend werden einige typische Werte der
A Zeitkonstante für verschiedene Verhältnisse von -
B angegeben, wobei ein zeitlicher Abstand zwischen A und B von hundert Mikrosekunden angenommen ist.
A Tc in Mikrosekunden
B
1,23 500
1,3 400
1,4 300
1,65 200
2,0 140
2,8 100
3,5 80
Für die in der Natur vorkommenden Leiter im Erdboden variiert die Zeitkonstante beträchtlich und nachstehend seien einige allg. Angaben hierüber gemacht:
Zeitkonstante Art des Leiters 20 - 100 Mikrosekunden Schlechter Leiter, d. h. leitender Sumpf, Salz wasser, etc.
100 - 200 Mikrosekunden Mittelguter Leiter, d. h. nur wenig Mineralien enthaltene Gangzone, schlammiger Seeboden, leitfähiger Ton.
200- 1000 Mikrosekunden Guter Leiter, d. h. mas sive Körper sulfidischer
Erze, sulfidische Bar ren, Graphit.
Über 1000 Mikrosekunden Polarisierender Leiter.
Verteilte sulfidische Ab lagerungen zeigen Ka pazität und induzierte
Polarisations-Effekte.
Es sei jedoch betont, dass sämtliche Abklingvorgänge keineswegs eine einfache Gestalt aufweisen.
Das Vorhandensein von verteilten sulfidischen Partikeln oder die gleichzeitige Anwesenheit von zwei leitfähigen Körpern, die nach Art der Fig. 10 gelagert- sind, verursachen Änderungen in der Abklingkurve, wie dies beispielsweise in der Fig. 11 wiedergegeben ist.
Im Falle einer komplizierten Abklingkurve nach Art der in Fig. 11 wiedergegebenen, kann es sich beispielsweise um die links angegebene steile Kurve mit kleiner Zeitkonstante handeln, die von einer schlecht leitenden Oberflächenschicht herkommt, während die darunter verlaufende flache Kurve einer langen Zeitkonstante entspricht, herrührend von einem tiefer gelegenen guten Leiter.
Um auch komplexe Abklingkurven erfassen zu können ist es notwendig drei Abtastsignale A, B und C zu verwenden (siehe Fig. 12). Bei einem einfachen Verlauf des Abklingvorganges ist dann A B oder AC = B2 oder AC = 1
B C der AC = B2 (siehe Fig. 9). Dagegen liefert für eine komplexe Abklingkurve das Verhältnis AC einen Wert grösser B2AC als 1. Also kann das Verhältnis B2 zur Bestimmung
B2 des Grades der Komplexität einer Nachklingkurve verwendet werden. Das Verhältnis A : B und B : sowie AC : B2 kann elektronisch ermittelt werden.
Die lang sich erstreckende Abklingkurve, die ein guter Leiter liefert, der unter einem schlechten Leiter gelegen ist (siehe Fig. 10), ist für das vorliegende Verfahren sehr vorteilhaft. Auf diese Weise lässt sich relativ wenig beeinflusst die Leitfähigkeit eines leitenden Körpers ermitteln, der von einem Sumpf oder dergleichen abgedeckt ist.
Im Gegensatz hierzu tritt bei den derzeit üblichen Ortungssystemen mit kontinuierlichen Schwingungen nur einer einzigen Frequenz, sowohl bei phasengleicher als auch bei phasenverschobener Messung, sowie bei Verwendung von gleichzeitig zwei Frequenzen und Auswertung der um 900 phasenverschobenen Komponenten, eine merkliche Störung bei der Ermittlung der Leitfähigkeit auf, wenn eine leitfähige Oberflächenschicht vorhanden ist, da die gleichzeitig entstehenden Komponenten unterschiedlicher Phasenverschiebung nicht von einander getrennt werden können.
