Appareil de détection utilisant des ondes ultra sonores L'invention a pour objet un appareil de détection utilisant des ondes ultra sonores, cet appareil est des tiné à détecter la présence ou l'absence d'objets.
Divers types d'appareils ont été utilisés pour la détection d'objets, y compris des dispositifs du type radar utilisant les radiations électromagnétiques, des dispositifs à cellule photoélectrique utilisant une source lumineuse et des dispositifs électroniques. Ces derniers dispositifs utilisent en général un oscillateur électronique excitant un transducteur d'émission, et un transducteur de réception placé de façon à recevoir l'énergie émise et actionnant un organe d'alarme, etc., lorsqu'un objet formant obstacle dans le faisceau émis réduit suffisamment l'énergie reçue. Les trans ducteurs utilisant des ondes ultra sonores ont en gé néral des courbes de résonance très étroites.
Ainsi, les glissements de fréquence dans les transducteurs, oscil lateurs et autres éléments du dispositif précité, dus aux variations de température ou à d'autres facteurs, peuvent rendre le dispositif inopérant. En consé quence, un équipement relativement compliqué et coûteux est nécessaire pour assurer le fonctionnement dans les conditions diverses rencontrées dans la pra tique.
L'appareil selon l'invention est caractérisé par le fait qu'il comprend des transducteurs ultra sonores récepteur et émetteur disposés de telle manière que le trajet d'ondes ultra sonores prévu entre eux soit inter rompu respectivement établi par la présence d'un ob jet à détecter, un amplificateur comportant des cir cuits d'entrée et de sortie connectés auxdits trans ducteurs récepteur-émetteur respectivement pour for mer une boucle fermée comprenant ledit trajet, le tout étant agencé pour produire continuellement des oscillations dans la boucle lorsque le trajet existe, les oscillations cessant lorsque le trajet est interrompu par un objet respectivement par l'absence de l'objet,
le niveau du bruit dans la boucle complète et l'ampli fication de celui-ci étant tels que des oscillations en tretenues s'établissent rapidement lorsque le trajet est rétabli après son interruption par la présence res pectivement l'absence d'un objet et en ce qu'il com prend des moyens reliés audit amplificateur pour in diquer la présence ou l'absence d'oscillations dans la boucle.
L'appareil selon l'invention est capable de servir à maints usages. Par exemple, une modification dans la boucle entre conditions oscillatoires et non oscilla toires peut être employée pour donner un signal d'alarme, pour actionner un dispositif de surveillance, etc. Il peut encore être utilisé comme appareil de sé curité contre le vol, offrant l'avantage de prévenir par sa nature tout défaut de fonctionnement, puisqu'une coupure de la boucle fermée en n'importe quel point, que ce soit dans le circuit électrique ou acoustique, donne immédiatement l'alarme. Un autre exemple se trouve dans le domaine de l'ouverture automatique des portes, pour lequel la simplicité et la robustesse de l'appareil sont très avantageuses.
Cet appareil peut encore être utilisé dans les équipements de surveil lance, qui sont actionnés en réponse à la position d'un ou de plusieurs objets, ou par la présence ou l'absence de ces derniers, si on le désire.
Le dessin ci-annexé représente, à titre d'exemple, deux formes d'exécution de l'objet de l'invention. La fig. 1 montre la première de ces formes d'exé cution.
Les fig. 2-5 illustrent des considérations sur la largeur de bande lors du fonctionnement en ondes progressives de l'appareil de la fig. 1. Les fig. 6-11 sont relatives au fonctionnement en ondes stationnaires de l'appareil de la fig. 1.
La fig. 12 est relative au fonctionnement combiné en ondes progressives et stationnaires.
La fig. 13 est une coupe d'un transducteur utili sable dans la forme d'exécution de la fig. 1.
La fig. 14 montre en partie une réalisation prati que de la forme d'exécution de la fig. 1.
Les, fig. 15 et 16 servent à l'explication du calcul de l'amplificateur saturé de la fig. 14.
La fig. 17 montre la deuxième forme d'exécution qui utilise un indicateur et un circuit CAG (contrôle automatique de gain) à grande constante de temps.
Sur la fig. 1 on voit deux transducteurs ultra sono res émetteur et récepteur 11, 12. On entend par trans ducteur ultra sonore un dispositif pour transformer de l'énergie ultra sonore en énergie électrique et vice versa, un tel transducteur étant représenté en détail à la fig. 13. Les limites de leurs faisceaux respectifs sont représentées par les lignes brisées 13, 14. Etant donné que de hautes fréquences sont mises en jeu, les faisceaux 13 et 14 peuvent être très étroits, don nant ainsi une émission et une réception d'énergie ultra sonore d'un rendement élevé, ainsi qu'un tracé étroit du trajet de détection.
Comme on le voit, les deux faisceaux sont co axiaux. Cependant, les deux transducteurs peuvent être disposés de telle sorte que leurs faisceaux for ment un certain angle l'un par rapport à l'autre, ou dans certaines applications, le faisceau émetteur peut être dirigé directement sur une surface qui le réfléchit en direction du transducteur récepteur. Les largeurs des faisceaux et leurs orientations relatives peuvent être choisies pour répondre aux exigences d'une ap plication donnée.
Un amplificateur 15 a son entrée connectée au transducteur récepteur 12 et sa sortie connectée au transducteur émetteur 11. Les deux transducteurs, l'amplificateur et l'air dans lequel se propagent les ondes ultra sonores constituent une boucle fermée. Ainsi, avec un gain suffisant dans l'amplificateur 15, des oscillations entretenues peuvent être engendrées dans la boucle en l'absence d'un objet intercepteur. Si donc un objet comme celui représenté par le bloc pointillé 10 est interposé sur le trajet disposé entre les transducteurs, la quantité d'énergie atteignant le transducteur récepteur 12 pourra être réduite au point que les oscillations cesseront.
La présence ou l'absence d'oscillations dans la boucle fermée peuvent être détectées de toutes les manières désirées et utilisées pour actionner un dispo sitif d'alarme, un mécanisme de commande, etc., re présentés en 16.
Lorsque dans une condition d'oscillation stable, le gain de puissance dans la boucle est égal à l'unité, alors si le gain dans la boucle vient à dépasser l'unité, les oscillations augmenteront d'amplitude tan dis que si le gain devient inférieur à l'unité, les oscil lations cesseront. Il est avantageux de calculer l'am plificateur 15 de telle sorte qu'il soit saturé à un ni- veau prédéterminé où la tension de sortie est suffi sante pour maintenir stables les oscillations en pré sence d'une faible valeur donnée du signal d'entrée de l'amplificateur 15.
Ainsi, lorsque le signal d'en trée est plus faible que cette faible valeur donnée, la marge au sein de laquelle l'amplificateur est com mandé dans sa région de saturation représente une réserve de gain disponible pour maintenir les oscilla tions en présence de valeurs plus basses du signal d'entrée. Les transducteurs ultra sonores dont un exemple sera décrit plus loin possèdent des courbes de réso nance très pointues et le gain à la résonance est beau coup plus grand que pour des fréquences s'écartant considérablement de la résonance. Comme cela sera expliqué brièvement, la largeur de bande dans la quelle le gain de la boucle est au moins égal à l'unité est importante pour assurer un fonctionnement sûr dans des conditions variées.
Par conséquent, il y a avantage à calculer l'amplificateur de telle sorte que pour les fréquences de non-résonance donnant la largeur de bande voulue, le gain soit suffisant pour que le faible niveau correspondant des signaux d'en trée règle l'amplificateur sur le niveau prédéterminé de saturation. Ainsi, sur ou près de la résonance, l'amplificateur est commandé très avant dans sa ré gion de saturation de telle sorte que la puissance de sortie sur le transducteur d'émission reste absolument constante. ' Ce point et d'autres facteurs entrant en considéra tion dans le calcul de l'amplificateur seront examinés en relation avec les fig. 14-16, après que les exigences en fait de largeur de bande et de déphasage auront été exposées.
Revenons maintenant à ces exigences et faisons remarquer que deux types de fonctionnement peuvent être obtenus avec l'appareil de la fig. 1, ces types dépendant de la distance entre les transducteurs et d'autres facteurs qui seront exposés par la suite. Ils sont le fonctionnement en ondes progressives et le fonctionnement en ondes stationnaires. Selon les con ditions d'une application particulière, un type de fonc tionnement peut être présent à l'exclusion pratique de l'autre, ou les deux types de fonctionnement peuvent être présents simultanément. Le fonctionnement en ondes progressives sera décrit en premier.
Les ondes ultra sonores sont des ondes acousti ques et ont une longueur d'onde très courte dans un mil,eu gazeux. Par exemple, une onde ultra sonore de 40 kilocvcles se propageant dans l'air à 220 C a une vitesse de propagation d'environ 339 mètres par se conde et une longueur d'onde correspondante d'envi ron 0,85 cm. Par conséquent, dans la plupart des uti lisations, la distance entre les transducteurs représen tera un nombre considérable de longueurs d'onde. Si la distance est suffisamment grande, il n'y aura qu'une très fable énergie acoustique qui reviendra depuis le transducteur récepteur sur le transducteur émetteur. Il n'existera donc pratiquement que des ondes progressives.
