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Circuit transformateur d'impédance et utilisation de ce circuit L'utilisation, par l'industrie ou la recherche scientifique, à des fins de métrologie ou de contrôle automatique, de détecteurs à haute impédance ou résistance interne (généralement comprise entre quelques mégohms et au-delà du kilomégohm) a donné lieu, au cours de ces dernières années, à l'apparition d'un nombre considérable de procédés et d'appareils, généralement électroniques, destinés à répondre aux spécifications des chercheurs ou des techniciens de la mesure ou de l'automation.
De tels détecteurs sont représentés par les capteurs piézoélectriques de vibrations, les chambres d'ionisation, les cellules photoélectriques d'étalonnage, les électrodes de pH et rH, les spectromètres de masse, etc..., etc... et sont associés presque toujours à des amplificateurs ou transformateurs d'impédance à tubes. thermoïoniques.
On constate uniformément qu'aux faibles niveaux électriques (de l'ordre de 10-1 à 10-3 volt), les critères de stabilité et de reproductivité des mesures ou des impulsions de contrôle, dans le temps, n'ont jamais été satisfaits par aucun des appareils proposés et particulièrement ceux dans lesquels sont incorporés des amplificateurs à tubes à vide.
En général, l'origine de la plupart des instabilités, dérives, non-linéarités et autres anomalies fonctionnelles des appareils envisagés se trouve dans le premier tube électronique de la chaîne de mesure ou de contrôle.
Ce tube est soit un tube électromètre électronique à plusieurs électrodes conçu et réalisé tout spécialement pour des mesures aux bornes de circuits à haute ou très haute impédance ou résistance interne, soit une valve électronique courante choisie plus spécialement pour ses conditions d'isolement électrique et ses paramètres particuliers de fonctionnement aux très faibles tensions anodiques.
Quoiqu'il existe des tubes électromètres ou autres susceptibles de fournir un gain dynamique ou en tension très appréciable ; la fonction essentielle de ces électromètres thermoïoniques est, en général, celle de transformateur d'impédance.
Par transformateur d'impédance électronique, il faut entendre un montage de tubes à vide ou de dispositifs analogues et les circuits associés qui sont réalisés, dans leur ensemble, de façon telle que les variations de tension apparaissant aux bornes d'un circuit à très haute impédance ou résistance interne et appliquées à l'électrode de commande du tube ou dispositif transformateur se retrouvent soit dans le circuit anodique, soit dans le circuit cathodique, avec un gain de tension généralement très faible, aux bornes d'une basse impédance.
La transformation d'impédance est absolument indispensable à l'attaque d'amplificateurs de mesure, d'appareils indicateurs ou enregistreurs et de relais de contrôle automatique qui seraient inopérants s'ils étaient appliqués directement à des circuits- à haute impédance.
Les tubes intervenant directement ou indirectement dans les transformateurs d'impédance sont sujets aux phénomènes de vieillissement et à des claquages, en particulier de l'élément chauffant, claquages absolument imprévisibles, nécessitant une surveillance constante par un personnel spécialisé, et ceci rend ces instruments absolument inaptes à un service continu là où aucune défaillance ne peut être tolérée.
La complexité, le poids et le volume ainsi que les besoins en énergie électrique d'alimentation ren-
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dent les appareils connus difficilement portables et impliquent généralement des frais d'installation considérables.
L'objet de l'invention est un circuit de transformation d'impédance dépourvu des inconvénients susmentionnés.
L'invention vise aussi une utilisation de ce circuit transformateur d'impédance.
Le circuit suivant l'invention comprend, monté entre des bornes d'entrée à relier à une source de signaux à impédance élevée, et des bornes de sortie à relier à un appareil d'utilisation, au moins un circuit oscillant dont la fréquence d'accord est modifiée par les signaux d'entrée et dont au moins un élément capacitif est constitué par une diode à jonction semi-conductrice à très haute résistance lorsqu'une tension électrique lui est appliquée dans le sens inverse et dont la capacité électrostatique est rendue variable par l'application à ses bornes d'une tension électrique placée sous la dépendance des
signaux d'entrée ; il est caractérisé en ce qu'il comprend, associée au circuit oscillant de manière à influencer la variation de tension aux bornes de la diode citée en premier lieu, une deuxième diode reliée, d'une part, au circuit oscillant, et ceci par une résistance et par une source de tension de polarisation et, d'autre part, aux bornes d'entrée, cette résistance et cette source étant choisie de façon que les variations de la tension auxdites bornes d'entrée modifient brusquement la conductivité de ladite deuxième diode.
