Montre électronique
On connait depuis longtemps différentes horloges électroniques de très haute précision, comprenant une base de temps produisant des signaux électriques à haute fréquence, de l'ordre de lO6c/s pour un oscillateur à quartz par exemple, et un démultiplicateur électronique servant à diviser la fréquence de ces signaux pour la porter à une valeur propre à la commande d'un dispo sitif électromécanique d'indication du temps.
Bien que la miniaturisation des composants électroniques indispensables à leur fabrication ait fait des progrès importants, notamment par l'apparition des circuits intégrés, il a, jusqu'à ce jour, été impossible de créer une montre de dimensions réduites, notamment une montre-bracelet. fonctionnant sur le principe des horloges ci-dessus.
Les procédés pour l'élaboration de tels circuits connaissent en effet des difficultés de fabrication et d'ordre technologique telles que les circuits intégrés obtenus sont pour le moment d'un prix relativement élevé.
En outre, et surtout, les démultiplicateurs connus présentent des particularités constructives conduisant à une consommation d'électricité beaucoup trop importante, incompatible avec la réserve qu'il est possible de disposer en faisant usage d'une pile devant durer plusieurs mois tout en présentant des dimensions suffisamment petites pour entrer commodément dans un boîtier de montre-bracelet et pour laisser dans ce boîtier une place suffisante pour y loger la base de temps le démultiplicateur, le dispositif électromécanique d'indication du temps, le dispositif de mise à l'heure de la montre, etc.
La présente invention a pour but de permettre la réalisation d'une montre électronique, notamment d'une montre-bracelet, comprenant une base de temps délivrant des signaux électriques à haute fréquence, un démultiplicateur électronique de cette fréquence, un dispositif indicateur du temps commandé par les signaux électriques à fréquence démultipliée produits par le démultiplicateur, et une source de tension continue d'alimentation, obviant aux difficultés précédemment mentionnées.
A cet effet, le démultiplicateur qui comprend au moins un amplificateur élémentaire de tension est exécuté sous forme de circuit intégré et la montre électronique se caractérise de plus par le fait que cet amplificateur est constitué par un transistor et par un condensateur destinés à être reliés, en série, à une source d'alimentation périodique, la sortie de cet amplificateur élémentaire correspondant au point de liaison du transistor et du condensateur.
Le dessin annexé représente, schématiquement et à titre d'exemple, une forme d'exécution de la montre objet de la présente invention ainsi que quelques circuits et diagrammes explicatifs:
La fig. 1 est une vue en plan du mouvement de la montre.
La fig. 2 est une coupe selon Il-lt de la fig. 1.
La fig. 3 est un schéma bloc illustrant le principe de fonctionnement de la montre représentée aux fig.
1 et 2.
La fig. 4 est le schéma électrique de la base de temps que comporte cette montre.
La fig. 5 est le schéma électrique d'un démultiplicateur de fréquence.
Les fig. Sa à 5f montrent six diagrammes explicatifs concernant le circuit de la fig. S.
La fig. 6 est une vue en plan d'un convertisseur électromécanique.
La fig. 7 est le schéma électrique d'un circuit d'entretien du dispositif de la fig. 6, et
la fig. 8 montre divers diagrammes explicatifs concernant le circuit de la fig. 7.
Les fig. 9, 10 et 11 montrent les schémas de trois étages du démultiplicateur de fréquence de la fig. 5.
Les fig. 9a-9c, l0a-l0f et 1 la-l I f montrent seize diagrammes explicatifs concernant les circuits des fig. 9, 10 et 11.
La fig. 12 est une vue en perspective du circuit intégré de l'amplificateur élémentaire de tension dont il est fait usage dans les divers étages du démultiplicateur représenté en fig. 5.
Les fig. 13 et 14 sont des coupes de la fig. 12, respectivement selon XlII-XIII et XIV-X1V de cette figure.
La fig. 15 est le schéma électrique du circuit élémen- taire intégré de la fig. 12.
Les fig. 16 et 17 sont des diagrammes montrant deux caractéristiques électriques du dispositif de la fig. 12.
Les fig. 18 et 19 sont deux vues d'un transistor à effet de champ à électrode de commande isolée, utilisé dans le circuit intégré de la fig. 12.
Les fig. 20 et 21 sont des diagrammes montrant deux caractéristiques électriques du transistor de la fig. 18.
La fig. 22 montre le schéma électrique d'un autre type de circuit élémentaire amplificateur de tension que comporte le démultiplicateur de la fig. 5 et qui constitue une variante du schéma de la fig. 15.
La fig. 23 est une vue en perspective d'un circuit intégré dont le circuit électrique correspond à celui de la fig. 22.
La fig. 24 est une coupe selon XXlV-XXlV de la fig. 23.
Les fig. 25 et 26 représentent deux diagrammes explicatifs concernant le circuit de la fig. 22.
La montre électronique, dont les particularités constructives du mouvement sont visibles aux fig. 1 et 2, se présente schématiquement comme indiqué en fig. 3.
Elle comporte en effet un oscillateur à quartz O, comprenant un circuit amplificateur accordé et délivrant un signal périodique V0, à haute fréquence, de l'ordre de l ()6 c/s par exemple, en direction d'un démultiplicateur électronique DM réalisé sous forme de circuit intégré et dont les caractéristiques seront décrites par la suite.
Ce démultiplicateur DM démultiplie la fréquence des signaux V0 qu'il traduit en impulsions basse fréquence, par exemple de 1 c/s, formant un signal V0, dirigé vers un dispositif d'indication du temps IT, comprenant, d'une part, un relais électromagnétique Rh et son circuit d'entraînement ER et, d'autre part, un rouage à trois mobiles s, m, h, servant à entraîner, respectivement, les aiguilles des secondes A,, des minutes Am et des heures
Ah (fig. 2 > .
L'oscillateur O, le démultiplicateur DM et le dispositif IT sont alimentés, en parallèle, par une source d'énergie électrique P (fig. 3) formée par deux piles P et P2 en série (fig. 1).
Les circuits électroniques de l'oscillateur OA, du démultiplicateur EB et Ec et d'entraînement ER (fig. I) sont réalisés sous forme de circuits intégrés, disposés sur un support commun Su et sont reliés entre eux de façon adéquate et aux piles P, et Po par des connexions électriques qui n'ont pas été représentées au dessin pour en améliorer la clarté.