Le nombre de longueurs d'onde entre les trans ducteurs dépendra de la distance entre eux et de la vitesse de propagation dans le milieu. Lorsque la dis tance augmente, il se présente un plus grand nombre de longueurs d'onde entre les transducteurs. Lorsque la vitesse de propagation augmente, il se présentera moins de longueurs d'onde. Ainsi, le rapport c/L est un facteur important, c étant la vitesse de propagation et L la longueur de la trajectoire entre les transduc teurs.
Pour maintenir stables les oscillations dans la bou cle de réaction fermée, le gain en puissance dans la boucle fermée doit atteindre l'unité. De plus, le dé phasage total le long de la boucle doit être un nombre entier de 2 n radians. La condition de phase pour l'oscillation est . + (0 -f- (3 -I- w) = 27in (1) où a = déphasage dans le faisceau acoustique entre les transducteurs d'émission et de réception déphasage dans l'amplificateur (3 = déphasage dans le transducteur émetteur w = déphasage dans le transducteur récepteur n = 0, 1, 2, etc.
Comme chaque longueur d'onde @ dans le faisceau acoustique produit un déphasage de 2n, le déphasage total dans le faisceau pour une longueur de parcours L est a = 2nL/i, (2) ou encore a = 2nfL/c (3) Les transducteurs ultra sonores ont en général des éléments électromécaniques à courbe de résonance pointue et la largeur de bande de ces transducteurs (prise par exemple au point 3db) est en général très étroite. D'un autre côté, il est simple de construire un amplificateur électronique dont la largeur de bande est beaucoup plus grande que celle des transducteurs.
Donc, lorsque la fréquence de fonctionnement varie, les variations de phase provoquées par l'amplificateur seront généralement petites comparées aux variations de phase causées par les transducteurs et peuvent être négligées. Pour faciliter la compréhension de ce qui suit, le dénh-sage dans l'amplificateur sera doré navant supposé être nul. En outre, dans les explica tions qui vont suivre, les variations de phase provo quées par les transducteurs seront tout d'abord négli gées, et les déphasages respectifs supposés être nuls.
Avec ces hypothèses, la fréquence de fonctionne ment de la boucle, si l'oscillateur procure un gain suffisant dans la boucle pour assurer l'oscillation, peut être déterminée au moyen des équations (1) et (3) et sera <I>f =</I> n'c/L <I>(4)</I> où le nombre entier n' est le nombre de longueurs d'onde dans la trajectoire acoustique entre les trans ducteurs émetteur et récepteur.
De l'équation (4) on déduira que si la vitesse de propagation c doit varier par suite d'un changement de température, pression, etc., la fréquence de fonc- tionnement va être décalée. De même, si la longueur de la trajectoire L varie, il en résultera un glissement de fréquence.
La fig. 2 est un graphique dans lequel la fréquence est portée en regard du rapport c/L. Des lignes incli nées sont marquées<I>m, m-1, m-2</I> et m-3, où le nom bre entier m est le nombre de longueurs d'onde entre les transducteurs dans un ensemble déterminé de con ditions, et les valeurs m-1, m-2, etc., représentent des nombres successivement décroissants de longueurs d'onde.
La largeur de bande sur laquelle le gain de puis sance est au moins égal à l'unité sera appelée B (lar geur de bande du gain). Dans la fig. 2, considérons d'abord la largeur déterminée par les lignes 17 et 18. Pour une valeur relativement faible de c/L, le fonc tionnement le long de la ligne m peut prendre place dans la zone déterminée par les lignes brisées 19 et 20. Si le rapport c/L monte au-dessus de la ligne 20, le fonctionnement n'est pas possible plus longtemps avec un nombre total m de longueurs d'onde entre les transducteurs, puisque le gain de puissance de la bou cle descend en dessous de l'unité à la limite supé rieure de la largeur B, limite représentée par la ligne 18.
Toutefois, on notera que la ligne m-1 passe en dessus de la ligne 17 juste avant que la ligne brisée 20 soit atteinte. Par conséquent, la fréquence de fonc tionnement va baisser de telle sorte que les oscilla tions continueront avec une longueur d'onde de moins entre les transducteurs. Cette condition persiste jus qu'à ce que la ligne brisée 21 soit atteinte. A cette valeur de c/L, les oscillations doivent cesser puisque ni les lignes ni-1 et m-2 ne sont dans la largeur de bande B considérée. Par conséquent, pour des valeurs de c/L situées entre les lignes brisées 21 et 22, .les oscillations ne se produiront pas.
Sur la ligne 22, les oscillations reprendront avec un nombre de longueurs d'onde m-2 entre les transducteurs, et continueront jusqu'à ce que la ligne brisée 23 soit atteinte. Elles cesseront alors jusqu'à ce que la ligne brisée 24 soit atteinte, après quoi elles reprendront avec un nom bre total m-3 de longueurs d'onde entre les trans ducteurs.
Il ressort clairement de cette explication que la largeur de bande 17, 18 sur laquelle le gain de puis sance est au moins égal à l'unité est trop étroite pour assurer un fonctionnement correct sur toute la gamme de c/L considérée.
Supposons maintenant que la largeur de bande sur laquelle le gain est au moins égal à l'unité s'étende de la ligne 17 à la ligne 25. On observera que, grâce à la bande B plus large, le fonctionnement le long de la ligne ro est possible jusqu'à ce qu'une valeur de c/L représentée par la ligne brisée 26 soit atteinte. En ef fet, sur ce point le fonctionnement à des fréquences donnant les longueurs d'onde de<I>m, m-1</I> ou<I>m-2</I> est possible. La fréquence de fonctionnement réelle dé pendra du gain obtenable aux diverses fréquences.
De façon générale, le fonctionnement continuera à une fréquence donnée jusqu'à ce que le gain obtenable pour une autre fréquence soit légèrement plus grand, après quoi, il fera un bond jusqu'à la nouvelle fré quence.
Le fonctionnement le long de la ligne m-2 est pos sible jusqu'à ce que la ligne brisée 27 soit atteinte, après quoi le fonctionnement est possible le long de la ligne m-3. On voit donc qu'en réalisant une lar geur de bande B plus large, le fonctionnement est pos sible sur la gamme entière de c/L indiquée. Le gain de puissance dans la boucle fermée est partout au moins égal à l'unité, et ceci même dans les régions où une variation de c/L produit un changement d'au moins une longueur d'onde dans le nombre des lon gueurs d'ondes acoustiques entre les transducteurs.
On peut établir des critères de calcul pour le fonc tionnement en ondes progressives dans un cas parti culier.
La fig. 3 montre une partie agrandie de la fig. 2, représentant ce cas particulier. Ici la largeur de bande B s'étend depuis une limite inférieure de fréquence f 1 jusqu'à une limite supérieure de fréquence<B>f_,.</B> Une fréquence moyenne est désignée par fo. La ligne 31 représente une condition dans laquelle le nombre de longueurs d'onde entre les transducteurs est égal à r. La ligne 32 est une ligne pour laquelle il y a r-1 lon gueurs d'onde entre transducteurs. Elles sont tracées de telle sorte que la ligne 31 passe en dehors de la bande des fréquences de fonctionnement tandis que la ligne 32 y pénètre.
Ainsi la fréquence de fonctionne ment saute de f2 à f1 le long de la ligne 33. La va leur correspondante de c/L sur la ligne 33 sera appe lée A. D'après l'équation 4 les rapports suivants peu vent être écrits pour le cas particulier de la fig. 3 fi = A (r-1) (5) f2 <I>= A r (6)</I> d'où B = f2 - fi = A (7) La fréquence centrale nominale fo peut être con sidérée comme la moyenne des deux fréquences limi tes, elle est alors égale à <I>fo - A (r -</I> 1I2) <I>(8)</I> Un facteur de calcul qu'il convient d'utiliser est la largeur de bande relative.
C'est la largeur de bande sur laquelle le gain de la boucle est au moins égal à l'unité, largeur de bande divisée par la fréquence no minale fo. Comme en général le nombre de longueurs d'onde entre les deux transducteurs dépasse de beau coup l'unité, le terme 1/2 dans l'équation 8 peut être négligé et la largeur de bande relative devient:
EMI0004.0018
Un autre facteur de calcul que l'on peut utiliser est l'inverse de la largeur de bande fractionnaire sur laquelle le gain est au moins égal à l'unité, une quantité similaire à la quantité<B> Q </B> utilisée dans la théorie du circuit électrique. Cette quantité sera ap pelée Q'.
Dans notre cas cette valeur vaut Q' = r (10) On rappellera que r représente le nombre de lon gueurs d'onde entre les deux transducteurs et est supposé être beaucoup plus grand que l'unité. Si ce n'est pas le cas, des corrections appropriées doivent être apportées dans les équations 9 et 10.