Le dessin-ci-annexé représente, à titre d'exemple, diverses formes d'exécution du circuit selon l'invention, certaines de celles-ci constituant des variantes des autres.
La fig. 1 est un schéma d'un circuit amplificateur diélectrique classique ; la fig. 2 est une courbe destinée à éclairer le fonctionnement de cet appareil ; la fig. 3 est un schéma de la première desdites formes d'exécution ; la fig. 4 est une variante du schéma de la fig. 3, utilisant un montage symétrique de certains éléments .- la fig. 5 est un diagramme relatif à deux types de diodes ; la fig. 6 est le schéma d'un circuit comprenant un dispositif de compensation ;
la fig. 7 est un schéma d'une autre forme d'exécution qui est utilisée pour exciter un relais, et qui comprend un oscillateur incorporé; la fig. 8 est le schéma d'un dispositif de mesure d'une fréquence incorporant une forme d'exécution de l'objet de l'invention ; la fig. 9 est le schéma d'une autre forme d'exécution utilisée pour commander un relais et comprenant des amplificateurs incorporés ; les fig. 10a, 10b, 10c sont des schémas de circuits utilisables dans la fig. 9 ;
la fig. 11 est un diagramme illustrant le fonctionnement du dispositif de la fig. 9 ; la fig. 12 est un schéma d'un autre exemple de montage symétrique ; la fig. 13 est un autre exemple d'appareil simplifié commandant un relais ; les. fig. 14c et 14b constituent le schéma d'un appareil de mesure de tensions faibles utilisant le montage symétrique de la fig. 12, les fig. 14a et 14b étant associées.
Pour avoir une bonne compréhension de ce qui suit, il est utile de rappeler le mode de fonctionnement d'un amplificateur diélectrique, utilisé pour la mesure de faibles tensions émanant d'une source de tension à très haute résistance interne.
On utilisera ci-après le terme de capacitron pour désigner une diode semi-conductrice dont il est possible de faire varier la capacité électrostatique par application à ses bornes d'une différence de potentiel ou d'une tension électrique d'amplitude et de polarité convenablement choisies. Un capacitron comprend une jonction, par exemple une jonction p-n, dans laquelle la densité des porteurs de charge est réduite pratiquement à zéro lorsqu'une tension électrique lui est appliquée dans le sens inverse.
Lorsque la tension appliquée croit, la région de densité nulle en porteurs de charge s'élargit. En effet, l'application d'une tension croissante sépare progressivement les surfaces conductrices, et partant, fait décroitre la capacité électrostatique. La surface des armatures du condensateur formé par la jonction elle-même n'est pas altérée; de même la nature du diélectrique n'est pas modifiée mais l'épaisseur de celui-ci varie avec la tension appliquée aux bornes du capacitron .
Dans des limites comprises entre approximativement 0,1 à 100 volts, la relation existant entre la capacité apparente exprimée en micro-micro farads et la tension appliquée exprimée en volts est donnée pratiquement pour le capacitron au silicium par la relation
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On rappellera maintenant le fonctionnement de l'amplificateur diélectrique schématisé par la fig. 1.
Dans ce circuit, un capacitron C,. est polarisé par une batterie Bl, à une tension fixe Vo ; L, est une bobine d'arrêt à haute fréquence tandis que C" forme avec le condensateur C,, et la bobine de self-induction Ll, un circuit oscillant parallèle.
L1 est lâchement couplée à L\ et la diode redres- seuse Dl débite dans un filtre en n constitué par la bobine de self induction Lt et les condensateurs CI, et Ci@ .
Le filtre ainsi constitué débite à son tour dans une résistance de charge R, en parallèle de laquelle se trouve disposé un voltmètre à forte résistance interne V.
On supposera d'abord qu'on court-circuite les bornes d'entrée A et B de l'ensemble du circuit et qu'on connecte les bornes C-D de L, à un générateur de tension à haute fréquence.
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L'index de V accuse une élongation qui passe par un maximum à la fréquence de résonance de l'ensemble Ll, C," C, comme on le voit sur la courbe de la fig. 2, où l'on a porté en abscisses les fréquences et en ordonnées les tensions lues sur le voltmètre V.
On supposera que le générateur est réglé sur une fréquence telle que pour une tension fixe Vo de Bl on observe une indication To sur V. En introduisant entre A et B une source de tension variable, on pourra ajouter ou soustraire de V" des accroissements de force électromotrice tels que si l'on passe de Vo à VI et de V, à V.,, on obtienne des indications respectives Tl et T., de V.