Le cristal de quartz Q de l'oscillateur est disposé, encapsulé dans un bloc de matière isolante avec ses électrodes, sous une bobine Lo (fig. l et 2) constituant l'un des éléments du circuit oscillant illustré en fig. 4.
Le relais électromagnétique R1 > , dont les particularités visibles en fig. 6 seront décrites par la suite, est destiné à l'entraînement, par encliquetage alterné de ses levées, d'une roue dentée 1 sur l'axe de laquelle est calé un pignon 2, en prise avec un plateau denté 3 engrenant avec la roue des secondes s et solidaire d'un pignon 4 pour l'entraînement de la roue des minutes m.
Cette roue m est solidaire d'un canon S monté à pivotement sur l'axe 6 de la roue s et dont l'extrémité inférieure, élargie, forme un pignon 7 en prise avec la roue des heures h, par l'intermédiaire d'un plateau 8, d'un axe 9 et d'un pignon 10.
La mise à l'heure de la montre représentée est possible par l'intermédiaire d'un rouage MH aboutissant au plateau 8 et qui est susceptible d'être actionné depuis l'extérieur de la montre par une commande appropriée, non représentée.
Le schéma électrique de l'oscillateur O est représenté en fig. 4.
[l comprend, comme décrit, un quartz Q à facteur de qualité très élevée, notamment un quartz de coupe At par exemple, présentant une fréquence de résonance élevée, de l'ordre de 108c/s par exemple, de manière à avoir une très bonne stabilité garantissant une précision de la montre particulièrement bonne. Ce quartz a des dimensions très réduites et se présente sous forme d'un disque de 10 mm de diamètre et de 0,5 mm d'épaisseur environ.
Le circuit visible en fig. 4 est du type classique, dit à à trois points , dans lequel l'élément actif est un transistor T0, à effet de champ, à électrode de commande isolée, de sorte que le courant de repos, donnant lieu à la pente nécessaire à l'élément actif pour maintenir le quartz dans un état d'oscillation stable, est de l'ordre de quelques stA; la consommation totale d'énergie d'un tel oscillateur est ainsi particulièrement réduite.
Le quartz Q oscille entre ses résonances série et parallèle grâce à la présence dans le circuit d'un condensateur Ct d'ajustage de sa fréquence d'oscillation.
Les capacités d'entrée et de sortie du transistor T" sont matérialisées au dessin par les condensateurs C01 et C représentés en pointillé.
Le circuit de résonance de l'oscillateur est constitué par la bobine L", déjà citée, mise en parallèle avec un condensateur C0 et branchée entre la sortie du transistor T < î et le pôle négatif de la source continue P de sorte que la tension Vt, à la borne S0 de l'oscillateur est elle-même négative, sa valeur crête à crête étant pratiquement deux fois plus grande que la tension de la source P. L'ajustage de la tension d'alimentation du quartz Q est réalisé par un diviseur de tension formé de deux résistances Rl,, et R,,2.
Bien entendu le circuit oscillateur de la fig. 4 ne constitue qu'une forme d'exécution d'un tel circuit, d'autres montages étant également possibles.
Le démultiplicateur électrique représenté à la fig. 5 comprend une série d'étages démultiplicateurs élémentaires A, B à Bn et C à Cn dont le détail est visible respectivement aux fig. 9, 10 et 11 et dont les partie larités seront indiquées par la suite. Le nombre de ces étages dépend évidemment de la démultiplication désirée.
Le premier étage A (fig. 9) est relié, par sa borne 25, à la source de tension continue P, au travers d'une résistance R, et à l'oscillateur O, par sa borne 24. Cet étage
A est relié à l'étage suivant B, du type illustré à la fig. 10, par l'intermédiaire d'un circuit de découplage alimenté par la source P et comprenant deux transistors en série T et T,2, commandés, respectivement, par la tension des sorties 19 et II de l'étage A.
Le point de connexion b des transistors T11 et T,, est relié à l'entrée 21 de l'étage B.
La sortie 17 de cet étage B est reliée à l'étage suivant, B, du même type, par l'intermédiaire d'un circuit de découplage, comprenant des transistors T11 et T", précédé d'un circuit élémentaire amplificateur de tension formé d'un transistor T, et d'un condensateur C, , dont le principe de fonctionnement sera décrit par la suite,
L'étage B1 est suivi d'un nombre (n-l) d'étages démultiplicateurs du même type, tous reliés entre eux par le circuit de découplage qui vient d'être décrit, comprenant des transistors Tlt, Tous, Tl. et un condensateur
C13, jusqu'à l'étage Bn dont la sortie est reliée,
par l'intermédiaire d'un circuit de découplage formé de transistors T" et T,*, à l'entrée d'un étage C, du type représenté à la fig. 11. Ce dernier est suivi d'un nombre d'étages du même type jusqu'à l'étage C dont la sortie est reliée, par un circuit de découplage comprenant deux transistors, à la sortie 20 du démultiplicateur.
Le rôle des circuits formés des transistors T,l et T12 est double: en effet à part le découplage de la capacité d'entrée d'un étage démultiplicateur déterminé par rapport à l'étage démultiplicateur précédent, un tel circuit constitue également la source de tension d'alimentation périodique de l'étage qui le suit en transformant la tension continue de la source P en ladite tension périodique.
On signalera encore que l'alimentation des circuits amplificateurs élémentaires formés du transistor T,. et du condensateur C, s que comprennent les circuits de découplage des étages B peut (en variante) se faire directement par l'oscillateur O.
L'allure du signal aux points 24, Il, 19, 6, 17 et d du démultiplicateur de la fig. S est visible sur les diagrammes des fig. Sa à Sf.
Bien entendu, il serait également possible de réaliser un démultiplicateur de fréquence par accouplement de divers étages d'un seul type A, B ou C ou encore de deux types d'étages AB, AC ou BC ou encore de trois types d'étages A, B ou C combinés de façon différente de ce qui est représenté en fig. 5.
Alors que la fréquence du signal produit par l'oscillateur O est particulièrement élevée, de l'ordre de 101 c/s et que son allure est celle indiquée sur le diagramme de la fig. Sa, la fréquence du signal de sortie au point 20 du démultiplicateur n'est plus que de 1 c/s et sa forme est celle du diagramme supérieur de la fig. 8 au droit de la référence V2. C'est ce signal V20 qui est utilisé pour la commande du relais électromagnétique Rî, (fig. 1 et 6) par l'intermédiaire du circuit représenté à la fig. 7.
