Schutzrelaisanordnung insbesondere Überstroinrelaisanordnung Diese Erfindung betrifft Schutzrelaisanordnungen und hat insbesondere Bezug auf zeitverzögerte über stromrelaisanordnungen unter Verwendung statischer Teile.
Der Schutz elektrischer Systeme durch Schutzre laisanordnungen ist allgemein bekannt. Derartige Anordnungen können praktisch sofort oder mit Zeit verzögerung auf verschiedene in dem zu schützenden System vorhandene elektrische Betriebsgrössen an sprechen. Da die Erfindung hinreichend als auf einen @überstromschutz für ein elektrisches Wechselstrom- system angewendet erläutert werden kann, soll die folgende Erläuterung auf einen solchen Anwendungs- fall .bezogen werden.
In einer verzögerten überstromr.elaisanordnung ist es wünschenswert, einen Verzögerungsvorgang nur einzuleiten, wenn der Strom in .dem zu schützen den System einen vorbestimmten als Mindest-Auslö- ,sewert bekannten Wert erreicht oder überschreitet.
Zu diesem Zweck kann,ein Vergleichs- oder Schwell- wertgerät für die Einleitung der gewünschten Verzö gerung verwendet werden, das seinen Betriebszustand ändert, wenn der Strom in dem zu schützenden System :einen vorbestimmten Schwell- oder Ver gleichswert überschreitet.
Gemäss der Erfindung kann die Einleitung des Verzögerungsvorganges durch. Ableitung einer unste tigen Grösse aus der Erregung der Relaisanordnung festgesetzt werden.
In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung wird die Primärwicklung eines sättig-baren Wandlers in übereinstimmung mit dem ,Strom des zu schützen ,den elektrischen Systems erregt. Wenn :der Wandler gesättigt wird, erscheint eine Unstetigkeit in Gestalt von Harmonischen, der Grundfrequenz. Eine oder mehrere dieser Harmonischen können für die Steue- rung der Einleitung eines Verzögerungsvorganges verwendet werden.
Beispielsweise kann die ausge wählte Harmonische gleichgerichtet und die gleichge richtet Grösse unmittelbar zur Ladung eines Verzö- gerungskondensators verwendet werden. Alternativ kann; die harmonische Grösse verwendet werden, um ,die Ladung des aus einer anderen Energiequelle auf geladenen Kondensators freizugeben.
Es ist weiterhin wünschenswert, die Vollendung des Verzögerungsvorganges genau sicherzustellen. Zu diesem Zweck kann ein Vergleichs- oder Schwell- wertgerät verwendet werden. Wenn die Spannung an ,dem Verzögerungskondensator den durch das Ver gleichs- oder Schwellwertgerätbestimmten Wert überschreitet, ist der Verzögerungsvorgang vollendet.
Nach einem beworzugten Merkmal ,der Erfindung kann ein bekanntes Vergleichsgerät verwendet wer den, um sowohl den Mindest Auslösewert als auch ,die Vollendung des Verzögerungsvorganges zu be stimmen.
Die Efindung ermöglicht auch die Ableitung einer konstanten Grösse von der Erregung der Relais anordnungen. Diese konstante Grösse kann als Ver gleichswert verwendet werden.
Falls die den Verzögerungsvorgang einleitende Be dingung vor Vollendung des Verzögerungsvorganges verschwindet, ist es wünschenswert, dass die Relais anordnung sofort zurückgestellt wird. In überein stimmung mit der Erfindung kann ein steuerbarer Schalter für die Überbrückung des Verzögerungskon densators verwendet werden. Dieser steuerbare Schalter kann von der Richtung des Stromflusses in bezug auf den Verzögerungskondensator gesteuert werden, um den Kondensator augenblicklich zu ent laden, wenn die Relaisanordnung zurückgestellt wer den soll.
Alternativ kann der steuerbare Schalter so- wohl durch die Richtung des Stromflusses relativ zu dem Verzögerungskondensator als auch durch Ände rung in der Grösse dieses Stromes gesteuert werden.