Considérant que Tl et T= représentent des tensions électriques aux bornes de R,. et que Vl et V:, sont des accroissements de tensions appliqués entre A et B, on a sensiblement
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pour autant que l'on reste dans les régions des flancs de la courbe de résonance de L, , C,., Ct..
Un tel circuit fournit donc une amplification en tension dont la valeur absolue est liée à la fois à la variation de capacité de C,. pour un accroissement de tension déterminé et à la pente de la région linéaire de la courbe de résonance du circuit oscillant utilisé.
Pratiquement, et dans les meilleures conditions actuelles, il est possible de réaliser, grâce au circuit ci-dessus, des gains en tension de l'ordre de 40 décibels.
Toutefois, dans la transformation d'impédance, ce n'est pas tellement le gain de tension qui est recherché mais surtout une résistance d'entrée et un gain en intensité aussi élevés que possible.
Si maintenant, toutes conditions physiques et les circuits restant constants, on coupe la connexion électrique entre P et Q de la fig. 1 et si on y introduit des valeurs croissantes de résistance, on constate que 1. Pour .les mêmes accroissements de tensions appliqués entre A et B, les élongations de l'index de V deviennent d'autant plus petites que la valeur ohmique de la résistance insérée est plus grande. Partant, la tension appliquée aux bornes de Cz, devient, dans ces conditions, de plus en plus petite. Ce phénomène est dû en premier lieu aux pertes dans les isolants de support ; 2.
Le capacitron lui-même ne présente pas une résistance interne infinie et partant prélève de l'énergie à la source, en altérant considérablement la différence de potentiel existant à ses bornes en particulier lorsque cette même source présente une résistance interne considérable ; 3. Le capacitron étant essentiellement un élément capacitif, lorsqu'on veut l'associer à une source à haute résistance interne, sa présence même introduit une constante de temps dans la réponse transitoire de celle-ci ; 4.
Aux très faibles valeurs des différences de tension qui lui sont appliquées, l'incurvation du pied de la courbe de la diode est telle que ces mêmes signaux sont pratiquement inopérants et l'effet de variation de la capacité est difficilement décelable.
On considérera maintenant le schéma de la fig. 3 où l'on retrouve tous les éléments de la fig. 1 auxquels on a ajouté un microampèremètre M en série avec R, et la diode D:, en série avec la résistance R. ; dans la branche A du circuit d'entrée est disposée une résistance Rl et la batterie Bl est insérée en série avec C, L,., D_. et R,, entre les points X et Y.
B1 débite un très faible courant dans le sens de Y vers X par Ct. , L, D. et R,.
D., est une diode semi-conductrice présentant une valeur de résistance très élevée dans le sens inverse à celui de sa conduction normale et une valeur beaucoup plus faible dans le sens de sa conduction directe, c'est-à-dire dans le sens du point de jonction de Rl et L, vers X, pour autant qu'aucune différence de potentiel autre que celle due au passage du courant débité par Bl n'existe à ses bornes.
Cette différence de potentiel est forcément très faible puisque Bl débite dans le sens de conduction de D., .
Étant donné les très faibles valeurs des résistances ohmiques de L, et de D., dans les conditions exposées, le courant débité par B sera déterminé principalement par l'ensemble série CL, et R, et, si R2 a une valeur ohmique très grande par rapport à C.", la valeur du courant dans le circuit sera principalement régie par R,.
Le passage du courant dans le circuit Y, C,,, L, D. et R, vers X détermine aux bornes de C, et de D, deux chutes de tension qui sont choisies de façon telle que C,, soit polarisée à une valeur bien déterminée fixant la grandeur de sa capacité électrostatique et que D., se trouve polarisée à un point de fonctionnement tel qu'une très faible variation du courant débité par Bl fasse croître ou décroître brutalement l'état de conduction de cette diode.
On appliquera maintenant entre A et B une différence de potentiel telle que A soit rendu négatif par rapport à B et on supposera L. alimentée par C et D comme précédemment exposé. En rendant A négatif par rapport à B, on rend l'anode N de D., négative par rapport à sa cathode K ; il en résulte que l'état de conductibilité de D, est fortement altéré et que le courant dans le circuit Y, C", L, D., R, X subit une diminution considérable.