Les équations 5 -10 ci-dessus s'appliquent à n'im porte quelle valeur de c/L pour le fonctionnement en ondes progressives et ceci dans l'hypothèse que les phases dans les transducteurs et l'amplificateur ne va rient pas dans la gamme -des fréquences de fonc tionnement. En réalité, nous sommes d'abord partis de l'hypothèse que les phases étaient nulles. Cepen dant, des phases constantes autres que nulles feront très peu varier l'inclinaison des lignes m, m-1, etc., dans la fig. 2, l'équation 4 devenant
EMI0004.0021
Ainsi les équations 5-10 sont donc encore valables. L'équation 7 indique que plus la valeur de c/L est grande, plus étendue est la largeur de bande néces saire.
Ainsi, dans une application donnée, pour assu rer un fonctionnement correct de l'appareil de la fig. 1, la largeur de bande doit être choisie en fonction de la valeur maximum de c/L que l'on s'attend à ren contrer.
La fréquence de résonance et la largeur de bande des transducteurs sont intimement liées dans le cal cul : la quantité Q' est une fonction de cette largeur de bande et du gain de l'amplificateur. Ainsi un rap port entre la fréquence nominale de calcul et Q' est souvent utile. Des équations 10 et 8, en négligeant le terme 1/2 dans la dernière, on déduit fo > Q' (c/L)M;@x (11) Ainsi que le signe l'indique, ceci représente la va leur limite de f" et f o peut être plus élevé que la va leur limite si cela est désiré.
Dans le calcul d'un appareil pour une application donnée, la valeur maximum de c/L doit d'abord être déterminée et ensuite une table des valeurs correspon dantes de f o et Q' doit être dressée. On choisit alors une fréquence nominale de fonctionnement et une valeur correspondante de Q' qui soient susceptibles d'être réalisées en pratique et donnent le meilleur équilibre économique entre le coût des transducteurs et de l'amplificateur.
Comme cela a été relevé, les équations 5-11 sup posent que la phase dans les transducteurs ne varie pas dans la bande des fréquences de fonctionnement. En pratique; comme les transducteurs ont une réso nance aiguë, il existe probablement un décalage de phase important entre les fréquences supérieures et inférieures de fonctionnement. Pour le calcul des pro jets, il est en général raisonnable de supposer que les caractéristiques de phase des transducteurs sont symétriques autour de la fréquence centrale et que les décalages de phase des deux transducteurs sont les mêmes. Le déphasage dans l'amplificateur entre les limites supérieure et inférieure de fréquence peut en core être négligé pour la plupart des applications.
Par conséquent, on peut supposer qu'à la fré quence de fonctionnement la plus basse f, les trans ducteurs ont une avance totale de phase de 2(3, et qu'à la plus haute fréquence de fonctionnement f2, elles ont un retard total de phase de 2(3. Les équa tions 5 et 6 deviennent fi = A (r -1- Ip/i) (12) f2 = A (r -I- [3/f) (13) Pour les types usuels de transducteurs ultra so nores le déphasage (3 dans chaque transducteur ne dé passera pas n/2. Avec cette valeur introduite dans les équations 12 et 13, les équations 7, 9, 10,
11 de viennent alors B=2A (14)
EMI0005.0011
Q' = r/2 (16) fo > 2 Q' (c/L)max (17) On voit ainsi que si la bande des fréquences est assez large pour qu'il y ait un déphasage important dans les transducteurs, la bande B nécessaire se si tue entre c/L et 2c/L en n'importe quel point de la zone de fonctionnement. Dans une application parti culière c/L pourrait être le maximum que l'on puisse s'attendre à rencontrer, en déterminant la bande B.
Si les deux transducteurs ne sont pas les mêmes ou si leur déphasage maximum diffère de
EMI0005.0017
ou si le dépha sage de l'amplificateur varie d'une façon importante sur la bande des fréquences, des modifications appro priées doivent être apportées aux équations précé dentes.
La fig. 4 se rapporte au fonctionnement en ondes progressives. La courbe de résonance 35 représente ici la variation de gain avec la fréquence pour tous les éléments de la boucle fermée, la trajectoire acoustique n'étant pas considérée. La courbe 36 est le tracé cor respondant du rapport phase-fréquence. Comme on le voit, l'amplificateur est supposé avoir un déphasage nul tout au long de la bande des fréquences indiquée, de telle sorte que la courbe 36 varie de -I- a à - n pour représenter le décalage de phase combiné des deux transducteurs. Des courbes semblables peuvent être tracées pour tenir compte des déphasages de l'amplificateur et de la variation de gain avec la fré quence, s'il s'en présente.
Si, en utilisant dans le calcul les équations 9, 10 et 11, on détermine une bande de fréquences située entre les limites indiquées par les lignes 38, 38', il est évident que les résultats sont approximativement cor rects puisque le déphasage correspondant est faible. L'amplificateur peut alors être calculé pour avoir un seul de gain égal à l'unité dans la boucle fermée et ceci aux fréquences 38, 38', comme cela est indiqué par la ligne 37. De préférence, on limite le gain à une valeur un peu inférieure pour tenir compte du petit décalage présenté, et pour avoir une marge de sécu rité.
D'un autre côté, si des calculs basés sur les équa tions 5-11 donnent une bande de fréquences sur la quelle il se présente un déphasage considérable, on peut alors refaire les calculs en utilisant les équations 12-17. Dans la fig. 4, il y a un décalage de phase con sidérable dans la bande des fréquences entre les limi tes indiquées par les lignes 42, 42' et les équations 12 17 s'appliquent plus exactement. Pour fonctionner sur une telle gamme, l'amplificateur doit être calculé pour limiter le gain de puissance à l'unité aux fréquences 42, 42', comme l'indique la ligne 41, ou à une valeur un peu plus basse.
D'autres procédés de calcul que le précédent peu vent être employés si cela est nécessaire.
Pour l'usage pratique, un appareil calculé pour fonctionner jusqu'à une valeur maximum prédéter minée de c/L peut être appelé à fonctionner depuis une faible valeur de c/L jusqu'à la valeur maximum, ou depuis la valeur maximum jusqu'à une valeur plus faible. De telles façons de fonctionner peuvent entraî ner une modification de la distance des transducteurs, ou des variations de la vitesse de propagation, ou bien les deux. Dans les zones des plus faibles valeurs de c/L, les variations dans la fréquence de fonction nement peuvent être très faibles, tandis que dans les zones des fortes valeurs, elles peuvent être très gran des.
Ceci est indiqué à la fig. 5 pour des variations soit croissantes, soit décroissantes de c/L.
Sur la fig. 5, les lignes f1 et f, représentent les li mites inférieure et supérieure de fréquence pour un gain au moins égal à l'unité, et la ligne fo est la fréquence centrale nominale de calcul. Les lignes p à p-4 représentent les diminutions successives dans le nombre des longueurs d'onde entre les transducteurs. Les lignes en zigzag 43 et 44 montrent la façon dont la fréquence de fonctionnement varie lorsqu'elle se déplace dans des directions opposées.
Si on considère les lignes en zigzag 43, comme indiqué par le sens des flèches, pour les valeurs les plus faibles de c/L, la fréquence de fonctionnement progresse le long de la ligne p jusqu'à ce que le gain pour le mode p-1 dépasse légèrement celui de p, à partir de quoi la fréquence de fonctionnement descend vers le mode p-1 et progresse le long de cette ligne jusqu'à ce qu'elle saute subitement sur le mode p-2, etc. Lorsque le rapport c/L croît, des déviations de fréquence toujours plus grandes sont nécessaires avant que se produisent les sauts.
D'autre part, en partant de la droite du dia gramme avec la ligne 44, le fonctionnement se pour suit de haut en bas dans le mode p-4 jusqu'à une va leur un peu plus basse avant de sauter au mode p-3. Cela se produit parce que le fonctionnement dans un des modes tend à persister jusqu'à ce que le gain dans un autre mode soit un peu plus élevé, la différence étant nette.
Par conséquent, il se produit dans les tra- jectoires une faible différence qui est analogue à un effet d'hystérésis. A cause de cet effet, une bande de fréquence généralement un peu plus large est dési rable pour le fonctionnement avec des valeurs soit croissantes soit décroissantes de c/L, que cela n'est strictement nécessaire pour le fonctionnement dans une seule direction.
Le fonctionnement en ondes progressives expliqué ci-dessus se produit en général pour une distance re lativement grande entre les transducteurs ou lorsque les faces des transducteurs sont orientées de façon à empêcher la naissance d'ondes stationnaires. Toute fois, un fonctionnement en ondes stationnaires est pos sible avec des transducteurs dont l'impédance acous tique est suffisamment différente de celle de l'air ou d'un autre milieu gazeux dans lequel l'appareil est uti lisé ; il se produit alors un déséquilibre important entre les impédances et par conséquent une réflexion de l'énergie acoustique. Le fonctionnement en ondes stationnaires est aussi provoqué par une distance re lativement rapprochée des transducteurs et par une disposition des faces des transducteurs dans des plans parallèles.