Un tel relais, qui est du type bistable, comporte une armature mobile formée par une ancre 11 solidaire d'un axe 12 pivoté dans la platine inférieure du mouvement (fig. 2) et venant alternativement en prise par ses palettes avec la denture de la roue 1; ; la baguette de l'ancre 11 porte deux plaquettes 13s et 13n, constituées par des aimants permanents orientés de manière à former un seul circuit magnétique.
Ce relais comporte également une bobine d'excitation R5, constituée par une galette plate, et deux butées magnétiques 14a et 14b, en matériau magnétisable, qui sont destinées à déterminer les deux positions angulaires extrêmes de l'ancre 11 lors du changement du sens du courant dans la bobine R5 par tirage )y du flux magnétique de fuite des aimants 13s et 13n suivant une direction correspondant sensiblement à une ligne passant par le centre de l'une ou l'autre des butées, par le coin de l'aimant 13s ou 13n le plus proche de l'axe 12 de l'ancre et par le coin du même aimant faisant face à la butée correspondante.
La commande du relais décrit est réalisée par le circuit illustré en fig. 7 englobant la bobine R5 citée et qui est relié au circuit démultiplicateur de fréquence de la fig. 5, en 20.
Ce circuit comprend deux transistors Te3 et Te4 branchés en série sur la source de courant continu P et dont le premier, Te3, est en outre branché en parallèle avec un élément de circuit comprenant la bobine R:, > et un condensateur Ce4. La commande des transistors Te. et Te4 est réalisée par l'intermédiaire d'un circuit amplificateur élémentaire comprenant un transistor Te" et un condensateur Ce, et dont le fonctionnement sera décrit par la suite.
Ce transistor et ce condensateur sont alimentés en série par branchement direct sur la sortie 20 du dernier étage du démultiplicateur DM, c'est-à-dire par les impulsions de fréquence 1 c/s formant le signal V20 sur le diagramme de la fig. 8.
La commande du transistor Ter, est réalisée par des impulsions de fréquence 0,5 c/s émises par un démultiplicateur complémentaire Ec21 branché sur la sortie 20 du démultiplicateur DM. L'électrode de commande du transistor Te4 est branchée sur la sortie 21 du démultiplicateur Ecg, tandis que celle du transistor Tes est reliée au point d'interconnexion du transistor Te5 et du condensateur Ce;.
On voit en fig. 8 l'évolution dans le temps du signal électrique aux points 20, 21 et r du circuit de la fig. 7.
Voyons maintenant comment fonctionne ce circuit en supposant tout d'abord qu'il ne reçoit aucun signal et que le condensateur Ce4 n'est pas chargé. Dès que des impulsions apparaissent simultanément aux points 20 et 21, le transistor Te5 deviendra conducteur de sorte que le condensateur Ce5 se charge immédiatement.
La tension de commande du transistor Te3 reste par conséquent nulle alors que le transistor Te4 deviendra par contre conducteur sous l'effet de l'apparittion d'une impulsion de commande au point 21 de sorte que le potentiel au point r du circuit atteindra immédiatement une valeur correspondant à celle de la source P, si on néglige la chute de tension dans le transistor Te4.
A partir de cet instant, le condensateur Ce4 se charge et la tension au point r retombe de façon exponentielle jusqu'à une valeur nulle (fig. 8). L'impulsion Vr créée de la sorte, en l'occurrence négative, provoquera le basculement de l'armature 11 du relais dans une position opposée à celle dans laquelle il était avant grâce à la force de Laplace résultant de l'interaction entre le courant de charge du condensateur Ce4 traversant la bobine R5 et le champ magnétique produit par les aimants 13s et 13n du relais. Bien entendu, le temps de chargement du condensateur Ce4 devra être choisi suffisamment long pour permettre de réaliser l'entraînement du relais.
La deuxième impulsion du train V20 (fig. 8) produite par le démultiplicateur DM n'est pas accompagnée d'une impulsion Vg, puisque le démultiplicateur EC21 ne livre qu'une seule impulsion à sa sortie 21 pour deux impulsions reçues à la sortie 20 du démultiplicateur DM, dc sorte que le transistor Te5 reste bloqué. Le condensateur Ce) étant déchargé tant que ce transistor est bloqué, l'impulsion du trait V.20 vient sur l'électrode de commande du transistor Te et rend celui-ci conducteur.
La sortie du transistor Tes, qui est à la terre, a un potentiel nul et le point r, grâce à l'état de charge du condensateur Ce4, acquiert un potentiel positif par rap port à zéro, ce qui permet à ce condensateur Ce, de se décharger et de fournir ainsi une impulsion V, dont la polarité est opposée à celle de l'impulsion précédente.
L'armature mobile du relais est en conséquence soumise à un couple d'entrainement du sens opposé au précédent qui la fait rebasculer dans sa position dc départ.
Cette armature change ainsi de position une fois par seconde et entraîne la roue I chaque fois d'un demi-pas de sorte que, si cette roue présente 30 dents, elle fera un tour entier par minute, ce qui permettra, avec une transmission appropriée, d'entraîner en rotation d'un tour les roues s, m et h du mouvement, respectivement en I minute, 1 heure et 12 heures.
Le relais électromagnétique et le circuit de commande décrits ne constituent qu'une forme d'exécution possible de l'un ou de l'autre et peuvent, bien entendu, être remplacés par d'autres montages équivalents.
La montre électronique décrite se prête particulièrement bien pour une réalisation relativement bon marché tout en garantissant un fonctionnement de très haute précision et une utilisation de durée maximum des piles de faible dimension qui l'équipent, de l'ordre de 12 à 15 mois environ.
En effet, les divers circuits électroniques qu'elle comporte sont avantageusement réalisés sous forme de circuits intégrés ne comprenant que des transistors d'un même type de conduction, à effet de champ, à électrode de commande isolée, et dont les éléments passifs sont tous des condensateurs, à l'exception des résistances R", et R"., constituant le diviseur de tension de l'oscillateur O et de la résistance de couplage de cet oscillateur avec l'entrée du démultiplicateur DM.
Ces circuits intégrés sont, sur la fig. l, le circuit OA, qui comporte les composants du circuit de l'oscillateur O, à l'exception du quartz Q et de, la bobine L" de l'étage démultiplicateur A (fig. 5 et 9), le circuit EB constitué par les composants des étages démultiplicateurs B à B11 (fig.