La chute de tension aux bornes de Cv tend de plus en plus, en valeur absolue, vers zéro, d'où résulte une variation considérable de la fréquence d'accord
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de Ll, Ci , C, par suite de la variation de capacité impartie à C,, du fait de la variation de la chute de tension à ses bornes. Le courant redressé apparaissant en M subit une fluctuation considérable de même que la tension indiquée par V.
Le même résultat pourrait être obtenu en connectant Ri à la cathode de D_., et en rendant A positif par rapport à B.
Par un choix judicieux des valeurs de D.,, R., RI et C,,, il est possible d'introduire entre A et B des signaux de très faible amplitude (de l'ordre de quelques millivolts), issus de sources à très haute résistance interne (10l à 101= ohms) et d'observer en M des variations de courant accusant une amplification en intensité de l'ordre de 120 à 140 décibels.
Tout se passe comme si la diode D., , par suite des variations imparties à sa résistance interne, aux très faibles courants considérés, fournissait à C,, une différence de potentiel considérablement amplifiée du signal apparaissant entre A et B.
Puisque l'ensemble ne comporte aucun élément chauffant et que, sauf la batterie Bl, tous les autres éléments constitutifs du circuit décrit sont soit passifs, soit inusables, le transformateur d'impédance décrit est stable dans le temps et fournit des indications parfaitement reproductibles.
D'autre part, les courants débités par Bl étant de l'ordre du micro-ampère et moins, en prenant pour Bl un ou plusieurs éléments de pile au mercure, par exemple, un fonctionnement continu de plusieurs années consécutives peut être obtenu.
Quoique la sensibilité du circuit qui vient d'être décrit soit très grande et que l'amplification de courant obtenue soit considérable, il est possible de l'améliorer comme indiqué ci-dessous.
En fig. 4, le circuit oscillant est constitué par une bobine d'induction Ll semblable à celle Ll de la fig. 3 mais pourvue d'une prise médiane P, reliée en Y au positif de la batterie Bl ; son enroulement est shunté par deux diodes ci-après appelées jonctions semi-conductrices identiques C,.l et Cz. similaires à C, de la fig. 3, montées en opposition-série.
En l'absence de signal entre A et B, la batterie Bl débite un courant allant de Y vers X, en passant de P en J par le demi-enroulement supérieur (au dessin) de Ll et la jonction Cz.l et de P en J encore par l'autre demi-enroulement de Ll et la jonction C,...
Ces deux courants, de même intensité, se recombinent en J pour circuler ensuite au travers de L,., D_, et R,.
Si maintenant, un générateur extérieur alimente L.., qui est couplée inductivement à Ll de la fig. 4 et disposée symétriquement par rapport au point P, et si l'on applique entre A et B un signal. tel que A soit négatif par rapport à B, on altère la conductance de la diode M comme indiqué dans la description se rapportant à la fig. 3 mais, au lieu d'affecter le courant traversant une seule jonction C,, comme en fig. 3, cette altération de conductance affecte mainte- nant le courant traversant les deux jonctions C,l et C, ;
on obtient dès lors une variation relative de capacité aux bornes de Ll de la fig. 4 beaucoup plus importante que celle obtenue dans le circuit de la fig. 3. Si les points P et J sont parfaitement médians , la bobine L, devient inutile.
On voit encore à la fig. 4, couplé inductivement par L;, et capacitivement par C,, à L, , un discrimi- nateur de phase constitué par L.;, qui est en tous points identique à L, , par les jonctions semi-conductrices C,;;
et C,,l identiques à C,.1 ou C,..,, par les diodes redresseuses Dl et D'1, par les filtres Cil, Lil, Cf., et C'il, L'il, C'i@ identiques entre eux et dans leurs constituants, par les selfs d'arrêt haute fréquence L.l et L_; et finalement par les résistances de charge R;i et R',, pouvant être équilibrées par Rl. U1 et U, sont les bornes d'utilisation.
Pl est un curseur mobile sur R, ; il est relié en W en un point de la batterie Bl.
Toute variation d'accord impartie au circuit, de part et d'autre d'une fréquence initiale d'accord pour laquelle le circuit (Ll-CzI-C,._,) a été ajusté, se traduit par l'apparition, aux bornes U,, U, du réseau redresseur symétrique le chargeant, de courants qui, dans certaines limites, sont proportionnels au désaccord imparti et qui ont des polarités dépendant du signe affectant ce même désaccord.