Beim vorliegenden Verfahren werden die Parameter eines komplexen Abklingvorganges am bequemsten mit der quer gerichteten Vertikalspule erfasst. Es werden, wie die Fig. 13 zeigt, in den Kanälen 1, 2 und 3 je ein Abtastsignal erzeugt. Bei Verwendung eines geeigneten zeitlichen Abstandes kann das Verhältnis von Kanal 2 zu Kanal 3- - zur raschen Ermittlung der wahren Leitfähigkeit eines unter einer leitfähigen Oberfläche befindlichen Leiters benützt werden.
Wenn das Abtastsignal des Kanals 1 unmittelbar nach Beendigung des Senderimpulses entnommen und das Signal für den Kanal 2 um 400 Mikrosekunden, dasjenige für den Kanal 3 insgesamt um 800 Mikrosekunden verzögert entnommen wird, so sind die Kanäle 2 und 3 nicht zur Erfassung von Leitern mit geringer Leitfähigkeit geeignet, werden also nicht beeinflusst durch einen leitfähigen Sumpf, eine Tonschicht oder einen Seeboden. Diese zwei Kanäle erfassen jedoch gut leitende Körper und verteilte sulfidische Ablagerungen geringer Leitfähigkeit, die infolge von Polarisations- und Eigenkapazitäts-Effekten eine langgestreckte Nachklingkurve ergeben.
Verteilte Sulfide können durchaus kommerziell verwertbare Erze darstellen, so dass das vorliegende Verfahren die Möglichkeit ergibt, dieselben von den sehr viel zahlreicheren anderen Körpern niedriger Leitfähigkeit zu unterscheiden.
Die in Fig. 14 und 15 dargestellten Kanäle 4 und 5 erhalten ihre Signale von der horizontalen bzw. vertikalen Spule. Diese Kanäle werden nicht zur Messung der Leitfähigkeits-Parameter leitender Körper benötigt, sondern dienen vor allem zur Bestimmung der Lage solcher leitfähiger Körper relativ zur Horizontalebene und in bezug auf die Flugrichtung.
Eine typische Aufzeichnung der aus den fünf Kanälen gewonnen Signale zeigt die Fig. 20. Wie bereits oben erwähnt, dienen die Unterschiede in den Aufzeichnungen der Kanäle 1, 2 und 3 zur Bestimmung der Art des leitfähigen Körpers, während die Abweichungen der Aufzeichnungen aus den Kanälen 4 und 5 zusätzliche Informationen bezüglich der Lage des leitfähigen Körpers ermöglichen.
Eine komplette Anlage der vorliegenden Art kann ferner ein Radar-Navigationssystem nach dem Doppler-Prinzip umfassen zur Erleichterung der genauen Überfliegung eines Gebietes in parallelen jeweils 800 m voneinander Landkarte mit einer Genauigkeit von mehr als + 60 m ermöglicht.
Ein für die vorliegenden Zwecke geeigneter Impuls-Sender ist in seinem elektrischen Schaltbild in Fig. 17 wiedergegeben. Er besteht im wesentlichen aus einem Thyratron-Impulsgeber, in welchem der induktive Teil des die Impulse formenden Netzwerkes aus einer Rahmenantenne oder aus einem magnetischen Dipol zur Aussendung elektromagnetischer Wellen besteht. Die beiden gesperrten Oszillatoren 32 und 33 werden von aussen her durch die bei 34 und 35 zugeführten Impulse angestossen. Die gesperrten Oszillatoren 32 und 33 erzeugen Steuerimpulse hoher Leistung zur Betätigung der kleinen Thyratronröhren 36 und 37. Diese ihrerseits erzeugen Steuerimpulse noch höherer Leistung zur Impulssteuerung der grossen Thyratronröhren 38 und 39.
Es ist eine Reihe von Hochspannungskondensatoren 40 mit einer Kapazität von je 27 Mikrofarad vorgesehen, die seitens eines normalen Stromversorgungsgerätes 41 aufgeladen werden. Diese Kondensatorreihe 40 wird über die Thyratronröhren und die Rahmenantenne 42 mit einer Induktivität von 5 mHy entladen. Die übrigen angegebenen Stromkreise dienen wie üblich zum Schutz vor Überlastungen und zu anderen Sicherheitsmassnahmen. Der Impulssender ist eingerichtet zur Lieferung einer mittleren Leistung von mindestens 2 kVA in der Rahmenantenne.