Sur la fig. 6, la surface du transducteur récepteur est représentée en 51. Les faces des deux transduc teurs, émetteur et récepteur, sont supposées être forte ment réfléchissantes pour l'énergie acoustique inci dente. Ce sera le cas lorsque l'impédance acoustique des transducteurs est grande comparée à celle de l'air. Vu la grande impédance acoustique, une pres sion maximum se présente sur la face du transduc teur récepteur 51. Les courbes 52, 52', 52", 52"' mon trent les amplitudes de la pression et la phase en fonc tion de la distance à la surface du transducteur de ré ception pour divers moments d'une période d'oscilla tion. La courbe 52 montre la pression positive maxi mum sur le transducteur de réception.
A une distance de 1/41 la pression est nulle et à 1/21 elle est maximum dans la direction négative. La pression devient nulle de nouveau à 3/41, et maximum dans la direction po sitive en 1. La courbe 52' correspond à un instant lé gèrement postérieur durant une période d'oscillation et a la même phase que la courbe 52 mais il a une amplitude plus faible. L'axe horizontal représente un instant postérieur, lorsque la pression est nulle à tou tes les distances du transducteur récepteur. Les lignes brisées 52" et 52"' représentent des instants posté rieurs successifs lorsque la pression sur le transduc teur récepteur est négative et que les phases sont in versées à n'importe quelle distance donnée du trans ducteur.
On notera qu'aux distances de 1/41, 3/41, etc., la pression est toujours nulle. Egalement, à tout instant donné dans le temps, la phase des ondes stationnaires de pression s'inverse de 1800 à chaque demi-longueur d'onde.
La fig. 7 montre une autre manière usuelle de tra cer les ondes stationnaires de pression, avec le maxi mum de pression représenté en fonction de la distance. Les signes plus et moins indiquent la phase pour cha- que position, en supposant. que la pression est positive sur la surface 51 du transducteur. Une demi-période plus tard une pression négative maximum apparai- tra sur la surface 51 du transducteur et tous les signes seront inversés.
La fig. 8 montre les phases relatives entre les transducteurs émetteur et récepteur pour différentes distances entre ceux-ci. Bien qu'il y ait généralement un nombre considérable de longueurs d'onde entre les deux transducteurs, la fig. 8 montre des distances dé croissant de 5/41 à moins de 1/41 dans le but de sim plifier le dessin puisque les courbes se répètent à chaque longueur d'onde complète. Ainsi les courbes tracées à la fig. 8 sont réellement d'un usage tout à fait général.
A cette figure, la surface du transducteur émetteur est représentée en 53 et on suppose qu'aux instants représentés la pression sur ce transducteur est soit nulle soit positive. D'après les lignes<I>a</I> et<I>b,</I> il est clair que la pression reçue est en phase avec la pression émise pour les longueurs d'onde comprises entre 5/41 et 3/41. D'après les lignes c, d et e on voit que les pressions à l'émetteur et au récepteur sont déphasées de 1800 entre 3/41 et 1/41. Ce comportement se répète pour chaque longueur d'onde. Ainsi, il devient clair que le déphasage augmente de 1800 à tous les multi ples impairs de 1/41.
On comprendra qu'une demi- période plus tard dans le temps, tous les signes de la fig. 8 seront inversés, mais les positions de phase relatives entre les transducteurs émetteur et récepteur resteront les mêmes.
Si la distance entre les transducteurs émetteur et récepteur se situe entre 5/41 et 3/41 (plus quelques nombres entiers de longueurs d'onde), le fonctionne ment sur un mode d'ondes stationnaires peut se pro duire si les ondes sur les transducteurs émetteur et récepteur sont en phase et si le gain de puissance de la boucle est au moins égal à l'unité.
Un fonctionnement sûr, dans le cas où des ondes stationnaires se produisent peut être obtenu en tirant parti des déphasages qui accompagnent les variations de fréquence par rapport à la résonance. Comme mentionné ci-dessus, les transducteurs ont en général des courbes de résonance très étroites, en premier lieu à cause des éléments vibrants mécaniques et élec tromécaniques qu'ils comportent. De la sorte, l'ampli tude de la réponse varie rapidement en dessus et en dessous de la fréquence de résonance. Les variations d'amplitude sont accompagnées de déphasages dépas sant de beaucoup 900-depuis les conditions inférieures aux conditions supérieures de fonctionnement, et ap prochent de 180,1 dans certains cas.
Sur le transducteur émetteur, de tels déphasages se produisent entre l'onde (alternative) d'excitation et la réponse du diaphragme qui produit les ondes acoustiques dans l'air. Dans le transducteur récepteur de tels déphasages se produisent entre l'onde acous tique reçue et l'onde de sortie (alternative) résultante. On voit donc que ces déphasages combinés de 1800 (ou plus si nécessaire) peuvent être obtenus par l'ac- tion des deux transducteurs si la fréquence de fonc tionnement varie d'une valeur inférieure à la réso nance à une valeur supérieure à la résonance.
Ainsi quand la distance des longueurs d'onde va rie de telle façon que les courbes des ondes station naires introduisent une variation de 1800 dans la phase relative de l'onde acoustique sur les transduc teurs émetteur et récepteur, une variation de la fré quence de fonctionnement produira des déphasages correspondants dans les deux transducteurs de telle sorte que les déphasages combinés le long de la bou cle fermée soient nuls ou représentent un multiple en tier de 2n radians (360 ).
On a trouvé qu'en choisissant le gain de l'amplifi cateur de telle sorte que le gain de boucle soit au moins égal à l'unité sur une gamme de fréquences qui produit des déphasages dans les transducteurs pour compenser un déphasage d'approximativement 180o dans l'onde acoustique entre les transducteurs, la fré quence de fonctionnement variera automatiquement pour maintenir les oscillations si le nombre de lon gueurs d'onde entre les transducteurs change.
Ce fonctionnement est illustré dans la fig. 9, dans laquelle la courbe 51 représente la phase par rapport à la caractéristique de fréquence des deux transduc teurs combinés. Les termes avance et retard sont relatifs et doivent être vus ici relativement à la phase de la fréquence de résonance fo. On suppose que chaque transducteur présente un déphasage de 90c, à des fréquences bien au-dessus et au-dessous de leur fréquence de résonance par rapport à sa phase à la résonance. Cela donne un déphasage total s'éten dant de -f- 1800 à -180r. Les lignes intermédiaires 52-52' représentent une différence de phase de 1800, les lignes étant respectivement à 90 .
Ainsi, en passant de la fréquence f1 à f@, ou vice versa, on obtient un déphasage de 180 . Si le gain de l'ampli ficateur est suffisamment élevé pour maintenir un gain au moins égal à l'unité dans la gamme de fré quence de f 1 à f, , des oscillations stables peuvent être obtenues si le nombre de longueurs d'onde entre les transducteurs varie.
Bien que la fig. 9 soit applicable à divers types de transducteurs, elle convient en particulier aux trans ducteurs à magnétostriction, dont un exemple sera dé crit ci-après dans la fig. 13. Dans le transducteur émetteur, si on prend comme référence le courant dans la bobine d'excitation, au-dessus de la résonance, la vitesse du diaphragme retarde sur la phase de la vitesse de résonance, et au-dessous de la résonance, elle avance. Dans le transducteur récepteur, si on prend comme référence la pression dans l'onde acous tique reçue, au-dessus de la résonance, la tension in duite dans la bobine retarde sur la phase de la tension de résonance, et en dessous de la résonance, elle avance.
Dans le transducteur émetteur, la phase de l'onde de pression acoustique dépend de la vitesse du diaphragme et de l'impédance acoustique de l'air, com me le comprendront les spécialistes. Egalement, com me la tension de sortie du transducteur récepteur est dirigée sur l'amplificateur pour commander le trans ducteur émetteur, la phase du courant de la bobine de l'émetteur dépend de la tension induite du récep teur à travers le circuit électrique interposé. En con séquence, lorsque la condition pour des ondes station naires l'exige, la fréquence de fonctionnement varie de façon à produire des déphasages dans les deux transducteurs qui maintiennent les conditions de phase pour l'oscillation.
Des déphasages peuvent aussi se produire dans la partie électrique de la boucle. Par exemple, dans le circuit illustré à la fig. 14, où l'inductance de la bo bine 91 du transducteur récepteur est accordée par le condensateur 95 sur la fréquence de résonance méca nique, un déphasage se produira entre la tension in duite dans la bobine 91 et la tension de sortie aux bornes du condensateur 95. De même, avec la bobine d'excitation 91' du transducteur émetteur accordée sur la fréquence de résonance mécanique par le con densateur 95', il y aura un déphasage entre la tension à travers le condensateur 95' et le courant passant dans la bobine 91. L'amplificateur 94 peut aussi com porter des circuits accordés qui introduisent des dé phasages.
Les courbes de résonance de ces circuits électri ques seront généralement plus étalées que celles de la résonance mécanique des transducteurs et introdui ront seulement un déphasage à peu près fixe dans le circuit de la boucle. Si toutefois il y a dans les cir cuits électriques des déphasages qui varient avec la fréquence, ils peuvent être combinés avec les dépha sages du transducteur et le gain de l'amplificateur peut être choisi pour maintenir un gain égal au moins à l'unité dans la boucle sur une gamme de fréquences correspondant à un déphasage combiné de 1800 sur les transducteurs.