In übereinstimmung mit einem bevorzugten Merkmal der Erfindung kann der Verzögerungskon densator bei Einleitung des Verzögerungsvorganges zwecks Ladung an eine Gleichspannungsquelle ange schlossen sein. Die Spannung an dem Verzögerungs- kondensator wind dann mit einer variablen Bezugs- gröss-e verglichen.
Ein weiteres bevorzugtes Merkmal,der Erfindung ist eine verzögerte Schutzrelaisanordnung, .bei der sowohl die Einleitung als auch die Vollendung des Verzögerungsvorganges .durch ein bekanntes Ver gleichsgerät bestimmt werden kann.
Ein vorteilhaftes Merkmal der Erfindung ermög licht eine verzögerte Schutzrelaisanordnung mit ver besserten Mitteln für Rückstellung der Anodnung.
Es ist ein zusätzliches vorteilhaftes Merkmal der Erfindung, eine verzögerte Schutzrelai,sanordnung zu ermöglichen, bei der ein Verzögerungskondensator aus einer Gleichspannungsquelle geladen und die Spannung an denn Kondensator mit einer variablen Bezugsspannung verglichen wird.
Einzelheiten der Erfindung werden aus der fol genden Beschreibung in Verbindung mit den Ausfüh rungsbeispielen darstellender, beiliegender Zeichnun gen ersichtlich, in welcher Fig. 1 eine schematische Ansicht einer Schutzre laisanordnung unter Verwendung der Erfindung und in Verbindung mit einem elektrischen System dar stellt.
Fig. 2 ist eine schematische Ansicht, eine abge wandelte Schutzrelais.anordnung darstellend.
Fgi. 3 ist eine graphische Wiedergabe, die be stimmte Beziehungen zwischen Spannung und Strom in der Schutzrelaisanordnung nach Figur 4 zeigt.
Fig. 4, 5 und 8 sind schematische Darstellungen verschiedener Abänderungen von Schutzrelaisanord- nungen unter Verwendung der Erfindung und Fig. 6 und 7 sind graphische Wiedergaben, die :die Beziehungen zwischen Spannung und Strom zeigen und zweckmässig für die Erläuterung der Erfindung sind.
Unter Hinweis auf,die Zeichnung zeigt Fig. 1 eine Schutzrelaisanordnung, die einem Netzleiter L2 eines zu schützenden elektrischen Systems zugeordnet ist. Dieses System kann von jeder beliebigen Art sein. Es kann ,ein Einphasen- oder Mehrphasensystem sein. Für vorliegende Zwecke soll angenommen werden, dass das System ein Einphasen-Wechselstromsystem ist, das durch :die Netzleiter L1 und L2 dargestellt wird und für das Arbeiten bei einer Frequenz von 60 Hz bestimmt ist.
Ein Selbstschalter CB ist für Abtrennung von Teilen des elektrischen Systems bei Fehlerzuständen vorgesehen. Der Selbstschalter enthält einen Schalter CB1, der geschlossen ist, wenn der Selbstschalter ge schlossen ist, und der offen ist, wenn der Selbstschal ter geöffnet ist. Der Selbstschalter enthält weiterhin eine Auslösespule TC. Die Erregung der Auslöse spule TC bei geschlossenem Selbstschalter CB erfolgt bei einem Auslösevorgang des Selbstschalters.
In der Schutzrelaisanordnung wird eine Gleichspannung El von einer indem zu schützenden elektrischen System auftretenden Betriebsgrösse abgeleitet und einen durch einen festen Widerstand R3 und :einen regelba ren Widerstand R4 gebildeten Spannungsteiler aufge drückt. In der beivorzugten Ausführung nach Fig. 1 wird die Spannung E1 von :dem in dem Netzleiter L2 fliessenden, Netzstrom <I>IL</I> abgeleitet.
Zwecks Erregung der Schutzrelaisanordnung wird die Primärwicklung eines Stromwandlers CT in, Ab hängigkeit des Netzstromes<I>IL</I> erregt. Die Sekun därwicklung des Stromwandlers ist an die Primär wicklung des Wandlers T1 angeschlossen, der einen Eisenkern hat. Für Abstimmungszwecke hat die Pri märwicklung des Wandlers T1 vorzugsweise eine ein stellbare Anzapfung, um die wirksame Zahl der Win dungen der Wicklung einstellen zu können.
