Treiberschaltung für und Verfahren zum Betrieb derselben Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiber schaltung für Impulsstromkreise mit zwei parallel geschalteten Transistorschaltern mit negativer Wider standskennlinie zwischen zwei ihrer Elektroden, einem Eingangsdifferenzierglied für beide Schalter und einem Ausgangskreis, der zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten enthält, deren gemeinsamer Verbindungs punkt über einen Widerstand, von dem die Aus gangsimpulse abgenommen werden, mit Bezugspoten tial verbunden ist.
In digitalen Schnellrechenanlagen werden Impuls stromkreise benötigt, die rasch in den Ausgangszu stand zurückkehren und somit in rascher Folge Im pulse erzeugen. In vielen Systemen der genannten Art wird zu diesem Zweck ein Treiberstromkreis verwendet, der auf einen Eingangsoder Triggerimpuls einen Ausgangsimpuls mit erheblicher Stärke erzeugt, so dass er zum Schalten von Kernspeichern oder an deren Einrichtungen verwendet werden kann.
Zur Erzeugung von Impulsen mit hoher Strom stärke werden gewöhnlich RC-Glieder benutzt, deren Kondensator während des Ruhezustandes auf einen vorher festgelegten Wert aufgeladen und bei der Zu führung eines Auslöseimpuls entladen wird. Die Wiederholungsgeschwindigkeit einer solchen Impuls schaltung ist endlich, und es dauert stets eine gewisse Zeit, bis der Kondensator sich wieder auf die fest gelegte Spannung aufgeladen hat.
Für Treiberschaltungen mit hoher Wiederholungs geschwindigkeit sind RC-Glieder weniger geeignet. Es hat sich aber herausgestellt, dass in Impulsschaltun gen anstelle von RC-Gliedern und Röhrenschaltun gen auch Transistoren als Schalter benutzt werden können, wodurch viele neue Möglichkeiten aufgezeigt worden sind. In allen bekannten Treiberschaltungen arbeiten die Schalttransistoren mit negativer Wider standskennlinie. In den bekannten Treiberschaltungen mit Schalt transistoren erfolgt die Aufladung der Kondensatoren im Kollektorkreis über einen Widerstand.
Diese Anordnung bietet keine ausreichende Gewähr dafür, dass der Maximalstrom jedesmal zu Beginn der Kon- densatoraufladung auftritt und dann schnell wieder abnimmt, um auf den festgesetzten konstanten Wert abzusinken. Dieser Umstand wirkt sich sehr ungünstig auf das vom Kondensator zu speichernde Potential aus, das infolge der bei Treiberschaltungen notwen digen schnellen Schaltgeschwindigkeiten keinen gleich bleibenden Wert annehmen kann. Die Folge davon sind ungleichmässige Ausgangsimpulse der Treiber schaltung und Fehlschaltungen der gesamten Einrich tung, in welcher ein derartiger Treiberkreis benutzt wird.
Die Aufladung und Wideraufladung des Kon- densators im Kollektorkreis des Schalttransistors in den Intervallen zwischen den Triggerimpulsen ist das Kriterium jeder Treiberschaltung, und es ist deshalb selbstverständlich, dass die Zuverlässigkeit der Aus gangsimpulse von dem im Kondensator gespeicher ten Potential abhängig ist. Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile.
Sie ist dadurch gekenn zeichnet, dass die Kollektoren der Schalttransistoren über je eine Diode und je eine dazu in Serie ge schaltete Induktivität, der je eine entgegengesetzt ge polte Diode parallel geschaltet ist, mit dem Speise potential verbunden sind und dass die Induktivitäten mit den Ausgangskapazitäten je einen auf die Folge frequenz der Auslöseimpulse abgestimmten Resonanz kreis bilden.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Betrieb der Treiberschaltung, welches dadurch ge kennzeichnet ist, dass die Auslöseimpulse in Polarität und Grösse so gewählt werden, dass sie in der Basis elektrode der Schalttransistoren einen Durchbruch der Kollektor-Basis-Grenzschichten auslösen, der einen Ausgangsimpuls erzeugt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnung beschrieben.