Dans le cas de la fig. 4, la fréquence d'accord de Ll, C,.l et C,.,, est susceptible de varier en fonction d'un signal de polarité convenable appliqué entre A et B. L., C,3 et C,.; est ajusté à une fréquence telle qu'en l'absence de signal entre A et B, aucun courant ne circule entre U, et U.,.
Le courant qui circule entre Ul et U:, est, dans certaines limites, proportionnel au signal appliqué entre A et B et est toujours de même signe puisque la polarité négative de A par rapport à B doit toujours être respectée. Les courants circulant entre Ul et U, sont, dans les limites de proportionnalité, des versions très fortement amplifiées des courants circulant en RI.
Le circuit de la fig. 4 appelle encore une observation On utilise comme éléments redresseurs des diodes semi-conductrices qui présentent deux particularités indésirables mises en relief en fig. 5. Cette figure représente la courbe tension-courant de deux familles de diodes semi-conductrices.
Les régions A-B pour la famille des diodes au germanium et A'-B' pour la famille des diodes au silicium sont nettement incurvées, ce qui implique, dans ces régions des caractéristiques, une opération non linéaire du redressement ou de la démodulation.
Dans la région C-A pour le germanium et la région C-A' pour le silicium, c'est-à-dire pour des signaux d'amplitudes inférieures à 0,15 volt pour le germanium et 0,6 volt pour le silicium, il n'y a pas de redressement ou démodulation par ces diodes.
Pour obtenir un fonctionnement satisfaisant en redresseur ou démodulateur de ces éléments pour de
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faibles signaux d'attaque, il y a donc lieu de les polariser. Ce résultat est réalisé dans le montage comprenant d'une part les diodes Dl, D'1 qui sont polarisées par une même source et qui sont identiques, d'autre part, les résistances R3, R'3, R4 ainsi que le curseur Pl sur R4 et la prise W sur la-batterie Bl. Aucune compensation spéciale n'est nécessaire pour ramener les index de l'appareil de mesure au zéro en cas d'absence de tension à haute fréquence sur Ll, ce qui n'est pas le cas dans d'autres montages.
On remarquera que la polarisation de l'élément redresseur pourrait être obtenue dans le circuit de la fig. 3, comme indiqué en fig. 6.
Au lieu de retourner la connexion de sortie des appareils de mesure M et V directement au pôle positif de B1, celle-ci serait retournée à une prise effectuée sur B1, au point W qui est le siège d'une tension de l'ordre de - 1,5 volt par rapport à Y, par exemple.
Mais, dans ces conditions, même en l'absence de H.F. en Ll, le circuit de mesure est le siège d'un courant débité par la section X-W de B1 et les index des appareils M et V accusent la présence de ce courant et fournissent donc une indication indésirable.
Pour ramener les index au zéro en l'absence de H.F. en Ll, il y a lieu de prévoir un circuit de compensation comprenant la source S débitant un courant de sens opposé à celui traversant initialement M et V ainsi qu'une résistance ajustable R,, et une diode D;3 identique à Dl.
En agissant sur la valeur ohmique de R,, il est possible de ramener les index de M et de V au zéro. La présence de la diode D; est justifiée par la nécessité de donner au circuit de compensation un coefficient de température aussi semblable que possible à celui du circuit dans lequel la compensation est opérée.
Quoique satisfaisant pour des mesures ou contrôles à faible durée dans. le temps, les méthodes de compensation du genre de celle qui vient d'être exposée ne sont pas sans critiques.
On observe, en effet, des phénomènes de dérive dus en particulier à l'inidentité électrique des circuits, aux coefficients de température des sources de compensation, etc., etc., qui font que de fréquentes retouches du réglage de R" sont nécessaires. Rien de ceci n'existe dans le cas de la fig. 4.
En résumé, le circuit de la fig. 4 présente sur celui de la fig. 3, les avantages suivants 1. Pour un même signal appliqué aux bornes d'entrée A et B des deux circuits, le désaccord obtenu dans le circuit accordé de la fia. 4 est plus im- portant ; 2. Le montage des diodes de redressement dans un circuit diphasé permet de se passer d'un circuit extérieur de compensation et possède également une propriété compensatrice des effets de température sur les circuits de redressement. Dès lors, le circuit schématisé en fig. 4 est nettement plus sensible que celui de la fig. 3 et fournit des amplifications beaucoup plus importantes que ce dernier.
\ Il est possible de coupler à Ll de la fig. 4 plusieurs discriminateurs de phase similaires et de les prérégler de façon telle qu'ils. fournissent un signal à leurs bornes de sortie correspondant à une série de valeurs préassignées du signal appliqué entre A et B.