S et 10). le circuit intégré EC comprenant les composants des étages démultiplicateurs C à C,, (fig. 5 et 11) et le circuit intégré ER, lequel englobe les composants du montage de la fig. 7, à l'exception de la bobine R,
Les transistors à effet de champ à électrode de commande isolée, dont le principe est connu depuis fort longtemps, sont particulièrement adaptés à la réalisation de circuits à faible consommation de puissance, puisqu'ils ne nécessitent qu'un courant de commande très faible et qu'ils sont traversés par un courant très faible, lorsque ce courant de commande est nul.
Un tel transistor comprend une anode (drain) et une cathode (source) constituées chacune par une zone semi-conductrice du même type de conduction. ces zones étant réalisées sur le même côté d'un corps semi-conducteur, du type de conduction, opposé à celui desdites zones. L'électrode de commande est séparée des deux zones par une couche isolante déposée sur la surface du corps comprise entre les deux zones et sur une partie de ces dernières. Suivant que les deux zones sont du type P ou N, le transistor qu'elles forment est du type
P ou N.
Comme décrit, les divers étages du démultiplicateur
DM sont de trois types A (fig. 9), B (fig. 10) et C (fig. Il)
Avant d'en indiquer le fonctionnement, il convient de remarquer qu'ils comportent tous trois deux genres distincts de circuits élémentaires dont l'un est formé d'un transistor unique en série avec un condensateur et dont le second est constitué par ce premier circuit élé- mentaire complété d'un transistor.
L'étage démultiplicateur de la fig. 9 comprend un circuit élémentaire du premier genre constitué par le transistor T; et le condensateur C;1 et un circuit élémentaire du second type formé par le transistor Tt, lc condensateur C, et le transistor T.
L'étage démultiplicateur de la fig. 10 comporte deux circuits élémentaires du premier genre constitués par le transistor T, et le condensateur Cl pour le premier et par le transistor T1 et le condensateur C4 pour le second : cet étage englobe également un circuit élémentaire du second genre formé du transistor T,. du condensateur C, et du transistor T°.
L'étage démultiplicateur de la fig. 11 comporte un circuit élémentaire du premier genre et deux circuits du second genre. Le circuit du premier genre comprend un transistor T, et un condensateur C,. Les circuits du second genre sont constitués, I'un, par un transistor T,; et un condensateur C0 et l'autre, par un transistor T. un condensateur Cs et un transistor T.,.
Les circuits du premier genre, ne comportanl qu'un transistor el un condensateur sont également utilisés, comme déjà décrit, entre les divers étages B, B, B" du démultiplicateur OM à titre de circuits amplificateurs de tension.
Examinons dans quelle mesure ce genre de circuit peut constituer effectivement un amplificateur de tenson, en se référant au schéma de la fig. 15. Un tel circuit est formé du transistor T1 relié en série avec le condensateur C, et une source S, délivrant une tension d'alimen- tation périodique V,) sous forme d'impulsions rectangulaires unidirectionnelles. Dans ce schéma, I'électrode de commande 35 du transistor T1 est reliée à l'une des bornes d'entrée 41 et 45, notamment à la borne 44. bornes destinées à être reliées à une source de tension dc commande V,..
Le circuit élémentaire amplificateur décrit est relié aux bornes de sortie 46 et 47 au travers d'un filtre d'harmoniques supérieures formé des transistors T, et T, et du condensateur CI. Ces transistors sont montés en opposition et sont reliés de manière à former chacun un dipôle, c'est-à-dire de manière à présenter une caractéristique similaire à celle d'une diode.
Les fig. 12, 13 et 14 montrent, à titre d'exemple l'exécution d'un tel circuit sous forme de circuit intégré réalisé sur un monocristal semi-conducteur 31, par exem ple de silicium du type P > y qui est représenté au dessin sans une partie de son épaisseur, celle-ci étant enlevée pour faciliter la représentation avec une seule échelle.
Sur sa face supérieure. le monocristal 31 comprend trois zones monocristallines 32, 33 et 34 du type < N obtenues, par exemple. par un procédé de diffusion.
La forme géométrique de chacune de ces trois zones 32, 33 et 34 est prévue de manière qu'elles puissent constituer les anodes (drains) et les cathodes (sources) des trois transistors à effet de champ. à électrode de commande isolée, T,, To et T:1 apparaissant dans le montage de la fig. 15. Ainsi les zones 32 et 33 et une première électrode de commande 35 forment le transistor Tt, les zones 33 et 34 avec respectivement une deuxième électrode 36 et une troisième électrode 37 formant respectivement le deuxième transistor T2 et le troisième transistor T,. L'isolation des électrodes 35, 36 et 37 des zones 32, 33 et 34 est obtenue au moyen d'une couche mince 38, par exemple d'oxyde de silicium.
Le dispositif comprend encore deux autres électrodes 39 et 40 de connexion du transistor T1 à la source de tension S. L'électrode 39 est reliée au transistor T, par l'intermédiaire du condensateur Cl formé par ellemême, la couche isolante 38 et la zone 33. L'électrode 40 est reliée au transistor T, par la zone 32 avec laquelle elle forme un contact 41. L'électrode 40 est également reliée au transistor T. par l'intermédiaire du condensateur C formé par elle-même, l'isolation 38 et la zone 34.
Les électrodes de commande 36 et 37 des transistors T et T, sont en contact, respectivement, avec les zones 33 et 34, au moyen des contacts 42 et 43. Les électrodes 35 et 40 sont reliées chacune à une borne d'entrée, respectivement 44 et 45, ces dernières étant destinées, comme décrit, à être reliées à une source de tension de commande V@ (fig. 15).
L'électrode 40 est en outre reliée à une des bornes de sortie, notamment la borne 46, L'autre borne de sortie 47 étant reliée à l'électrode 37. Le cristal 31 est relié à la masse par un contact non représenté. Il peut aussi être polarisé négativement par rapport à la masse.
Comme décrit, les transistors que comprend le circuit de la fig. 15 sont des transistors à effet de champ, à électrode de commande isolée. Un tel transistor est représenté aux fig. 18 et 19 et ses caractéristiques de fonctionnement aux fig. 20 et 21.
Ce transistor comprend une anode A (drain) el une cathode K (source) constituées par deux zones semiconductrices du type N que présente un mono-cristal du type P. L'électrode de commande E est séparée des deux autres électrodes A et K par une couche isolante I d'où la désignation < (à à électrode de commande isolée .
B et L désignent, respectivement, la largeur et la longueur du canal, c'est-à-dire de la partie du monocristal P comprise entre les deux zones A et K.