In Fig. 18 ist ein Vorverstärker geräuscharmer Bauart für ungefähr 70db Verstärkung wiedergegeben. Als Transistoren 43, 44 und 45 sind rauscharme Niederfrequenz-PNP-Transistoren der handelsüblichen Type 2N207B verwendet. Die Transistoren 46 und 47 sind Niederfrequenz-PNP-Transistoren mittlerer Leistung der handelsüblichen Type 2N44. Der Verstärker ist für A-Betrieb ausgelegt und besitzt eine Bandbreite von 5 bis 20 000 Hz mit einem Verstärkungsabfall von höchstens + oder - 2db über diesen Bereich. Derartige Vorverstärker gemäss Fig. 18 befinden sich im Schleppkörper 10.
Das Schaltbild eines vollständigen Empfangskanals ohne die Empfängerspule und den Vorverstärker zeigt die Fig. 19. Die vom Vorverstärker im Schleppkörper kommenden Signale gelangen zu einem Hoch passfilter 48 üblicher Bauart mit einer Grenzfrequenz von 5 Hz. Dieses Filter dient zur Unterdrückung niederfrequenter Signale, die durch relativ langsame Bewegungen der Empfängerspulen im Schleppkörper relativ zum erdmagnetischen Feld erzeugt werden.
Die Signale gelangen vom Hochpassfilter 48 zum ersten Detektor 49. Dieser besteht im wesentlichen aus zwei in Serie geschalteten Schaltstufen. Die Transistoren 50 und 51 sind rauscharme, schnell arbeitende Umschalt-PNP-Transistoren der handels üblichen Type 2N5 18. Der Widerstand 52 dient zur Entkopplung gegenüber den Stromkreisen des Filters 48.
Der Einsteliregler 53 Idient zur Beeinflussung der Grundspannung erzeugt durch den Schalter und ermöglicht so vorteilhafterweise den Gleichstromausgang der ganzen Anlage hinter dem zweiten Detektor und dem Integrator auf den Wert Null einzuregeln.
Die Sperrimpulse zur Steuerung der Schaltvorgänge werden bei 54 zugeführt und in ihrer Amplitude durch die Zener-Diode 55 bestimmt. Bei 56 wird eine Gleichvorspannung zugeführt, die normalerweise die Transistoren 50 und 51 stromieitend macht, so dass die Transistoren erst durch die Steuerimpulse bei 54 in ihren nichtleitenden Zustand versetzt werden. Der Schalter ist so eingerichtet, dass er Signale von mehr als 40db zur Betätigung benötigt.
Das lauszuwertende Signal gelangt vom ersten Detektor 49 zum ersten abgestimmten Verstärker 57.
Der Transistor 58 ist von PNP-Bauart der handels üblichen Type 2N44 und dient zur Anpassung zwischen dem Ausgang des ersten Detektors 49 und dem Transistor 59, der von gleicher Type ist und zusammen mit der Toroid-Spule 60 hoher Güte als abgestimmter Verstärker arbeitet. Der Verstärker ist auf die Wiederholungsfrequenz der Senderimpulse abge stimmt. Der Transistor 61 ist ebenfalls von der handelsüblichen Type 2N44 und dient zur Trennung des ersten abgestimmten Verstärkers 57 vom zweiten abgestimmten Verstärker 62.
Im zweiten abgestimmten Verstärker 62 ist der Transistor 63 von der handelsüblichen Type 2N44 und bildet zusammen mit seiner Induktionsspule 64 einen weiteren auf die Wiederholungsfrequenz der Senderimpulse abgestimmten Verstärker. Der Transistor 65 der handelsüblichen Type 2N44 dient als Niederfrequenzverstärker mit grossem Dynamikbereich und leitet über zum zweiten Detektor 66.