Es zeigen: Fig. 1 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung und Fig. 2 das Schaltbild eines weiteren Ausführungs beispiels der vorliegenden Erfindung.
In dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel werden zwei PNP- T ransistoren benutzt, die parallel geschaltet sind, um eine hohe Stromspitze abzugeben. Die Emitter-Elektroden der PNP-Transistoren TR1 und TR2 sind mit einem Punkt des Bezugspotentials verbunden, z. B. mit Masse, und die Basis-Elektroden liegen über den Widerstand R.2 an dem gleichen Bezugspotential. Die Kollektor-Elektroden der Tran sistoren sind über die Kondensatoren Cl bzw.
C2 an die gemeinsame Ausgangsklemme 10 angeschlos sen, die ihrerseits über den gemeinsamen Belastungs widerstand R1 an Masse liegt.
Die Kollektoren der Transistoren TR1, TR2 sind an ein gegenüber Masse negatives Speisepotential Vc geschaltet, und zwar über Dioden Dl, D3 und die Induktivitäten L1, L2. Der Kollektor des TR2 ist ebenfalls an das gleiche negative Potential V, ge schaltet, und zwar über einen gleichen aus der Diode D3 und der Spule L2 bestehenden Resonanzkreis. Die Anoden der Dioden Dl und D3 sind an den Kol lektor geschaltet, während ihre Kathoden an der Klemme der zugehörigen Spule liegen.
Die Diode D2 ist parallel zur Spule L1 geschaltet, wobei ihre Anode mit dem negativen Bezugspotential verbunden ist. In gleicher Weise ist die Diode D4 parallel zur Spule L2 geschaltet, wobei ihre Anode ebenfalls mit dem negativen Bezugspotential verbunden ist. Die Transistoren TR1 und TR2 weisen beim An legen eines entgegengesetzten Potentials am Kollektor eine negative Widerstandskennlinie auf, das gleich dem Durchbruchs-Potential der Kollektor-Basis-Dio- denverbindung ist.
Der Durchbruch einer entgegen gesetzt vorgespannten Halbleiter-Diodenverbindung kann allgemein als eine Erscheinung definiert werden, die eintritt, wenn das elektrische Feld im Verbin dungsbereich soweit ansteigt, dass die Stromführen den Elektronen genügend Geschwindigkeit erlangen, um neue Träger durch Herauslösen von Valenz-Elek- tronen aus ihren Bindungen zu erzeugen. Diese neuen Träger können nun ihrerseits wieder zusätzliche Träger durch Ionisierung, durch Kollision oder auf andere Weise erzeugen.
Dieser fortschreitende Prozess wird als lawinenartige Vervielfachung bezeichnet und resultiert aus dem Fliessen eines starken Rückstromes, der im wesentlichen unabhängig von der Kollektor spannung ist, die ihrerseits in der Regel abnimmt. Die Diodenverbindung wird wieder wirksam, wenn die Grösse der Rückspannung unter die Durchbruchs spannung sinkt. (Siehe Vacuum-Tube And Semi- conductor Electronics von J. Millman, Me Grow- Hill - 1958 - Seite - 118).
Die Grösse des Durchbruch potentials der Kollektorverbindung hängt von der Grösse und Polarität des Basisstromes ab. Wird z. B. ein PNP-Transistor so verwendet, dass normaler Basisstrom in der in Fig. 1 gezeigten Richtung fliesst, so ist das Durchbruchs-Kollektorpotential kleiner als in dem Falle, in welchem kein Strom in der Basis- Elektrode fliesst. Durch blosse Änderung der Grösse des Basisstromes kann daher der Transistor bei einem konstanten Kollektorspeisungspotential einen Durch bruch aufweisen oder auch nicht.