Si on applique entre la cathode K et l'anode A (fig.
19) une tension continue V0 et entre la cathode K et l'électrode de commande Eune tension Ve il se forme, à partir d'une certaine valeur V@0 (fig. 21) de cette dernière tension, dite seuil , une zone d'inversion sous la couche isolante r donnant lieu à un courant i.
La fig. 20 montre la dépendance entre le courant i et la tension V1 pour différentes valeurs de la tension V, > . Pour chaque valeur de la tension Vl., il y a saturation du courant i à partir d'une certaine valeur de la tension V", notamment à partir de
V0 > Ve-Vef
Le courant de saturation d'un transistor donné est déterminé par la relation suivante:
I8 = K.B/L(V@-V@0 où K est une constante qui dépend de la capacité de la couche T et de la mobilité effective des porteurs de charge de la zone d'inversion influencée.
La fig. 21 montre comment varie la valeur de la racine carrée du courant de saturation i en fonction de la tension de commande Ve.
L'examen du schéma, représenté à la fig. 15, permet de constater qu'il s'agit d'un étage amplificateur de tension et que le circuit formé par le transistor T1, le condensateur C, et la source S, devrait être un circuit élémentaire amplificateur de tension. Or ce circuit élémentaire diffère des circuits classiques connus par l'absence de résistance de charge et par le genre de tension d'alimentation.
II y a donc lieu de voir sous quelles conditions un tel circuit est réellement un circuit amplificateur de tension. On suppose dans ce qui suit que V, = 0.
Pour une tension d'entrée
EMI5.1
où T est la période de la tension V0 et K' une constante égale à K. B la valeur moyenne de la tension V1 est
V0 K'T
V@m= - .Veê
2 8C1 et pour une tension d'entrée
EMI5.2
cette valeur moyenne est
C1V02
2K'.T.Veê
dV
L'amplification ¯¯¯¯¯¯ est maximale lorsque dVe
EMI5.3
et sa valeur
EMI5.4
II est évident que le courant inverse de la jonction
N-P que forme la zone 33 constituant à la fois l'anode du transistor T, et une électrode du condensateur C, (voir fig.
12 à 15) doit être au plus égal à C,Ví,
T
Pour une jonction ayant, par exemple, une surface de l'ordre de 2.10-6 cmê et dans le cas où on utilise un cristal de silicium, on obtient, pour ce courant inverse, facilement une valeur de l'ordre de 10-10 à. ]0-11 A. Si l'on admet, d'une part, pour l'autre électrode du condensateur CX, formée en l'occurrence par une partie de l'électrode 39 (fig. 12 et 14), une surface de 10-6 cmê. et, d'autre part, pour la couche isolante 38, formée en l'occurrence d'oxyde de silicium (fig. 12 à 14), une épaisseur de 1000 A, on obtient pour le condensateur Cl une capacité d'environ 0,035 p F.
Compte tenu de cette dernière valeur et de celle du courant inverse, et en supposant que la tension d'alimentation (V0) est égale à 3 volts, la période T de celle-ci peut être au maximum de 10-: seconde.
Pour le transistor T, (fig. 12, 18 et 19), on peut facilement obtenir pour la constante K' une valeur de
I 0-6 A/V2.
Compte tenu des valeurs ci-dessus, 'amp ification
dVtm #100
dVe
A signaler que la consommation maximale de puis- sance de cet amplificateur est de l'ordre de 10-m watts.
La fig 17 montre la variation de la forme de la tension de sortie V, en fonction de l'amplitude de la tension d'entrée V" dont la variation est représentée à la fig. 16.
Comme on le voit, pour Vc = O. Vs est une tension rectangulaire égale à V0. Avec l'augmentation de la tansion Vc, la forme de Vt change de plus en plus pour devenir un triangle dont la base diminue avec l'augmen- tation de V,.
Il résulte de ce qui précède que le circuit formé du transistor T,, du condensateur C, et de la source S est effectivement un circuit amplificateur de tension.
On voit également que la réalisation d'un tel circuit sous forme d'un circuit intégré est relativement facile, ce qui est loin d'être le cas d'un circuit à résistances qui devrait avoir. à consommation égale, une amplification de même ordre.
Bien entendu, la tension d'alimentation, qui est en l'occurrence une tension sous forme d'une suite d'impulsions unidirectionnelles, peut également être une tension sous forme d'une suite d'impulsions bidirectionnelles ou encore une tension sinusoïdale.
Comme on le voit par ce qui précède, grâce à la conception d'un circuit élémentaire amplificateur de tension, ne comportant qu'un transistor et un condensateur. sans aucune résistance, le problème d'intégration se trouve grandement simplifié. La réalisation d'un tel circuit amplificateur est rendue possible grâce à l'utilisation d'une tension d'alimentation périodique.
La fabrication du circuit intégré de la fig. 12 peul être réalisée en faisant emploi de la méthode photolithographique bien connue, qui est basée sur le fait que certaines substances peuvent être rendues insolubles par exposition préalable à la lumière ultraviolette. Pour diffuser les zones 32, 33 et 34 dans le monocristal 31, on oxyde d'abord la surface de celui-ci, on recouvre la surface oxydée d'une substance photosensible et on l'expose à la lumière ultraviolette à travers un photonégatif masquant les endroits où l'on désire obtenir les zones 32, 33 et 34.
La couche d'oxyde recouvrant ces endroits est ensuite dissoute pour procéder à la diffusion. Celle-ci terminée, on oxyde de nouveau toute la surface du monocristal et on enlève, comme expliqué ci-dessus, la couche d'oxyde aux endroits où doivent figurer les contacts 31, 32 et 33. Pour obtenir ceux-ci et les différentes électrodes, on dépose sur toute la surface une couche métallique, par exemple une couche d'aluminium, puis on l'enlève, toujours par la méthode photolithograph ique. aux endroits où elle ne doit pas figurer. Le fait qu'une des électrodes d'un condensateur soit constituée par l'anode d'un transistor permet de n'avoir à déposer qu'une seule couche métallique, ce qui simplifie grandement la fabrication.
Comme représenté sur les fig. 5, 9, 10 et 11 du dessin annexé, les divers circuits électroniques du démultiplicateur que comporte la montre électronique décrite comprennent notamment des circuits élémentaires d'amplification, du genre illustré à la fig. 15. On signalera à ce propos que la source de tension périodique alimentant ces circuits sera: - l'oscillateur O (tension V0 en fig. 9a) pour le circuit élémentaire formé par le condensateur C3 et le transistor T3 dans l'étage démultiplicateur de la fig. 9.