Der zweite Detektor 66 bildet einen Schalter mit nur einer Schaltstufe, die den beiden Schaltstufen im ersten Detektor 49 gleicht. Der Schalter bewirkt die Abtastung der sinusförmigen Ausgangsschwingung der abgestimmten Versltärker, bildet also einen Phasendetektor. Der Schalter kann in einem grossen Dynamikbereich arbeiten, wie dies angesichts der beträchtlichen Amplituden-Variationen erforderlich ist, die in der Praxis beim vorliegenden Messverfahren auftreten.
Der zweite Detektor 66 speist ein Tiefpassfilter 67, welches als einfacher Integrator für die vom zweiten Detektor 66 kommenden Impulse wirkt. Die Werte des Kondensators 68 und des Widerstandes 69 werden so gewählt, dass eine ausreichende Zeitkonstante entsteht und der zusätzlich einschaltbare Kondensator 70 soll eine wahlweise weitere Verlängerung der Zeitkonstante ermöglichen. Zweckmässige Werte dieser Zeitkonstante sind zwei bzw. vier Se kunden. Die Zener-Diode 71 dient zur Aufrechterhaltung einer geregelten Vorspannung unter Verwendung der am Anschluss 72 liegenden Spannung, welche Vorspannung zur Gewährieistung der richtigen Polarität der normalerweise im Integrator 67 verwendeten elektrolytischen Kondensatoren dient.
Das im Registriergerät verwendete Spiegelgalvanometer ist durch seine Wicklung 73 angedeutet. Wie bereits oben erwähnt, kann die Einstellung der Restspan nung der ersten Empfangssperre 49 zur r Regelung des dem Spiegelgalvanometer zugeführten Gleich strom-Ausgangssignals seitens des Integrators 67 dienen.
Die erste Empfangssperre 49 arbeitet in fester Zeitabhängigkeit von den ausgesendeten Impulsen und ihre Ausgangsspannung speist die abgestimmten Verstärker demnach in ihrer Resonanzfrequenz und mit kohärenten Impulsen konstanter Phasenlage. Der Regler 53 beeinflusst die von der ersten Empfangssperre 49 gelieferte Spannung, ermöglicht deshalb auch die Regelung der Amplitude des seitens der abgestimmten Verstärker erzeugten sinusförmigen Signals. Die am Ausgang der abgestimmten Verstärker auftretende Sinusschwingung wird anschliessend seitens des zweiten Detektors 66 abgetastet und dem Integrator 67 zugeführt. Durch Einregelung der vom ersten Detektor 49 gelieferten Spannung durch den Regler 53 kann demnach die Ausgangsspannung des Integrators 67 beeinflusst und das Spiegelgalvanometer 73 in üblicher Weise auf Null gestellt werden.
Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel einer nach dem vorliegenden Verfahren arbeitenden Apparatur arbeitet mit einem ausgesendeten Signal in Gestalt eines Halbwellen-Impulses, der mit einer Wie derholungsMreqvYenz von 80 Illz erzeugt wird. Die Halbwellen-Gestalt des Impulses wurde gewählt, weil dieselbe relativ einfach und sicher aus einem kontinuierlichen Schwingungszug erzeugt werden kann.
Bei Verwendung einer derartigen Impulsform ist eine Impulsdauer von mindestens einer Millisekunde erforderlich, um eine ausreichende Erregung gut leitender Körper im Erdboden zu erzielen, die normalerweise eine Zeitkonstante im Bereich von 500 Mikrosekunden aufweisen. Bei Verwendung kürzerer Impulse erfolgt der Anstieg der Amplitude zu rasch, um derartige leitende Körper im Erdboden voll zu erregen. Andererseits beanspruchen längere Impulse als solche von etwa 3 Millisekunden einen wesentlich grösseren Energieverbrauch, ergeben aber keine grössere Erregung der leitfähigen Körper durch die Verlängerung der Impulse. Ferner bewirkt bei Verwendung von Halbwellen-Impulsen mit einer Dauer von mehr als 3 Millisekunden der langsame Abfall der Energie am Impulsende eine Verringerung der Abkling-Effekte.