Die Sekundärwicklung des Wandlers T1 ist an einen einstellbaren Belastungswiderstand R1 und an die Eingangsklemmen eines Vollw eggleichrichters FWRl angeschlossen, der in üblicher Weise - wie dargestellt - in Brückenanordnung sein kann.
Die Ausgangsklemmen des Gleichrichters FWR1 haben die durch übliche Polaritätszeichen angedeuteten Polaritäten und sind an einen Siebkondensator Cl und an den durch die Widerstände R3 und R4 darge stellten Spannungsteiler unigeschlossen, um an diesem die Spannung El zu erzeugen.
Die an einem .durch den Widerstand R3 dargestellten Teil des Span nungsteilers anstehende Spannung wird zur Ladung eines Kondensators C4 über zwei Schalter SWl und <I>SW2</I> und durch einen steuerbaren Schalter TR1 ver wendet. Für vorliegende Zwecke soll angenommen werden, dass die Schalter SWl und SW2 einpolige Zweiwegschalter sind, die wie in Fg. 1 dargestellt angeordnet sind.
Bei der in Fig. 1 gezeigten Lage der Schalter SW1 und SW2 enthält der Lagekreis für -den Kondensator C4 weiter einen Regelwiderstand R5. Der Widerstand R5 kann zum Zwecke der Einstel lung der Ladungsgeschwindigkeit des Kondensators C4 eingestellt werden.
Ein dem Kondensator C4 über den Schalter SW2 parallel geschalteter Widerstand R6 unterstützt die rasche Entladung des Kondensa- tors, wenn die Spannung an dem Widerstand R3 un ter einen Wert unterhalb der Spannung an dem Kon densator C4 absinkt.
Es ist wünschenswert, dass die Ladung des Kon densators C4 nur eingeleitet wird, wenn der Netz strom<I>IL</I> einen vorbestimmten Vergleichs- oder Schwellwert erreicht. Für Werte des Netzstromes un ter dem Vergleichswert ist ;der Schalter TR1 im Sperrzustand, um eine Ladung des Kondensators zu verhindern. Für Werte des Netzstromes über dem. Vergleichswert ist der Schalter TR1 geschlossen, um eine Ladung des Kondensators C4 zu gestatten.
In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung hat der Schalter TR1 die Gestalt eines Transistors. Dieser Transistor kann vom NPN- oder PNP-Typ Sein. Für vorliegenden Fall soll angenommen wer den, dass der Transistor TR1 ein NPN-Transistor ist.
In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung wird der Schalter TR1 von .einer Diskontinuität in dem Ausgang des Transformators T1 gesteuert. Eine solche Diskontinuität kann dadurch erhalten werden, dass der Eisenkern des Wandlers T1 so bemessen wird, dass er Sättigung erreicht, wenn der Netzstrom <I>IL</I> seinen Vergleichs- oder Schwellwert erreicht. Der spezielle Netzstrom, bei dem der Eisenkern gesättigt wird, kann durch Einstellung des Belastungswider- standes der Sekundärwicklung des Transformators eingestellt werden.
Obzwar die Widerstände R3 und R4 Teile dieser Belastung darstellen, wird die wesentliche Einstellung durch den Widerstand R1 bewirkt.
Die Sättigung des Wandlers bewirkt die Erzeu gung einer beträchtlichen Anzahl von Harmonischen. Jede dieser Harmonischen kann für die Steuerung des Schalters TR 1 verwendet werden. In Fig. 1 wird einte dieser Harmonischen: durch Anlegen eines Konden- sators C3 und einer. Induktanz L3 in Reihe an die Sekundärwindung ,des Wandlers T1 ausgesiebt. Diese Reihenschaltung ist für Resonanz mit der Frequenz der gewünschten Harmonischen bemessen.