- la source St (tension V0 = Vc en fig. 10a), constitutée par l'étage A (fig. 5 ) pour les deux circuits élémentaires comprenant, l'un, le condensateur Ct et le transistor Tt. et l'autre, le condensateur (84 et le transistor Ta dans l'étage démultiplicateur de la fig. 10 (étage B du démultiplicateur complet), cette même source S" pour tous les circuits élémentaires formés par le condensateur C13 et le transistor T13, disposés entre chaque étage démultiplicateur B à Bn (fig. 5).
-- la tension de sortie (tension V" - V,. en fig. 10a) au point d'interconnexion d entre les transistors de découplage T11 et T12 disposés à la sortie de chaque étage dèmultiplicateur B à B" , pour les deux circuits élémentaires comprenant l'un la capacité C1 et le transistor T1 et l'autre la capacité C4 et le transistor T4 dans chacun des étages B, à B", dont le circuit est celui de la fig. 10, - la tension dc sortie (V. en fig. l la) au point d'interconnexion des deux transistors de découplage disposés à la sortie des étage démultiplicateurs Bn et C à Cn (fig.
5), pour le circuit élémentaire comprenant la capacité C, et le transistor Tl, dans chacun des étages C à C" dont le circuit correspondant est celui de la fig. Il.
Le circuit élémentaire du second genre comprenant, comme celui du premier genre, un transistor et un condensateur, présente, comme décrit, un transistor suppl- mentaire.
La fig. 22 représente précisément un circuit élémentaire du second genre puisqu'il est constitué d'un premier transistor T,, à effet de champ et à électrode de commande isolée, relié, en série, avec un condensateur c.. , à une source S,. délivrant une tension d'alimenta- tion Vl, sous forme d'impulsions unidirectionnelles. Le point r, qui relie une électrode 51 du transistor T, et une électrode 53 du condensateur C1, est relié à une électrode 55 d'un second transistor T., dont l'autre électrode 56 est connectée à la sortie 57.
L'électrode de commande 58 du transistor T1 est reliée à l'entrée 60, celle 59 du transistor T., étant reliée à la source S, La seconde électrode 52 du transistor T est reliée à la masse.
La fig. 23 montre le circuit élémentaire décrit cidessus dans sa forme intégrée. II est réalisé dans une face d'un monocristal semi-conducteur, en l'occurrence d'un monocristal 61 de silicium du type N. Les électrodes des transistors T1 et T2, ainsi qu'une électrode du condensateur C1 sont constituées par des zones du type P diffusées dans le cristal 61. L'électrode 51 du transistor
T1, l'électride 55 du transistor T2 et l'électrode 53 du condensateur C1 sont constituées par une même zone 135, la seconde électrode 56 du transistor T2 étant constituée par la zone 56'.
Trois autres zones 62, 63 et 64 sont en outre réalisées dans la meme face du monocristal 61 mais elles sont du type N. Le rôle de la zone 62 est de permettre la mise du cristal 61 à la masse, celui des zones 63 et 64 étant d'empêcher la formation de zones d'inversion sous les connexions des électrodes de commande des transistors. Sur la couche isolante 65 d'oxyde de silicium sont déposées des couches métalliques formant les électrodes de commande 58 et 59 des transistors T1 et T2 et la seconde électrode 54 du condensateur C,. Une autre couche 66 forme le contact ohmique des zones 52' et 62, destinée à relier à la masse l'électrode 52 du transistor T1 et le monocristal 61.
Le circuit élémentaire décrit ci-dessus fonctionne de la manière suivante:
Poli r faciliter la compréhension du fonctionnement. considérons d'abord seulement la partie formée du transistor T1 et du condensateur C1, c'est-à-dire sans le transistor T.,* et voyons quelle est la tension v1 cn fonction de la tension d'entrée (de commande) v@
Supposons. d'une part. que la source S délivre des impulsions de tension de forme trapézoidale représentées en fig. 25, et, d'autre part. que la tension de seuil du transistor T, est plus grande que celle de la jonction PN que forme la zone 135 avec le monocristal 61.
Si la tension de commande (d'entrée) v1, est nulle, la tension de sortie v1 varie alors pratiquement entre O et v(, à cause de l'effet de cette jonction PN, et correspond, quant à la forme, à la tension v11 (voir courbe X à la fig. 26). Si l'on applique maintenant la tension v, en l'augmentant progressivement, la tension v, diminuera progressivement, sa forme variant progressivement comme le montrent les courbes Y et Z de la fig. 26.
Vu cette variation de la forme de la tension v,* on peut définir différents facteurs d'amplification du circuit suivant que l'on se réfère à la valeur de pointe, à la valeur moyenne ou à la valeur cffective de la tension v1.
Dans ce qui suit nous nous référons à la valeur de pointe qui est la plus importante pour le fonctionnement des circuits électroniques comprenant un ou plusieurs circuits élémentaires.
Pour le régime de saturation de courant du transistor
T1, cette valeur de pointe est l8
V1p - A . t0 - . t0
C1
oli
# dv0 V0
dt
et
l8 = K'(V@ - V@0)ê V@ étant la tension de seuil du transistor T, et K' une constante dépendant de la géométrie de celui-ci.
Pour obtenir V111 = O, il est nécessaire d'avoir
l8 = AC1 ce qui sera le cas lorsque la tension de commande v,. sera au moins
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Avec un choix judicieux des valeurs A, C, et K', il est possible d'obtenir que cette valeur de v,. soit beaucoup plus petite que celle de la tension v11.
Considérons maintenant l'ensemble du circuit, c'est à-dire y compris le transistor T2 et cela dans le cas où un condensateur C2 représenté en pointillé, dont la capacité est beaucoup plus petite que celle du condensateur
C1, serait branché à la sortie 57 du circuit.
Supposons que la tension ve est nulle et que le condensateur C, est déchargé. Une impulsion de la tension v0 aura alors pour conséquence, d'une part, une tension v1 pratiquement de la même valeur que v0 et, d'autre part, une tension de commande du transistor T2 comprise entre son électrode de commande 59 et l'électrode 56 qui forme sa cathode. Ce transistor T2 sera donc mis en état de conduction, ce qui aura pour conséquence la charge du condensateur C2 sur la tension de sortie vs dont la valeur maximale sera la différence entre v0 et v@0 (la tension de seuil du transistor T2).