Es ist erwünscht, dass mindestens ein Zeitraum von einer Millisekunde nach dem Aufhören der Sendeimpuise zur Messung der Nachklingeffekte zur Verfügung steht. Werden also Haibwellen-Impulse verwendet, so ist die praktisch zulässige höchste Wiederholungsfrequenz 500 Hz bei einer Impulslänge von einer Millisekunde und einem Impulsabstand von ebenfalls einer Millisekunde. Bei Verwendung der obenbeschriebenen Schaltung ist die untere Grenze der Wiederholungsfrequenz etwa bei 40 Hz, da die verwendeten, induktiv gekoppelten abgestimmten Verstärker unterhalb dieser Frequenz ziemlich unwirksam werden.
Wird jedoch die Schaltung derart abgeändert, dass die bekannten mit RC-Gliedern abgestimmten Verstärker anstelle der induktiv gekoppelten Verstärker verwendet werden, so kann auch eine Wiederholungsfrequenz der Impulse bis herunter zu einem Hz benützt werden. Zur Erzielung des gleichen Wirkungsgrades und des gleichen Verhältnisses von Signal zu Rauschen bei verschiedenen Wiederhoiungsfrequenzen ist es lediglich erforderlich in allen Fällen die von der Rahmenantenne ausgestrahlte mittlere Leistung gleich gross zu machen.
Bei niedrigen Wiederholungsfrequenzen muss also eine viel höhere Spitzenleistung der Impulse verwendet werden als umgekehrt. Die kleinste zulässige Wiederholungsfrequenz wird ausschliesslich durch die Geschwindigkeit bestimmt. mit der r das Flugzeug den Erdboden überfliegt; bei einer Fluggeschwindigkeit von beispielsweise 160 km pro Stunde sollte der Abstand aufeinanderfolgender Messungen nicht grösser als eine Sekunde sein.
Für das vorliegende Verfahren können auch andere Impulsformen als die beschriebenen Halbwellen-Impulse verwendet werden. Beispielsweise können sägezahnförmige Impulse, Rechteck-Impulse und überhaupt jede andere Schwingungsform verwendet werden, die sich von den harmonischen Schwingungen insofern unterscheiden, als Zeiträume vorhanden sind, in welchen kein zeitlich variierendes Primärfeld existiert. Die in solchen Fällen erforderliche Abänderung des Senders zur Erzeugung anderer Impulsformen bereitet keine Schwierigkeiten.
Werden in konstanter zeitlicher Folge die Impulse ausgesendet, so können die beschriebenen Schaltun gen für das s Empfangssystem verwendet werden, wenn die vorhandenen Verstärker auf die Wiederholungsfrequenz der ausgesendeten Impulse abgestimmt werden und die Empfangssperren in festem zeitlichem Zusammenhang mit den Impulsen des Primärfeldes gesteuert werden.
Falls erwünscht können auch Impulse mit beliebigem unregelmässigem Abstand verwendet werden, vorausgesetzt dass eine Steuerung der Empfangseinrichtung in festem zeitlichem Zusammenhang mit den ausgesendeten Impulsen erfolgt. In diesem Falle müssen allerdings auf der Empfangsseite die abgestimmten Verstärker ersetzt werden durch Breitband Wechselstromverstärker mit grossem Dynamikbereich. Beispielsweise kann die Steuerung des Empfängers durch Verwendung eines speziellen Detektors an einer der Empfangsspulen erzielt werden, der beim Null-Durchgang der Empfangsspannung an dieser Empfangsspule einen Steuerimpuls liefert.
Auf diese Weise kann, ohne Verwendung eines Hochpassfilters wie oben beschrieben, ebenfalls eine Beseitigung niederfrequenter Geräusche erfolgen, die seitens der mit niedriger Frequenz elrfolgenden Bewegung des Schleppkörpers und seiner Empfangsspulen im erdmagnetischen Feld hervorgerufen werden.