D'un point de vue général, si le rapport c/L varie de façon à introduire un déphasage de 1800 entre les pressions des ondes acoustiques sur les transducteurs émetteur et récepteur, la fréquence de fonctionnement varie sur une gamme telle que les déphasages résul tants dans les transducteurs et les parties électriques de la boucle maintiennent le déphasage total le long de la boucle fermée égal à zéro ou à un multiple de tic radians (1800, et l'amplification est choisie pour maintenir un gain de puissance dans la boucle fermée égal au moins à l'unité, sur cette gamme de fréquen ces. De cette manière, des oscillations continues peu vent être maintenues avec le mode de propagation en ondes stationnaires.
Dans une application particulière, les déphasages dans les transducteurs particuliers choisis, et dans la partie électrique de la boucle, peuvent être déterminés par le calcul ou empiriquement.
A la fig. 9, le fonctionnement de l'appareil de la fig. 1 est représenté comme symétrique au-dessus et au-dessous de la fréquence de résonance fo. Ce fonc tionnement peut être obtenu en choisissant correcte ment les déphasages le long de la boucle, avec addi tion de circuits déphaseurs dans l'amplificateur ou ailleurs si cela est nécessaire. Toutefois, le déphasage disponible est beaucoup plus grand que 180o de sorte que le fonctionnement symétrique n'est pas essentiel, cependant on le préfère en vue de réduire le gain maximum nécessaire dans l'amplificateur.
La fig. 10 est une illustration du fonctionnement de l'appareil de la fig. 1 avec des ondes stationnaires. Le mode de représentation est analogue à celui utilisé dans le cas des ondes progressives. Pour la clarté de l'exposé, on supposera que les transducteurs et les circuits électriques sont calculés de telle façon que la variation de la fréquence de fonctionnement, varia tion allant de f, à fi , et vice versa, ait lieu aux quarts d'onde impairs.
Les lignes brisées inclinées sont dési gnées par n@" (n-1)1 et (n-2)1 et indiquent les varia tions successives dans la longueur de la trajectoire pour une longueur d'onde, lorsque le rapport c/L varie. Les lignes intermédiaires 3/41 et 1/41 sont égale ment visibles. Les lignes en traits pleins et en poin tillés illustrent comment varie la fréquence de fonc tionnement.
Pour d'autres calculs de transducteurs, amplificateurs, etc., les décalages de fréquence peu vent avoir lieu en différents points dans une longueur d'onde, et les courbes tracées en traits pleins et en pointillés peuvent se déplacer quelque peu vers la droite ou vers la gauche par rapport aux emplace ments des lignes brisées inclinées.
Comme indiqué, en partant du point 55 et en al lant dans le sens des valeurs croissantes de c/L, on suppose que les phases dans la partie électrique de la boucle sont telles que le fonctionnement est premiè rement à la limite supérieure de fréquence f#, avec les pressions sur les deux transducteurs en phase. La fréquence demeure constante à cette valeur supérieure lorsque la longueur de parcours décroît (ou que la vi tesse de propagation augmente) jusqu'à ce que le point 3/41 soit atteint.
Au point 3/41, la phase doit se décaler de 180o pour maintenir l'oscillation, comme indiqué dans la fig. 8. Momentanément l'appareil peut tenter de dériver sur une fréquence quelque peu su périeure à f? afin d'accroître le retard de phase, pro voquant ainsi une petite pointe ascendante.
Cepen dant, comme cela ressort de la fig. 4, la courbe de résonance des transducteurs descend brusquement dans cette région, et un point auquel le gain de la boucle descend au-dessous de l'unité est rap#'dement atteint. Ainsi, la fréquence ne peut pas continuer à être décalée suffisamment dans cette direction pour provoquer le déphasage requis de 1800 avec un gain de boucle égal au moins à l'unité.
En conséquence, la fréquence de fonctionnement saute à la fréquence la plus base f 1 (point 57) où la phase avance de 1800 sur celle de f2. Ceci, simultané ment avec le déphasage acoustique lors du passage au-delà du point 3/a_1, donne un déphasage résultant de 360o, rétablissant la condition initiale et les oscilla tions.
La fréquence restera pratiquement constante à fi jusqu'à ce que le point 1/41 soit atteint en 58.A ce point la phase relative dans l'air se déplace rapide ment de<B>1800,</B> comme indiqué dans la fig. 8, et la fré- quence de fonctionnement varie de fi à f2 de façon à introduire un déphasage correspondant de 1800.
Comme on le voit dans la fig. 9, il y a un point d'inflexion sur la courbe 51 entre fi et f2. En consé quence, dans la fig. 10, on peut s'attendre à trouver un point d'inflexion entre les points 58 et 59, comme indiqué. Si la caractéristique de phase était plus li néaire, la courbe entre 58 et 59 serait plus rectiligne. Du point d'intersection de la ligne (n-1)1 jusqu'au prochain point 3/4h, la phase relative dans l'air reste constante et par suite le fonctionnement reste sur la fréquence f2. Puis le cycle se répète.
Pour des valeurs décroissantes de c/L, c'est l'in verse du fonctionnement ci-dessus qui se produit-avec de légères différences apparentées à un effet d'hysté- résis. Ainsi, en partant du point 61 et en se déplaçant vers le point 62, la fréquence reste constante sur f2 et puis décroît jusqu'à f, au point 63, lorsque la ligne 1/41 est atteinte. Ensuite, la fréquence reste constante sur<B>fi</B> jusqu'à ce que la ligne 3/41 soit atteinte au point 64.
Une pointe légèrement descendante se forme avant que la fréquence saute subitement en f2 au point 65. Le cycle se répète alors.
L'explication du mode de fonctionnement avec ondes stationnaires donnée jusqu'ici suppose que la pression maximum agit sur toute la surface du trans ducteur récepteur. Ceci est vrai à la fréquence cen trale calculée f o où l'impédance acoustique du trans ducteur est purement résistive et beaucoup plus grande que celle de l'air ambiant. Toutefois, à cause de la résonance mécanique, aux fréquences éloignées de f" , il existe une composante de réactance. Ainsi aux fréquences inférieures à fo, le transducteur a une réactance positive, tandis qu'aux fréquences supérieu res à f;,, il a une réactance d'inertie.
Dans chaque cas, cependant, l'amplitude de l'impédance est beaucoup plus grande que celle de l'air ambiant.
La fig. 11 montre l'effet de la réactance du trans ducteur récepteur sur les ondes stationnaires de pres sion. La fig 11 z représente la condition en f o pour laquelle l'impédance du transducteur est une résis tance élevée. Telle est la situation indiquée par exem ple, dans la fig. 8a.
Aux fréquences inférieures à fo, lorsque le trans ducteur a une réactance positive, la courbe d'onde sta tionnaire glisse vers la gauche, comme indiqué dans la fig. 11 b. D'autre part, aux fréquences supérieures à fo, où le transducteur possède une réactance d'iner tie, la courbe d'onde stationnaire glisse vers la droite, comme indiqué dans la fig. 11c. Les glissements dans les courbes sont exagérés à la fig. 11, et sont ordinai rement très petits. Pour simplifier on ne tient pas non plus compte de la variation de longueur d'onde avec la fréquence. Cette dernière intervient à la fig. 10, dans l'inclinaison des lignes de longueur d'onde.
La déviation des courbes d'ondes stationnaires due à la réactance des transducteurs au-dessus et au-des sous de la résonance produit une certaine modifica tion dans les trajets indiqués en traits pleins à la fig. 10. Comme on le voit aux fig. <B>1</B> 1a et c, lorsque la fré- quence de fonctionnement est au-dessus de<B>fo,</B> au lieu d'un déphasage de<B>1800</B> prévu au point o/41, le déphasage se fera légèrement à la droite de ce point. En conséquence, à la fig. 10, le saut de f2 sur fi se place légèrement à droite de la ligne s/41, comme le montre la ligne brisée 66.
D'autre part, comme on le voit dans les fig. l la et 11b, lorsque la fréquence de fonctionnement est au- dessous de fo, au lieu d'un déphasage au point 1/41, il se produit un peu à gauche de ce dernier. Donc, le glissement de f 1 à f 2 dans la fig. 10 débute légère ment à gauche du point 58, comme cela est indiqué par la ligne en pointillé 67. Au milieu entre f 1 et<B>f2,</B> la ligne 67 traverse en traits pleins, comme on le voit au point 67' correspondant à la fréquence<B>fo.</B> La ligne 67 atteint f2 légèrement à droite du point 59 à cause de l'écart de la courbe d'onde stationnaire montrée dans la fig. 11c.
Si l'on se déplace de droite à gauche de la fig. 10, des variations correspondantes se produisent, comme l'indiquent la ligne 67 prise en sens inverse, et la ligne 68.