Daher wird ein wesentlicher Strom dergewünschten harmo nischen Frequenz, falls vorhanden, durch die Induk- tanz L3 fliessen. Die Induktanz L3 :dient als Primär wicklung eines Wandlers mit einer Sekundärwicklung S3. Vorzugsweise wird dieser Wandler mit einem Eisenkern mit Luftspalt versehen. Die Sekundär wicklung S3 ist an die Eingangsklemmen eines Voll weggleichrichters FWR2 angeschlossen, :der als Gleichrichter in Brückenschaltung dargestellt ist.
Die Ausgangsklemmen des Gleichrichters sind an einem Siebkondensator C2 und .an einem Belastungswider stand R2 angeschlossen, um eine Spannung E2 hier an zu erzeugen, die von dem ausgewählten harmoni schen Ausgang des Transformators T1 abhängig ist.
Bei Betrachtung der Fig..l wird ersichtlich, dass .die Spannung E2 an Basis und Emitter :des Transi stors TR1 über den Widerstand R4 und .einen Regel widerstand R7 angelegt ist. Der Widerstand R4 er zeugt eine kleine Vonspannung für den Emitterkreis des Transistors TRl, die den Transistor im Sperrzu stand zu halten bestrebt ist.
Wenn die Spannung E2 in einem grösseren Wert als die Spannung an dem Widerstand R4 auftritt, schickt die resultierende Spannung in dem Emitterkreis einen Strom hier durch, die den Transistor TR1 aufschaltet. Wenn die Leitfähigkeit des Emitter-Kollektorkreises :des Tran sistors TR1 steigt, so wie der ausgewählte harmoni sche Ausgang :des Wandlers TR1 steigt, steigt -der Ladungsgeschwindigkeitsgrad des Kondensators C4 in entsprechender Weise.
Unter :diesen Umständen kann die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C4 durch Einstellung des: Widerstandes R7 geregelt wer den. Ein Verzögerungsvorgang des Kondensators C4 wird vollendet, wenn die Spannung an dem Konden sator einen bestimmten Vergleichs- oder Schwellwert erreicht. In dem Beispiel nach Fig. 1 wird ,dieser Wert durch, eine Anordnung Dl bestimmt, die den Strom- fluss sperrt, so lange die Spannung hieran nicht den gewünschten Schwell- oder Vergleichswert erreicht.
Die Anordnung D1 kann die Gestalt einer Zener- :diode annehmen.
Wenn die Anordnung Dl durchbricht, löst :der hierdurch fliessende Strom den Selbstschalter CB aus. Wenn :der Strom eine ausreichende Grösse hat, kann. er unmittelbar der Auslö.sespule TC zugeführt werden. In Fig. 1 ist jedoch ein geeigneter Verstärker vorgesehen. Dieser Verstärker kann in üblicher Weise .einen gesteuerten .Silizium-Gleichrichter SCR1 enthalten, dessen Gitter und Kathode an den Kon densator C4 über die Anordnung D1 angeschlossen ist.
Die Auslösespule TC ist an Kathode und Anode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters über den Schalter CB1 und eine durch eine Batterie<I>BA</I> darge stellte Gleichstromquelle angeschlossen.
Die Wirkungsweise des vorbeschrieben:en Teiles der Fig. 1 soll nun: betrachtet werden. Es sei ange nommen, dass :der Selbstschalter CB geschlossen ist, und :dass ,der Netzstrom<I>IL</I> über den .Selbstschalter CB einer Last zugeführt wird.. Infolge Wirkung auf die Wandler CT und T1 und den Gleichrichter FWRl tritt die Spannung El an :den Widerständen R3 und R4 auf.
So lange der Netzstrom<I>IL</I> inner halb eines normalen Bereiches für die Last bleibt, ist :der Transistor TR1 in Sperrzustand und der Konden sator C4 kann nicht geladen werden. Jede Ladung, die vorher dem Kondensator C4 zugeführt sein könnte, wird über den Widerstand R6 abgeführt.