D'autres types de discriminateurs peuvent être employés en lieu et place de celui indiqué en fig. 4 à titre d'exemple. Les discriminateurs de fréquence du type Round-Travis et dérivés, les 'discriminateurs de phase du type Foster-Seelsy et dérivés, les détecteurs de rapport, etc., etc., peuvent être utilisés.
La fig. 7, qui montre un dispositif à oscillateur incorporé est identique au schéma de la fig. 4 en ce qui concerne le circuit Ll, C,1, C,:, et le discrimina- teur de phase qui lui est associé, sauf cependant que la batterie Bl et l'enroulement L2 ont disparu.
Le circuit oscillant Ll, C,1, C,2 est maintenant introduit dans le circuit du collecteur d'un transistor Trl alimenté à partir d'une source de tension stabilisée par R5 et par la diode de Zener Zl.
La polarisation de la base de Trl est obtenue par le diviseur R3 et R,l où R4 est une résistance à coefficient de température négatif découplée par C@. Dans le circuit d'émetteur de Trl est disposée une résistance élevée R6 destinée tout d'abord à augmenter l'impédance de sortie de Trl, impédance qui est branchée en parallèle sur L1, Cv1, C2,2 et à réduire ainsi l'amortissement causé par Trl sur ce circuit et, d'autre part,
à réduire la dérive thermique de Trl. La batterie B1 de la fig. 4 est remplacée par le potentiomètre P1 et la tension de polarisation des diodes du discriminateur de phase est prélevée sur la tension stabilisée par l'intermédiaire du potentiomètre P2. Un diviseur capacitif C1 et C2 assure la réaction HF et le transistor Trl oscille selon le montage bien connu de Colpitts sur une fréquence fondamentalement définie par les valeurs électriques de Ll, C,l et Cz@. L'appareil peut commander un relais (Rel).
Le circuit représenté par ce schéma est susceptible d'un fonctionnement satisfaisant dans une gamme de températures de - 10 à -h 600 C environ.
La charge appliquée entre U1 et U. peut être généralement quelconque et être soit un relais, un amplificateur supplémentaire, un dispositif d'alarme, un appareil de mesure ou un enregistreur, etc., etc., sans limitation d'aucune sorte.
Le transistor Trl de la fig. 7 peut être remplacé par n'importe quel système d'entretien des oscillations en Ll, C,.,, C,,.,, soit par un transistor à double base, par un transistor à effet de champ, un tube électronique, un dispositif mécanique, etc., etc., sans aucune limitation.
Le circuit d'entretien peut être généralement quelconque, Clapp, Meissner, Hartley, Mesny, etc.,
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dans le cas de dispositifs d'entretien à tubes électroniques ou à semi-conducteurs.
Le mode de couplage entre le circuit détecteur des variations de fréquence et ce même circuit peut être généralement quelconque, soit inductif, capacitif, galvanique, électronique ou à semi-conducteur et ceci sans limitation. L'utilisation de chaînes amplifi- catrices intermédiaires entre le circuit oscillant et le détecteur est considéré comme élément ou circuit de couplage.
Le schéma de la fig. 8 représente le circuit d'un dispositif de mesure d'une fréquence susceptible de varier ; ce circuit est constitué d'un transformateur d'impédance à très haute sensibilité dans lequel on obtient pratiquement l'élimination des influences de température de la façon suivante Deux oscillateurs, similaires à celui de la fig. 7 et marqués I et II sont construits de façon à être aussi identiques que possible tant aux points de vue électrique que mécanique.
Chaque oscillateur attaque un étage séparateur comportant le transistor Tr2 et le transistor Tr4. En l'absence de signal entre A et B et A' et B', les deux oscillateurs sont ajustés rigoureusement sur une seule et même fréquence.
Les séparateurs Tr2 et Tr4 débitent à leur tour dans un mélangeur équilibré composé de deux transformateurs H.F. d'adaptation, Tl et T,, et de deux diodes de démodulation D",l et D",21 chargées par le transformateur T.; shunté par le condensateur C.
Les deux oscillateurs et séparateurs étant identiques et le démodulateur étant commun et symétrique, les variations simultanées de température affectant l'ensemble de ces circuits resteront sans effet et le courant aux bornes du primaire du transformateur T3 restera nul.