In der Fig. 1 ist die Kollektor-Speisespannung etwas unter dem Durchbruchs-Potential gehalten, das nötig wäre, wenn sich die Schaltung in ihrem Ruhe zustand befindet, d. h. wenn kein Trigger-Impuls vorliegt. Die Kollektor-Basisverbindung stellt daher einen hohen Widerstand gegen einen durchfliessenden Strom dar. Während dieser Zeit weist jeder der beiden Kondensatoren C1 und C2 ein Potential auf, das gleich der an den Klemmen der beiden Spulen an gelegten negativen Kollektorspeisespannung Vc ist.
Nach dem Eintreffen einer negativen Spannungsspitze an der Klemme 12 fliesst der negative Basisstrom (in der Grössenordnung von 1-2 mA) in Pfeilrichtung und glättet die Spannungsspitze, so dass jeder Transistor im Durchbruchsbetrieb arbeiten kann. In diesem Augenblick nimmt der Kollektorstrom wesentlich zu, während die Kollektorspannung in Richtung auf die Bezugsmasse ansteigt. Infolgedessen entlädt sich jeder Kondensator Cl und C2 über einen Strompfad, der aus seinem zugehörigen Transistor und dem Bela- stungswiderstand R, besteht. Wenn z.
B. der Transistor TR1 im Durchbruchsbetrieb arbeitet, so fliesst nor maler Strom von seinem Kollektor zur linken Platte des Kondensators C1 in der vom Pfeil angegebenen Richtung. Da der Strom bei Beginn der Entladungs periode am stärksten ist, wird an der Klemme 10 ein Ausgangsimpuls erzeugt, der eine ausserordentlich steile Anstiegszeit aufweist. Der negative Eingangs impuls ist breit genug, so dass auch der Transistor TR1 und TR2 lange genug im Durchbruchsbetrieb bleiben und jeden Kondensator im wesentlichen ent laden.
Danach stellt jede Kollektor-Basisverbindung eines jeden Transistors wieder einen verhältnismässig grossen Widerstand dar, so dass das Kollektorpoten- tial zum negativen Wert von Vc zurückkehrt, der an die Klemme der Spule angeschlossen ist. Auf diese Weise lädt sich jeder Kondensator in Richtung auf das negative Kollektorspeisungspotential V, über den Strompfad auf, der aus dem Belastungswiderstand R1, dem Kondensator selbst und aus der zugehörigen Dio- den-Spulen-Schaltung besteht. Der Kondensator Cl z.
B. beginnt sich über einen aus R1, Cl, D1 und L1 bestehenden Strompfad aufzuladen. Der Fluss des normalen Stromes während der Wideraufladungszeit wird durch die gestrichelte Linie dargestellt. Beim Nichtvorhandensein einer Spule L1 im Wiederauf- ladungsstrompfad würde der Maximalstrom bei Be ginn der Wiederaufladung auftreten und dann ab nehmen. Die selbstinduzierte EMK in der Spule L1 widersetzt sich jedoch jeder Verringerung des Wieder aufladestromes.
Dies führt zu einer ausserordentlich raschen Wiederaufladung des Kondensators Cl bis zum Ruhepotential im Vergleich zur früheren Praxis, wo keine Spule verwendet wurde.
Aufgrund der Tatsache, dass die Kollektorspeise- spannung V, auf einen dicht unter der Durchbruchs charakteristik liegenden Wert eingestellt worden ist (in Abwesenheit eines negativen Trigger-Impulses), darf das Potential der Kollektorelektrode während der Erholungszeit des Stromkreises niemals wesentlich unter V, fallen. Das Vorhandensein einer Spule im Aufladestrompfad würde jedoch normalerweise das Potential des zugehörigen Kondensators auf einen doppelt so grossen Wert oder 2V, bringen.