Lorsque celte valeur maximale de Ve sera atteinte, le transistor T2 sera bloqué puisqu'alors sa tension de commande sera égale à sa tension de seuil. La diminution de la tension v0 fera encore diminuer cette tension de commande du transistor T, de sorte qu'il restera bloqué et par consé diluent aucune décharge du condensateur C2 ne pourra se produire.
Si maintenant une tension d'entrée v ayant une valeur plus grande que
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est appliquée, le transistor T, sera mis en état de conduclion, de sorte que la prochaine impulsion de v11 aura pour conséquence l'apparition de la tension de commande du transistor T2, cette fois entre son électrode de commande 59 et l'électrode 55, laquelle forme maintenant sa cathode. Le transistor T2 sera donc mis en état de conduction, ce qui aura pour conséquence la décharge du condensateur C, par les deux transistors T2 et T1.
Le nouveau circuit élémentaire décrit, qui constitue une variante du circuit élémentaire du premier genre représenté notamment en fig. 15, permet donc, en absence de tension de commande à son entrée, de charger rapidement un condensateur de faible capacité à une tension ayant une valeur très proche de la valeur maxi male de la tension apparaissant à sa sortie. Ce condensateur reste en outre chargé jusqu'à l'apparition d'une tension de commande de valeur suffisante.
C'est cette propriété qui est utilisée avantageusement dans les divers étages démultiplicateurs des fig. 9, 10 et @ que comporte le démultiplicateur DM de la montre électronique décrite.
La structure des étages démultiplicateurs des fig. 9, 10 et 1 1 et leur fonctionnement sont les suivants:
Le circuit de la fig. 9, qui est destiné à démultiplier des signaux à haute fréquence, est formé d'un circuit élémentaire du second genre, comprenant le transistor T,, le condensateur C1, le transistor T2, et d'un circuit élémentaire du premier genre, formé du transistor T3. et du condensateur C:1.
La sortie du premier circuit Tl, Cl, T2 est reliée, à la fois, à l'entrée d'un transistor T4 qui relie l'entrée du second circuit TW, C3 à la masse, et à l'entrée de ce second circuit, par l'intermédiaire d'un condensateur C4.
La sortie du second circuit T3, C3 est reliée à l'entrée du premier T,, C1, T.
Un condensateur C2 branché en parallèle à l'entrée de ce second circuit TS, QI, est relié à la source de courant P, en série avec la résistance R de valeur ohmique élevée. Les deux circuits élémentaires sont alimentés par l'oscillateur à quartz O, délivrant un signal sinusoïdal.
Le circuit démultiplicateur décrit ci-dessus fonctionne de la manière suivante:
Partons du moment où le condensateur C, est déchargé. Le transistor T;; étant bloqué, la tension v0 de la source O apparaît au point II. ce qui a pour conséquence la mise en état de conduction du transistor T1
Aucune tension n'apparaît donc au point IV et par conséquent à la sortie 19 du circuit démultiplicateur. Le condensateur G se charge maintenant par la source P.
Dès que la tension du condensateur C2 atleindra une valeur supérieure à la tension de seuil du transistor T.;, la tension au point II sera suffisamment réduite par le courant du transistor T;. Ceci aura pour conséquence l'apparition de la tension au point IV, donc l'augmen- tation de la tension au point t par le condensateur C1- ce qui contribuera à charger le condensateur C-.î sur une tension plus élevée. II en résultera une mise complète en état de conduction du transistor T;1 et le blocage du transistor T1.
La tension v0 qui apparaîtra au point 1V chargera le condensateur C@, par l'intermédiaire du transistor T2, ce qui aura pour conséquence, avec un certain retard, la mise en état de conduction du transistor TA et la décharge du condensateur q. c'est-à-dire la remise du circuit dans l'état dans lequel il se trouvait au début de l'explication de son fonctionnement.
Les fig. 9a à 9e montrent, respectivement, les tensions v0, vI, vII, vIII, et vIV, pour le cas d'un facteur de démultiplication de 4.
Le circuit de la fig. 10, destiné à démultiplier des signaux de fréquence moyenne, est formé d'un circuit élémentaire amplificateur de tension du second genre, comprenant le transistor T2, le condensateur C et le transistor T3, et de deux circuits élémentaires du premier genre, formés d'un transistor T1 et d'un condensateur Cs, respectivement d'un transistor T et d'un condensateur C4.
L'entrée et la sortie du circuit T2, C2, T3 sont reliées, respectivement, à la sortie du circuit T,, C,, et à l'entrée du circuit Ti, Cl, la sortie de celui-ci étant reliée à l'entrée du circuit T,, C1. Les trois circuits sont alimentés par la source S, délivrant une tension périodique vt, sous forme d'impulsions trapézoïdales. Cette tension constitue simultanément la tension d'entrée v0 dont la fréquence est à démultiplier. Ce circuit fonctionne de la manière suivante:
Supposons que le condensateur C11. constitué par la capacité d'entrée du transistor TA, est chargé, de sorte que ce dernier se trouve en état de pouvoir conduire un courant, tandis que le transistor T1 est bloqué.
Une impulsion de tension v0 délivrée par la source S1 aura pour conséquence l'apparition simultanée de cette tension v0 sur l'électrode de commande des transistors T., et T,, ce qui aura pour conséquence la mise en état de conduction de ces transistors et la décharge du condensateur C,, par les transistors T, et T.,. La pente du transistor T étant faible par rapport à celle du transistor T4, la décharge du condensateur C@ se fera dans un temps plus long que t0 (voir fig. 25), de sorte qu'au cune tension n'apparaîtra au point IV, donc aucune tension v à la sortie 17 du démultiplicateur, avant la prochaine impulsion de tension v0.
Cette dernière aura pour conséquence la mise en état de conduction du transistor T,, le blocage du transistor T2, l'apparition de la tension au point TI et la recharge du condensateur
Cp. La pente du transistor T3 étant plus faible que celle du transistor T1, cette recharge se fera dans un temps plus long que t0 (fig. 25), ce qui permettra l'apparition d'une impulsion de la tension v@ à la sortie 17.
II résulte donc par cc qui précède qu'il n'y a. à la sortie 17 du circuit, qu'une impulsion de tension v pour deux impulsions de la tension v0 à l'entrée 21. La fréquence dc celle-ci est donc divisée par deux.