En conclusion, on dira que les exigences relatives à la largeur de bande sont moins rigoureuses dans le fonctionnement en ondes stationnaires que dans le cas du fonctionnement en ondes progressives. Pour des distances faibles entre les transducteurs émetteur et récepteur, si seul le fonctionnement en ondes pro gressives intervient, une largeur de bande comparati vement importante sur laquelle le gain est au moins égal à l'unité est nécessaire pour tenir compte de la variation des valeurs de c ou de L. Toutefois, dans le fonctionnement en ondes stationnaires pour les mê mes distances relativement faibles, la largeur de bande sur laquelle le gain est au moins égal à l'unité doit seulement être approximativement égale à la diffé rence de fréquence produisant un déphasage de 1801) dans les transducteurs résonnants.
Ainsi, il est préfé rable d'employer le mode de fonctionnement en ondes progressives pour de longues distances et le fonction nement en ondes stationnaires pour des courtes dis tances.
De façon générale, le fonctionnement en ondes sta tionnaires est obtenu quand le taux des ondes station naires approche d'une valeur élevée. Ce taux d'ondes stationnaires, comme cela est bien connu, est le rap port entre la pression maximum et la pression mini mum lorsque la grandeur de la pression est mesurée en fonction de la distance entre les transducteurs. D'autre part, lorsque le taux des ondes stationnaires approche de l'unité, on obtient le fonctionnement en ondes progressives.
Le fonctionnement en ondes stationnaires est réa lisé dans de courts trajets, en disposant les transduc teurs émetteur et récepteur de façon que leurs fais ceaux soient pratiquement coaxiaux et leurs faces pa rallèles, et en utilisant des transducteurs ayant des im pédances acoustiques élevées par rapport à l'air. D'autre part, le fonctionnement en ondes progressi ves est provoqué par une plus grande distance, des faisceaux non coaxiaux et des faces non parallèles, et des transducteurs à impédance acoustique plus basse.
Si un dispositif donné fonctionne sur une gamme suffisamment large de valeurs de c/L, il y a une ré gion de transition entre le fonctionnement prédomi nant en ondes stationnaires et le fonctionnement pré dominant en ondes progressives et où les deux sont présents à des degrés variables.
La fig. 12 montre comment fonctionne l'appareil dans cette région intermédiaire de transition. La fré quence est ici reportée en fonction de c/L comme au paravant, et les lignes obliques n1<I>à</I> (n-3)1 désignent les changements en nombres entiers de longueurs d'onde entre les transducteurs. La fréquence centrale nominale de calcul f o est également indiquée.
En partant du point 71 et en allant vers la droite du diagramme, la fréquence de fonctionnement croît le long de la ligne n1 jusqu'à ce que le point 72 soit atteint. Cela est semblable au fonctionnement décrit d'après la fig. 5. Toutefois, lorsque les ondes station naires et progressives sont toutes deux présentes, le fonctionnement est déterminé par celui des modes de propagation qui produit le gain de boucle le plus éle vé. Au point 72, on suppose que le gain pour le mou vement en ondes progressives a décru jusqu'à ce que le gain dans le mode en ondes stationnaires com mence à devenir prédominant.
En ce point, la fré quence de fonctionnement reste constante puisque l'onde stationnaire ne subit pas de déphasage jusqu'à ce que la longueur de la trajectoire diminue d'un 1/41 comme cela a été exposé d'après les fig. 9-11. Au point 73, le mode en ondes stationnaires nécessite un déphasage de 180o pour maintenir l'oscillation et en conséquence la fréquence s'abaisse subitement.
Si l'on suppose ici que la fréquence de fonctionnement s'abaisse le long de la ligne 74, le gain dans le mode en ondes progressives deviendra plus grand que le gain dans le mode en ondes stationnaires avant que survienne un déphasage de<B>1800.</B> En conséquence, la fréquence s'abaissera au point 75 et le fonctionne ment continuera dans le mode progressif le long de la ligne (n-1)1 jusqu'à ce que le point 76 soit atteint, après quoi le fonctionnement en ondes stationnaires reprendra le dessus comme plus haut. Ce cycle se ré pétera lorsqu'on se déplacera vers la droite de la fig. 12. Bien entendu, le fonctionnement en ondes station naires peut prédominer.
Partant maintenant du point 77, en se déplaçant vers la gauche,. on suppose qu'au point 78 le mode de fonctionnement en ondes progressives donne le plus fort gain de sorte que la fréquence s'abaisse le long de la ligne (n-3)1 jusqu'à ce que le point 79 soit atteint. Ici le gain dans le mode en ondes stationnaires est un peu plus fort et le fonctionnement se poursuit à une fréquence constante jusqu'à ce que le point 80 soit atteint, après quoi la fréquence saute au point 81 où le fonctionnement en ondes progressives recom mence.
Le fonctionnement illustré à la fig. 12 n'a qu'un but de démonstration et des écarts dus aux propor- Lions relatives d'ondes stationnaires et progressives peuvent se présenter aux différents points de la ré gion de transition. Toutefois, il suffit de montrer que le fonctionnement peut avoir lieu en présence des deux modes de propagation, produisant ainsi une transmission douce depuis le fonctionnement prédo minant en ondes stationnaires jusqu'au fonctionne ment prédominant en ondes progressives. Le résultat net dans la région transitoire est qu'en général la lar geur de bande sur laquelle le gain doit être au moins égal à l'unité est plus petite que celle qui serait néces saire s'il ne se trouvait pas d'ondes stationnaires lors qu'on va dans un sens seulement.
Cependant, le glissement total de fréquence défini par les limites su périeure et inférieure atteintes lors de la propagation dans les deux sens peut être approximativement égal à celui rencontré lorsqu'il n'y a pas d'ondes station naires, mais il ne dépassera pas cette valeur. Cela est important puisqu'il suffit que la largeur de bande B soit suffisante pour assurer le fonctionnement continu dans la région transitoire jusqu'à ce que le fonction nement en ondes stationnaires reprenne le dessus. De l'autre côté de la région transitoire, lorsque le fonc tionnement en ondes progressives reprend le dessus, la largeur B prévue pour la région transitoire assure un fonctionnement correct dans la région prédominante en ondes progressives.
Différents types de transducteurs peuvent être employés dans l'appareil décrit et la fig. 13 montre une construction de transducteur à magnétostriction simple et économique à construire.
Ce transducteur comprend un boîtier cylindrique 85, par exemple en métal, ou en matière plastique, muni d'une pièce terminale 86 supportant un aimant permanent 87. Un tube cylindrique 88 en une matière magnétostrictive est fixé à son extrémité frontale sur la face 89' de l'organe 89 et est entouré par une bo bine 91. L'organe 89 comporte une mince bride 90 qui est soudée ou fixée de toute autre façon sur l'ex trémité du boîtier cylindrique 85. La périphérie de la face circulaire 89' est maintenue fixe par un organe tubulaire 92, comme on le décrira plus loin. L'organe 92 est venu de fabrication avec la face 89' qui fonc tionne comme un diaphragme circulaire.
Dans le cas d'un transducteur émetteur, le courant alternatif appliqué à la bobine 91 provoque la vibra tion du cylindre à magnétostriction 88 dans la direc tion axiale, en présence d'un. champ magnétique con tinu polarisant produit par l'aimant 87. Cela oblige la face 89' à vibrer comme un diaphragme et à délivrer une énergie ultra sonore à l'air ou à un autre milieu gazeux avec lequel elle est en contact. D'autre part, dans un transducteur récepteur, l'énergie ultra sonore frappant la face 89' provoque des vibrations axiales du tube à magnétostriction 88, induisant ainsi une tension dans la bobine 91.
Les dimensions du tube magnétostrictif 88, de la face du diaphragme 89' et de l'organe de fixation 92 destinées à donner la fréquence de résonance propre naturelle sont. importantes pour assurer le fonctionne- ment optimum. Ces fréquences de résonance sont fonction des dimensions physiques réelles et des vi tesses de propagation dans les organes.
La face 89' fonctionne comme un diaphragme cir culaire fixe, et par elle-même, possède une certaine fréquence propre de résonance. Le tube à magnéto striction 88 possède aussi une fréquence propre de résonance. Toutefois, comme l'extrémité frontale du tube 88 est fixée à la face 89', il existe un couplage entre les deux éléments qui donne une fréquence de résonance résultante différente des fréquences de ré sonance propres.
La longueur du tube 88 est divisée de telle ma nière que sa fréquence de résonance propre demi- onde (avec ses deux extrémités libres) soit un peu supérieure à la fréquence propre de résonance de la face 89' du diaphragme. Ainsi, avec les deux élé ments réunis comme indiqué, une des extrémités du tube 88 est libre de se mouvoir dans l'air, mais l'ex trémité fixée au diaphragme présente une impédance de diaphragme qui, bien qu'élevée, n'est pas infinie. La fréquence de résonance résultante du diaphragme et du tube se situera alors entre les deux fréquences propres de résonance.
A titre d'exemple, dans une forme d'exécution particulière, la fréquence de résonance de la face du diaphragme 89', par elle-même, est approximative ment 36 kilocycles et la fréquence résonnante demi- onde du tube 88, approximativement de 48 kilocycles. Avec le tube fixé à la face, comme indiqué, on a ob tenu une fréquence de fonctionnement résultante d'en viron 38,5 kilocycles. En mesurant l'énergie ultra so nore délivrée à l'air et en réglant la longueur du tube 88, si nécessaire, on peut obtenir un rapport optimum.