Um die Kollektorseite des Kondensators Cl an VC anzu schliessen, wird die Diode D2 parallel zur Spule L1 geschaltet, wobei ihre Anode an die VO-Klemme und ihre Kathode an die andere Seite der Spule L1 an geschlossen ist. Diese Anordnung verhindert, dass das Potential der Kollektorelektrode wesentlich unter VC fällt, da die Spannung durch die Diode D2 verhältnis- mässig konstant und ausserordentlich klein gehalten wird.
Daher wird die Kollektorelektrode jedes Transi stors an eine Spannung gelegt, die nicht kleiner als die negative Kollektorspeisespannung während der Erholungszeit ist.
Das Vorhandensein eines Strompfades für die Resonanzwiederaufladung würde normalerweise dazu führen, dass die zweite Halbwelle der Schwingung den Kondensator Cl entladen und dann aufgrund der im elektromagnetischen Feld der Spule gespeicherten Energie in entgegengesetzter Richtung wieder aufge laden wird. Um zu verhindern, dass ein Strom in entgegengesetzter Richtung im Wiederaufladungs- strompfad fliesst, ist die Diode Dl entsprechend ge polt, so dass die zweite Halbwelle der Resonanz schwingung nicht zur Wirkung kommt.
Wenn daher ein Kondensator auf Vc geladen und in diesem Zustand über die Diode D2 eingeschaltet wird, so kann eine Entladung zwischen den Eingangs- Impulsen nicht erfolgen, weil der Widerstand zu gross ist, den die negativ vorgespannte Reihenschal tung der Diode D1 darstellt. Um den Kondensator später entladen zu können, muss daher der Transistor TR1 wieder in der oben beschriebenen Weise in Durchbruchbetrieb gebracht werden.
Obwohl die Werte der in der Fig. 1 gezeigten Schaltteile offensichtlich von dem besonderen Ver wendungszweck der Schaltung abhängen, können fol gende Werte als Beispiele genannt werden.
TRl und TR2 - Transistoren vom Typ 2N705 R1 = 10 Ohm R2 = 47 Ohm Cl und C2 = 100 uF C3 = 0,1 @F Dl, D2, D3, D4 = Dioden vom Typ T15 L1 und L2 = 2 NtH V,=-15V Fig. 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wobei NPN-Transistoren TR3 und TR4 verwendet werden. Diese Schaltung erzeugt Ausgangsimpulse mit zur Schaltung nach Fig. 1 ent gegengesetzter Polarität.
Die Anordnung der einzelnen Elemente stimmt genau überein, mit der Ausnahme jedoch, dass die Polarität der Dioden D5, D6, D7 und D8 entsprechend der gestrichelten Linie des Auf ladestrompfades umgekehrt ist. Ausserdem ist das an die Klemmen der Spulen L3 und L4 angelegte Kollektorvorspannungspotential jetzt gegenüber dem Bezugspotential positiv. Auch wird ein positives Ein gangssignal verwendet, um den Durchbrucheffekt der Kollektorverbindung zu verursachen. Wegen der Ähn lichkeit mit Fig. 1 erscheint die Beschreibung der Schaltung nach Fig. 2 überflüssig.
Anstelle der Kondensatoren Cl und C2 (oder C4 und C5) kann auch ein Breitbandkabel verwendet werden, um eine endliche Impulsbreite oder einen Impuls mit flacher Spitze zu erzeugen. Hierbei wird die Kapazität des Breitbandkabels anstelle der Kon densatoren ausgenutzt und aufgeladen und auch ent laden. Dem Ausgangsimpuls kann jede gewünschte Breite gegeben werden, und zwar durch Verkürzung oder Verlängerung des Kabels, was einen weiteren Gegenstand einer speziellen Ausführungs form der Erfindung darstellt.
Wie bereits oben festgestellt worden ist, kann eine negative Widerstandskennlinie auf anderen Voraus setzungen als auf dem Durchbrucheffekt einer gleich richtenden Verbindung aufgebaut werden. Spitzen- Transistoren haben sich aber sehr gut bewährt und können deshalb als Schalter benutzt werden.