Si maintenant l'on applique entre A et B un signal de polarité convenable, A' et B' demeurant sans excitation, le mélangeur deviendra le siège de deux courants de fréquence 01 et 0., tels que si Il est la fréquence de l'oscillateur 1 et f.= la fréquence de l'oscillateur 2
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Du fait de la présence du condensateur C et de par la construction même de l'enroulement primaire de T; ;, la composante 0, qui est à basse fréquence et qui représente la variation de fréquence impartie à l'oscillateur 1, par suite de l'application d'un signal entre A et B, apparaît au secondaire de T3.
En passant par les diodes limitatrices D,,l et D",, le signal de fréquence, est transformé en une onde pratiquement rectangulaire qui est amplifiée par les transistors Tr5 et Tr6 et appliquée à la base du transistor Tr7. Celui-ci fonctionne comme un interrupteur commandé.
La tension de collecteur de Tr7 varie en effet entre deux extrêmes qui sont la tension de seuil du collecteur proprement dit (environ 0,3 volt) et la ten- sion stabilisée d'alimentation, apparaissant aux bornes de la diode de Zener Z moins la faible chute de tension aux bornes de la résistance de charge disposée en série avec le collecteur de Tr7.
Les variations de tension du collecteur de Tr7 sont appliquées, par un sélecteur S, , à un condensateur convenablement dimensionné.
Si le courant de charge ou de décharge de ce condensateur est mesuré par un système intégrateur, en l'occurrence un micro-ampèremètre monté entre Ul et U, on obtient des élongations de l'index de cet appareil qui sont directement proportionnelles à la fréquence pour autant que la constante de temps de charge du condensateur soit suffisamment petite.
Ce fréquencemètre à transistors est très largement indépendant de la température, étant donné que la tension de seuil du collecteur de Tr7 qui pourrait perturber les mesures est peu affectée par la température.
On peut évidemment connecter entre Ul et U., n'importe quelle charge convenablement adaptée telle qu'un relais, un enregistreur ou un dispositif d'alarme.
L'ensemble du circuit décrit peut être également réalisé au moyen de tubes électroniques.
On considérera maintenant le circuit schématisé à la fig. 9 dans lequel Trl est un transistor oscillateur selon le schéma de la fig. 7 ; Tr2 est un transistor amplificateur-séparateur H.F.
Dl est la diode de détection ; Tri et Tr4 sont deux transistors amplificateurs à courant continu stabilisés en température.
Dans le circuit collecteur de Tr4 sont montés, en série, un relais Rel et un milliampèremètre M. On suppose d'abord qu'aucun signal n'est appliqué entre A et B et que le circuit oscillant de Trl est accordé sur une fréquence F,-', (voir fig. 11) où F, est la fréquence de résonance du circuit oscillant inséré dans le collecteur de Tr2.
Si maintenant l'on introduit entre A et B une source de tension d'amplitude progressivement variable, si l'on observe les élongations de l'index de M et si l'on construit le diagramme des intensités lues en M en fonction du signal appliqué entre A et B, on obtient une courbe A (fig. 11).
Lorsque le signal appliqué atteint une valeur correspondant au point P de cette courbe, le relais Rel se ferme jusqu'au moment où le signal, dont on continue à faire croître l'amplitude, atteigne une valeur correspondant au point O sur la même courbe, puis s'ouvre à nouveau.
Le fonctionnement du relais est donc sélectif en fonction de l'amplitude de la tension d'excitation du circuit.
Si maintenant l'on introduit comme élément de couplage entre Trl et Tr2, un des réseaux représentés à la fig. 10a, 10b ou 10c, la courbe de résonance de l'ensemble se resserre par suite de l'accroissement de sélectivité impartie au circuit.
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Par l'utilisation d'un transformateur doublement accordé comme liaison entre Trl et Tr2, on obtient un accroissement de la réponse sélective du relais Rel , accroissement résultant de l'effet de filtre de bande. Cet effet est représenté par la courbe B de la fig. 11.
La mise en oeuvre d'un multiplicateur de surtension (Q multiplier) schématisé en fig. 10b, fournit une sélectivité encore accrue et réglable par la résistance ajustable R,.
Le gain en sélectivité obtenu par un tel circuit est indiqué par la courbe C de la fi-. 11.
Finalement, le filtre à cristaux piézoélectriques X, et X., de la fig. 10c permet l'obtention d'une réponse sélective de Rel comme indiqué par la courbe D de la fig. 11.
L'examen des quatre diagrammes de réponse sélective de la fig. 11 montre, en outre, qu'en augmentant la sélectivité d'ensemble d'un réseau tel que celui de la fig. 9, on augmente la sensibilité du système.