Pour que la face 89' fonctionne comme un dia phragme circulaire fixe, sa périphérie doit être empê chée de vibrer dans la direction axiale. Il est néces saire d'avoir un organe relativement massif pour fixer la périphérie sur le côté extérieur du boîtier en vue de bloquer le mouvement du diaphragme. En outre, le fonctionnement du transducteur peut être influencé par la façon de monter le boîtier dans une paroi, un support, etc., comme cela est nécessaire pour certaines applications. .
Pour éviter ces difficultés, un organe cylindrique 92 est venu de fabrication avec la face 89' ou fixé sur elle, les dimensions de cet organe étant choisies pour réaliser un amortissement ou un blocage qui empêche le mouvement de la périphérie de la face 89'. A cette extrémité l'organe cylindrique 92 offre approximativement une longueur d'un quart d'onde à la fréquence de fonctionnement. Comme l'extrémité arrière 92' de l'organe 92 est libre de vibrer dans l'air, elle se termine librement à cette extrémité et un quart d'onde plus loin, la vitesse axiale est prati quement nulle. Donc, la périphérie de la face 89' est empêchée de vibrer dans la direction axiale.
Bien que le quart d'onde pour l'organe 92 ait donné de bons résultats, la longueur de ce dernier peut. être modifiée si l'on veut obtenir un fonctionne- ment optimum. On a trouvé qu'il était possible, en choisissant judicieusement le diamètre de l'organe cy lindrique 92, de le faire fonctionner également sui vant un mode d'oscillation radial, à la fréquence de fonctionnement. Lorsque c'est le cas, on a trouvé que la longueur de l'organe est beaucoup moins cri tique, et que le diamètre et l'épaisseur du cylindre n'exigent pas non plus des tolérances excessivement serrées.
Le mode radial d'oscillation est utilisé en choisis sant le diamètre et l'épaisseur de paroi du cylindre 92 de telle sorte qu'il ait pratiquement une longueur d'onde à sa périphérie. Lorsque la face 89' vibre, son centre se meut en dehors et en dedans par rapport au plan neutre. Cette flexion du diaphragme exerce sur sa périphérie des forces en direction radiale. Des forces radiales intérieures et extérieures sont produi tes alors que le centre du diaphragme se déplace du plan neutre à l'intérieur et en arrière par rapport à ce plan, ainsi qu'à l'extérieur et en avant de ce plan. Par conséquent, la fréquence des forces radiales est le double de la fréquence de fonctionnement du dia phragme.
Comme la périphérie de la face 89' est ve nue de fabrication avec l'extrémité frontale du cylin dre 92 ou est fixée sur elle, ces vibrations radiales sont communiquées au cylindre 92. Avec une circon férence du cylindre 92 égale à une longueur d'onde à la fréquence de la vibration radiale, la période de propagation d'une onde de compression autour du cylindre est égale à la période de l'oscillation radiale. Ceci est le mode radial fondamental d'oscillation d'un anneau. Puisque la fréquence des forces radiales est le double de celle de l'oscillation du diaphragme, la fréquence des oscillations du mode d'oscillation de l'anneau est le double de la fréquence de fonctionne ment de transducteur.
On a trouvé qu'en présence de cette oscillation radiale, la fixation correcte de la périphérie de la face 89' est obtenue sans exiger que la longueur du cylindre 92 soit maintenue dans des limites très serrées de tolérance.
Dans le fonctionnement de l'appareil de la fig. 1, si un objet 16 est interposé dans le trajet acoustique, il est désirable que les oscillations cessent brusque ment. D'autre part, lorsque l'objet est enlevé, il est désirable que les oscillations reprennent immédiate ment. Il est nécessaire également que l'amplificateur donne un gain suffisant pour que le gain de puis sance dans la boucle soit égal à l'unité sur toute la largeur de bande nécessaire, comme cela a été établi plus haut. Certaines caractéristiques de l'amplificateur sont importantes pour assurer ce fonctionnement.
La fig. 14, montre un amplificateur saturé 94 dont les bornes terminales d'entrée sont connectées à la bo bine 91 du transducteur récepteur, et la sortie con nectée à la bobine 91' du transducteur émetteur. Des condensateurs 95 et 95' sont connectés en parallèle sur les bobines 91, 91' pour constituer des circuits respectifs qui résonnent à la fréquence de résonance des éléments électromécaniques des transducteurs. Cela donne un bon rendement de l'amplification sans réduction marquée de la largeur de bande totale du dispositif, puisque les parties électromécaniques des transducteurs ont en général un Q plus élevé que les parties électriques.
Pour distinguer entre les conditions d'oscillation et de non-oscillation, un amplificateur 96 est connecté sur la sortie de l'amplificateur 94 pour exciter la bo bine de relais 97. S'il n'existe pas d'oscillations, la puissance de sortie de l'amplificateur 94 est relative ment faible et l'intensité dans la bobine de relais 97 en conséquence faible, ce qui permet au contact de relais 97' d'occuper la position supérieure, comme in diqué. On peut en tirer parti pour établir un circuit d'alarme ou pour remplir toute autre fonction de sur veillance désirée.
Lorsque des oscillations sont établies; la tension de sortie de l'amplificateur 94 croît, faisant ainsi croî tre l'intensité à travers la bobine de relais 97, manoeuvrant le contact 97' dans sa position inférieure, et coupant le circuit d'alarme. En cas de défection des amplificateurs 94 ou 96, ou de l'interruption des circuits électriques ou acoustiques dans le circuit de la boucle en n'importe quel endroit, la bobine de relais 97 n'est plus excitée et actionne le signal d'alarme.
La fig. 15 montre les caractéristiques désirables de l'amplificateur saturé. Dans la fig. 15a, la tension de sortie est tracée en fonction de la tension d'en trée de l'amplificateur 94. Pour de faibles tensions d'entrée, la tension de sortie croît avec la tension d'entrée, comme le montre la ligne 98. Pour une va leur déterminée de la tension d'entrée représentée par la ligne 99, une condition de saturation est atteinte, comme indiqué en 100. En conséquence, pour des ten sions d'entrée dépassant la ligne 99, la tension de sortie reste constante.
La fig. 15b montre le gain en tension de l'ampli ficateur en fonction de la tension d'entrée. Sur la partie linéaire 98 de la courbe de tension de la fig. 15a, le gain en tension reste approximativement cons tant, comme le montre la ligne<B>101.</B> Toutefois, quand la saturation est atteinte, le gain en tension diminue, comme le montre la courbe 102.
Ces caractéristiques sont quelque peu idéalisées. Une variation linéaire jusqu'au point de saturation, bien que désirable, n'est pas essentielle. De même, il n'est pas essentiel que la région de saturation soit absolument plate, bien qu'une région de saturation nettement définie soit préférable. En pratique, on obtient généralement une courbe légèrement ascen dante, comme le montre la ligne pointillée 103.
Le point où commence la saturation est choisi de telle sorte qu'une puissance de sortie suffisante soit fournie au transducteur émetteur pour maintenir l'os cillation sur la gamme considérée des conditions de fonctionnement de l'appareil. Si on ne considère que des gammes étroites, la puissance de sortie de l'ampli ficateur lors de la saturation peut être plus faible que pour des gammes étendues.
Le gain de l'amplifi cateur avant que la saturation soit atteinte est choisi de telle sorte que le fonctionnement s'opère dans la région de saturation dans toutes les conditions nor males de fonctionnement, y compris le fonctionne ment à la fréquence de résonance des transducteurs et dans les conditions de non-résonance selon la largeur de bande et de phase comme il a été exposé ci-dessus.
Lorsqu'un objet formant obstacle est interposé dans le trajet acoustique, l'énergie acoustique sur le transducteur récepteur diminue et l'amplificateur passe de la région de saturation à la région de non- saturation de son fonctionnement. Cela correspond à la région du maximum de gain de tension, mais lors que l'objet empêche suffisamment la propagation acoustique, ce gain est insuffisant pour maintenir des oscillations et celles-ci cessent.
Si on enlève l'objet, il est désirable que les oscilla tions se rétablissent le plus rapidement possible. On y arrive en effectuant l'amplificateur de telle façon que le niveau de bruit soit seulement légèrement infé rieur au niveau de saturation. Le niveau de bruit est principalement déterminé par le bruit dans l'étage d'entrée de l'amplificateur, et principalement par le bruit thermique. Le bruit d'entrée, le gain d'amplifi cation, et le point auquel débute la saturation sont choisis avantageusement de telle sorte que le niveau du bruit de sortie ne soit pas pratiquement inférieur de 12db au niveau de saturation. Ces 12db correspon dent à un rapport de tension de 4 : 1.
En pratique, on a trouvé qu'un niveau de bruit à la sortie de l'am plificateur inférieur d'environ 9db au niveau de satu ration est généralement satisfaisant. Ainsi, après éloi gnement de l'objet intercepteur, le bruit délivré par le transducteur émetteur se propage jusqu'au transduc teur récepteur et, comme le gain de tension est maxi mum, les oscillations se rétablissent rapidement.