I,cs fig. l0a à 10e montrent. respectivement. les tensions v0, v1, vII. vIII et vIV
Dans ce circuit démultiplicateur, la tension d'entrée (de commande) v1,. dont la fréquence doit être démultipliée, et la tension d'alimentation v0 sont identiques.
L'étage démultiplicateur illustré en fig. 11 est prévu pour de très basses fréquences. il comprend un circuit bistable formé d'un circuit élémentaire du premier genre. comprenant le transistor T; et le condensateur C,;, et d'un circuit élémentaire du second genre, formé du transistor T;1. du condensateur C3 et du transistor T3. Les deux circuits sont alimentés par une même tension v0 fournie par une source S,. La sortie du premier circuit T;, C3, T est reliée, d'une part. à l'entrée du deuxième circuit, T6, C6 et. d'autre part. par l'intermédiaire d'un transistor T2, à la masse.
L'électrode de commande de ce transistor T2 est reliée à la sortie d'un troisième circuit élémentaire comprenant un transistor T, ct un condensateur Ct, alimenté par une source S2 délivrant la tension d'entrée (de commande) v,. L'électrode de commande du transistor T, est reliée à la sortie dudit deuxième circuit élémentaire T6, C6 par l'intermédiaire d'un transistor T7 dont l'électrode de commande est reliée à la source S,.
La sortie de ce deuxième circuit
T6, C6 est en outre reliée, d'une part, à l'entrée dudit deuxième circuit Ts, Cl, T5 et, d'autre part, à la masse. par l'intermédiaire d'un transistor T4 dont l'électrode de commande est reliée à la source S. En l'occurrence la fréquence de la tension vlì est deux fois plus grande que la fréquence de la tension v0
Ce circuit démultiplicateur fonctionne de la manière suivante
Supposons que le condensateur C, est déchargé et le transistor T,;
par conséquent bloqué. IJne impulsion de tension v0 délivrée par la source S, aura pour conséquence une augmentation plus rapide de la tension de commande du transistor T.; que de celle du transistor T,;
Le transistor T3 étant alors mis en état de conduction. le condensateur C@ restera donc déchargé et le transistor T; bloqué. de sorte que la tension v0 apparaîtra au point iV et par conséquent la tension v, à la sortie 18 du circuit démultiplicateur.
Il en résultera également une charge du condensateur C'11. par l'intermédiaire du transistor T7. et par conséquent la mise en état de conduction du transistor 'T. A la prochaine impulsion dc la tension v11. qui est délivrée simultanément avec une impulsion de la tension v@ aucune tension n'apparaîtra au point I puisque le transistor T, est en état de conduction.
Par contre, le transistor T; sera mis en état de conduction. ce qui aura pour conséquence le blocage du transistor T3 Le transistor T2 étant également bloqué. la tension vi, apparaîtra donc au point II, ce qui aura pour conséquence la charge du condensateur C", par l'intermédiaire du transistor T;, la mise en état de conduction du transistor T;
la décharge du condensateur Cp, par l'intermédiaire des transistors T7 et Tt, et le blocage du transistor Tl. Le circuit restera dans cet état malgré des courants de fuite, car le condensateur C,, est rechargé par la prochaine impulsion de la tension v0
A la prochaine impulsion de la tension Ve, celle-ci appa raitra au point I puisque le transistor T1 est bloqué. Cela aura pour conséquence la mise en état de conduction des transistors T et T, de sorte qu'aucune tension n'apparaîtra aux points il et IV, donc à la sortie 18 du circuit.
A la prochaine impulsion de vì seule, le circuit sera remis dans son état du départ. II résulte de ce qui précède que, pour deux impulsions de la tension ve à l'en lrée 23, il n'y aura qu'une seul impulsion de la tension v à la sortie 18 du circuit de l'étage démultiplicateur.
Les fig. l]a à 11f montrent, respectivement, les tensions v,î, v,, vl, vil, v111 et vl.
Les deux étages démultiplicateurs décrits ci-dessus et représentés respectivement aux fig. 10 et 11, ont chacun un facteur de démultiplication de deux, alors que celui de la fig. 9 a un facteur de démultiplication plus élevé, égal à quatre dans l'exemple proposé.
Comme décrit, les divers étages du démultiplicateur
DM de la montre électronique sont réalisés sous forme de circuits intégrés OA, EB, EC et ER (fig. 1), de manière analogue à ce qui a été représenté aux fig. 12 et 23 et décrit en se référant à ces figures en ce qui concerne les circuits élémentaires amplificateurs de tension du premier et du second genre (fig. 15 et 22).
Le fonctionnement du démultiplicateur DM se déduit des explications données relativement aux schémas électroniques des fig. 5, 9, 10 et 11.
Il convient toutefois de souligner le fait qu'un tel démultiplicateur consomme de l'énergie seulement pendant des laps de temps très courts au cours desquels les condensateurs de très faible capacité de ses différents étages sont à l'état chargé.
Ainsi donc si les étages B à Bll (fig. 10) du démultiplicateur ont tous les mêmes dimensions, la puissance moyenne consommée par chacun d'eux diminue linéairement avec la fréquence de leur tension d'alimentation.
La puissance moyenne consommée par le démultiplicateur DM est en conséquence extrêmement faible.
Etant donné la facilité que présente l'intégration d'un circuit démultiplicateur à plusieurs étages tel celui de la fig. 5 et sa très faible consommation d'énergie, on voit qu'un tel circuit peut avantageusement être utilisé dans la montre électronique décrite.
Un autre avantage que présente le démultiplicateur de la fig. 5, avantage dû notamment à l'étage A illustré en fig. 9, le destine encore plus particulièrement à l'ut i- lisation dans une petite montre électronique.
En effet, comme cela ressort de l'explication du fonctionnement de cet étage, le condensateur C2 est chargé et déchargé avec la périodicité de la tension sinusoïdale pendant que le condensateur C, se charge.
Au moment où le transistor Ts est mis en état de conduction, le condensateur C. est chargé et déchargé pendant une période de la tension v" tandis que le condensateur C1 ne reçoit pratiquement aucune charge.
Si la valeur de la capacité des condensateurs C, et C; est la même, la charge capacitive pour la source O reste donc pratiquement constante. Ce fait est très important lorsque la source de tension périodique est un oscillateur à quartz, comme dans le cas envisagé ici.
Cette capacité de charge que représente l'un ou l'autre des condensateurs Cl ou C peut être incluse dans un circuit accordé à la fréquence propre du quartz, ce qui permettrait de récupérer l'énergie potentielle de la charge de ces condensateurs.