En effet, si l'on considère un courant de repos fixé à 0,5 mA, par exemple, dans le circuit du collecteur de Tr4 et représenté par les points Z, , Z=, Zs et Z, sur chacune des courbes de la fig. 11. on observe que pour passer de Z1 à P, il faut une variation d'amplitude du signal appliqué de 4,3 mV à 9,5 mV soit 4,2 mV du signal d'entrée.
Entre Z2 et P,, il ne faut que 10,5 - 7,5 = 3 mV. Entre Z3 et P, il ne faut que 11- 9,6 = 1,4 mV. Entre Z-1 et Pï, il ne faut que 0,4 mV environ. Si donc on introduit entre C et D de la fi-. 9 une source ajustable de tension convenablement polarisée, le relais opérera 5> pour les variations indiquées pour autant que la source introduite entre C et D soit préalablement ajustée aux valeurs de tensions correspondant aux points Zl, Z., Z,, et Z-1.
Si l'on considère, d'autre part, que la résistance R,. en série dans l'émetteur de Trl peut être rendue variable, alors en agissant sur R,., il est possible de commander l'amortissement plus ou moins grand du circuit oscillant en série dans le collecteur de Trl et partant d'aplatir en plus ou en moins , la courbe de résonance du circuit oscillateur, ce qui fournit une possibilité complémentaire de réglage de la courbe de réponse de l'ensemble.
On donnera ci-après à titre indicatif : trois exemples d'appareil constituant d'autres formes d'exécution de l'objet de l'invention.
Le circuit de la fig. 12 est une variante de montage symétrique dans lequel deux circuits oscillants à capacitrons, C,, et C'Z, sensibilisés par les diodes D; et D',, sont montés en opposition. La source B, fournissant la tension de polarisation est montée entre une borne commune aux deux résistances R,), R'2 disposées en série avec les diodes D. et D'2 à conductivité variable, et une borne commune aux deux éléments inductifs des circuits oscillants excités par un oscillateur commun. Les bornes de sortie sont M, M', P.
Dans le schéma de la fig. 13, le transformateur d'impédance actionne un relais.
Un premier transistor Trl est monté en oscillateur Colpitts et fournit à L> la tension haute fréquence requise pour le fonctionnement correct du circuit ; à la sortie du transformateur d'impédance sont disposés deux transistors Tr2, Tri destinés à augmenter la sensibilité de ce transformateur d'impédance et à fournir la puissance nécessaire à l'ac- tionnement du relais Rel.
Un potentiomètre Pot, permet de régler la polarisation de Tr2 de façon telle qu'en l'absence de signal entre A et B, aucun courant ne circule dans le circuit du collecteur de Tri.
La sensibilité de l'ensemble est réglable au moyen de la résistance ajustable Raj insérée entre le collecteur de Tr2 et la base de Tri.
Les transistors sont alimentés par une source de tension commune, B,, , stabilisée par deux diodes de Zener montées en cascade.
Le schéma de la fig. 14 est la mise en application du circuit schématisé en fig. 12 mais dans lequel l'alimentation en haute fréquence est assurée au départ d'un oscillateur à transistor TrI stabilisé en fréquence par un cristal de quartz Q.
Un second transistor Tr2 sert d'étage séparateur et fournit la puissance requise aux enroulements de couplage L2 et L'., ; un amplificateur à deux étages travaillant en opposition Tri -i- Tr5 et Tr4 -f- Tr6 fournit le gain complémentaire pour l'actionnement de l'indicateur V et du relais Rg.
L'ensemble est alimenté par deux sources Ba et Ba, de tensions respectivement stabilisées par des diodes de Zener Z, -f- Zz et Zy -I- Z4.
Pour terminer, il y a lieu de préciser la nature des éléments et circuits qui, branchés aux bornes d'entrée A et B des réseaux décrits; ci-dessus sont susceptibles de les faire fonctionner.
En fait, n'importe quel détecteur ou source, généralement quelconque branché entre A et B et capable de fournir une tension minimum de l'ordre du millivolt et ne présentant pas une résistance interne supérieure à 101s ohms est utilisable.
On peut citer à titre d'exemple non limitatif, les chambres d'ionisation, compteurs Geiger-M'ûller, photomultiplicateurs et tous tubes à vide, électrodes de mesure du pH, du rH ou de la conductivité, les cellules photoélectriques de tous types, les capteurs piézoélectriques, etc.