La fig. ,16 illustre ce fonctionnement. Ici, le ni veau de bruit de sortie en présence d'un objet inter cepteur est indiqué en 104. Après enlèvement de l'ob jet, les oscillations 105 se rétablissent rapidement à un niveau de sortie déterminé par le point de satura tion.
Pour une reprise rapide des oscillations après en lèvement de l'objet, il est désirable que le niveau de bruit de sortie se situe aussi près que possible du niveau de saturation. Toutefois, le niveau de bruit de sortie doit être suffisamment inférieur au niveau de saturation pour que le relais de sortie ou un autre dis positif indicateur aient une marge suffisante pour re connaître clairement s'il se trouve un objet intercep teur dans la trajectoire du faisceau.
Le niveau de saturation peut être fixé par divers procédés connus dans la pratique. Par exemple des limiteurs à diode peuvent être branchés entre les éta ges amplificateurs pour limiter les déviations d'am plitude. Il est désirable que les circuits limiteurs soient calculés de telle sorte que les polarisations continues dans les divers étages ne varient pas. Cela peut se faire en utilisant des diodes back-to-back (en couplage inversé) pour une limitation symétrique dans les deux sens. Ou, s'il se produit une variation des polarisations, les constantes de temps de décharge des circuits de polarisation doivent être courtes.
Ceci pour empêcher que des variations dans les conditions de fonctionnement, telles que des variations de vitesse de propagation ou de longueur du trajet, ou des dé viations du faisceau ultra sonore par suite de chan gements du vent, etc., ne déclenchent par erreur le si gnal d'alarme ou un autre circuit indicateur.
Supposons par exemple, que l'appareil fonctionne dans sa région de saturation et que la polarisation en continu ait varié. Alors, s'il se produit une modifica tion dans les conditions de fonctionnement qui néces site un fonctionnement au début de la région de sa turation, les variations de la tension de polarisation continue feront fonctionner l'amplificateur momenta nément dans sa région non saturée, ce qui provoquera par erreur le fonctionnement du relais. De tels fonction nements intempestifs peuvent être évités, soit en évitant des variations importantes de la polarisation continue dans la région de saturation, soit en prévoyant dans les circuits à courant continu de polarisation des cons tantes de temps qui soient courtes par rapport aux variations des conditions de fonctionnement.
Dans la fig. 14, comme décrit, les oscillations sont soit présentes, soit absentes, et un relais ou un autre appareillage sont utilisés pour indiquer cette présence ou cette absence. Ce type de fonctionnement peut être utilisé dans une grande variété d'applications. Toute fois, d'autres types d'indicateurs peuvent être utilisés et il n'est pas toujours nécessaire que les oscillations cessent pour qu'on obtienne une indication. Par exem ple, si un objet intercepteur n'interrompt que partiel lement le faisceau, les oscillations peuvent continuer parce que l'amplificateur reste dans sa région de satu ration, mais le signal sur le transducteur récepteur deviendra plus faible. Par conséquent, dans les pre miers étages de l'amplificateur, avant les étages de saturation, l'amplitude du signal sera réduite.
Par une indication judicieuse de la variation de la puis sance du signal en un tel point, une indication plus sensible de la présence ou de l'absence d'objets peut être obtenue, et la réponse sera proportionnelle au de gré de l'interception du signal. La fig. 17 montre une disposition de ce genre. Ici les transducteurs émetteur et récepteur 11, 12 sont disposés comme dans la fig. 1. Cependant, l'amplificateur est ici montré en deux sections. La sortie du transducteur de réception 12 est branchée sur un amplificateur non saturé 106. La sortie de cet amplificateur est alors appliquée à l'am plificateur saturé 107.
La sortie de l'amplificateur non saturé est appliquée à un indicateur proportionnel 108 qui peut avoir n'importe quelle forme désirée, telle qu'un appareil de mesure, un enregistreur, etc. Si alors, un objet intercepte partiellement le faisceau acoustique entre l'émetteur et le récepteur, la ten sion de sortie de l'amplificateur 106 sera diminuée, donnant une indication correspondante sur l'indica teur proportionnel 108. Lorsque l'objet intercepte suf fisamment le faisceau, les oscillations cesseront, et un relais ou un autre dispositif indicateur peuvent être connectés à la sortie de l'amplificateur saturé 107 pour signaler la fin des oscillations.
La sortie du transducteur récepteur 12 ne variera pas seulement en la présence ou en l'absence d'un objet intercepteur, mais également si l'absorption acoustique de l'air varie, sous l'action de la tempéra ture, de l'humidité, etc. Sur des trajets courts la va riation de l'atténuation acoustique peut être sans con séquence, mais sur de longs trajets elle devient signi ficative. Dans beaucoup de cas pratiques, la variation se produira beaucoup plus lentement que les varia tions produites par un objet intercepteur.
Pour que l'indicateur 108 soit sensible essentiellement à un objet intercepteur, un circuit 109 à contrôle de gain automatique peut être utilisé avec l'amplificateur non saturé<B>106.</B> Ce circuit reçoit le signal de sortie de l'amplificateur 106, rectifie ce signal et ramène le si gnal rectifié en arrière sur l'entrée pour régler le gain. La constante de temps du circuit 109 doit être choi sie suffisamment longue pour que la réponse à un objet intercepteur ne soit pratiquement pas atténuée. Toutefois, des variations dans l'absorption atmosphé rique, etc., qui sont relativement lentes, vont changer le gain de l'amplificateur 106 de telle sorte que sa tension de sortie reste relativement constante en l'ab sence d'un objet intercepteur.
Des constantes de temps du circuit 109 d'une seconde ou plus ont été utilisées avec succès dans des cas particuliers.
Le circuit 109 doit être calculé de façon que la tension de sortie de la section 106 soit suffisante pour commander la section 107 dans sa région de satura tion pour un signal d'entrée du transducteur récepteur d'un niveau déterminé. Au-dessus du niveau déter miné, plus la tension de sortie de la section 106 est constante, moins la sensibilité aux objets intercepteurs varie. Il est donc avantageux d'utiliser un circuit<B>109</B> retardé dans lequel la polarisation de retard est choi sie de telle façon que la sortie de la section 106 at teigne le niveau voulu avant qu'un effet important de CAG ne se déclenche. Si le circuit<B>109</B> amplifie, ceci est avantageux et est fait dans le but de maintenir constante par la suite la tension de sortie de la sec tion 106.
Le calcul des circuits 109 en lui-même est assez connu pour que des détails supplémentaires soient superflus.
Un circuit<B>109</B> à constante de temps élevée de cette sorte peut être avantageusement introduit dans la disposition de la fig. 14, puisque des variations de l'absorption atmosphérique feront varier le point au quel les oscillations cessent. Ainsi, si le gain de l'am plificateur est suffisamment élevé pour produire des oscillations dans les plus faibles conditions de récep tion de signal que l'on puisse s'attendre à rencontrer, sans le circuit CAG l'appareil sera moins sensible aux objets intercepteurs lorsque le signal augmente for tement. Le circuit 109 à constante de temps élevée est avantageusement utilisé pour éviter une telle va riation dans la sensibilité.
On a remarqué que dans les fig. 14 et 17 le dis positif indicateur est sensible aux oscillations en un point de la boucle. Dans la fig. 14, l'amplificateur est sensible aux variations d'oscillations allant de l'oscil lation à la non-oscillation, ou vice versa, tandis que dans la fig. 11 l'indicateur est sensible à la variation d'amplitude des oscillations. Si cela est désiré, le dis positif indicateur peut être rendu sensible à d'autres types de variation des oscillations de la boucle, et le point de la boucle sur lequel le dispositif indicateur est connecté peut être choisi en conséquence.
Il a été spécialement question jusqu'ici de l'indi cation des variations d'oscillations de la boucle elle- même. Toutefois les caractéristiques de l'appareil dé crit qui assurent un fonctionnement sûr en dépit des variations dans la longueur du trajet ou la vitesse de propagation, peuvent être appliquées également à des formes d'exécution où un appareil auxiliaire est uti lisé pour des buts de mesure ou de commande.
A la place d'un fonctionnement continu, des moyens peuvent être utilisés pour rendre le fonc tionnement de l'appareil intermittent, si on le désire. Par exemple, on peut employer des moyens obligeant l'appareil à fonctionner à des intervalles de temps dé terminés. dont la durée entre chaque intervalle soit suffisante pour permettre aux oscillations d'être éta blies comme cela a été dit ici.
Dans les formes d'exécution décrites ci-dessus, l'appareil est normalement dans la condition d'oscil lation, et un objet dont la présence doit être partiel lement ou totalement détectée intercepte le faisceau acoustique. De nombreuses variantes sont toutefois possibles. Par exemple, on peut désirer pouvoir re connaître si une porte est ouverte ou fermée. Dans ce cas, les transducteurs peuvent être disposés de façon que la porte fermée réfléchisse le faisceau sur le trans ducteur récepteur de façon qu'une transmission acous tique ait lieu, mais la porte ouverte ne doit pas lais ser s'établir une telle liaison.