Es sei angenommen, dass infolge eines in der Be lastung auftretenden Fehlers der Netzstrom<I>IL</I> bis zu einem Wert ansteigt, :der ausreicht, :den Wandler T1 zu sättigen. Diese Sättigung bewirkt die Erzeu gung von Harmonischen, von denen eine, beispiels weise die dritte Harmonische, durch den Reihenreso- nanzkreis C3, L3: ausgeschieden wird, der abgestimmt ist, um bei der Frequenz :einer solchen dritten Har monischen in Resonanz zu kommen.
Die dritte Har monische erzeugt eine Spannung an der Sekundär- wicklung S3, die gleichgerichtet wird, um die Span nung E2 an dem Widerstand R2 zu erzeugen.
Wenn die Spannung E2 in: ihrer Höhe die Span nung an dem Widerstand R4 übersteigt, schaltet der Transistor TRl auf, um einen Ladungsvorganig für den Kondensator C4 einzuleiten. Wenn der Netz strom<I>IL zu</I> steigen fortfährt, steigt die an dem Widerstand R3 auftretende Spannung ebenfalls und das steigert die Ladung des Kondensators C4. Zu sätzlich steigt die harmonische Erzeugung .des Wand- lers T1 und das steigert die Spannung E2.
Eine Stei- P Cr rung der Spannung E2 möge die Leitfähigkeit des Emitter-Kollektorkreises des Transistors TR1 stei gern, um weiterhin die Ladung des Kondensators C4 zu verstärken.
Falls der Fehler beseitigt wird, bevor der Kon densator C4 rausreichend geladen ist, um :den Selbst- schalter CB auszulösen, sinkt .der Netzstrom <I>IL</I> un ter den für die Sättigung des Wandlers T1 erforderli chen Wert. Als Folge der Beendigung der Erzeugung von Harmonischen sinkt die Spannung E2 im wesentlichen auf Null und,
der Transistor TR1 kehrt in den Sperrzustand zurück. Der Kondensator C4 entlädt sich nun über den Widerstand R6.
Es sei weiterhin angenommen, dass statt einer Beseitigung der Fehler fortdauert, bis .der Kondensa tor C4 eine Spannung erreicht, um die Zenerdiode Dl durchzubrechen. Der sich .ergebende Stromfluss: durch die Zenerdiode zündet den gesteuerten Silizi- um-Gleichrichter SCR1, um :
den Selbstschalter CB auszulösen. Als Folge,der Auslösung,des Selbstschal ters CB fällt der Netzstrom<I>IL</I> auf Null und die Er zeugung von Harmonischen durch den Wandler T1 wird beendet. Der Transistor TR1 wird in seinen Sperrzustand zurückgesetzt und der Kondensator C4 entlädt sich über :den Widerstand R6. Dies vollendet den Wirkungszyklus der Schutzrelaisanordnung.
Wenn,der Kondensator C4 entladen wenden soll, ist es wünschenswert, dass diese Entladung rasch er folgt. Die Entladung des Kondensators C4 kann da durch extrem rasch gemacht werden, dass die Schal ter SW1 und SW2 in ihre untere in Fig. 1 dargestellte Stellung gebracht werden.
Wenn die Schalter SWl und SW2 in ihrer unteren Stellung sind, wird die an dem Widerstand R3 auftre tende Spannung an den Kondensator C4 über die Widerstände R5A und R8 und den Schalter TR1 an gelegt.
Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators kann durch Einstellen des Widerstandes R5A einge stellt wenden. Parallel zu -dem Kondensator C4 ist nun ein Schalter TR2 gelegt, der in Sperrzustand ist, wenn der Kondensator ,geladen werden soll, und der in. leitendem Zustand ist, wenn der Kondensator rasch entladen werden soll.
Dieser Schalter hat vor zugsweise die Gestalt eines Transistors mit an ,die Enden des Kondensators C4 angelegtem Emitter und Kollektor. Emitter und Basis des Transistors sind an die Klemmen des Widerstandes R8 bzw. eines Gleichrichters<I>DA</I> angeschlossen. Ein Widerstand R6A ist zwischen Basis und Kollektor des Transi stors einsgeschaltet.
Es sei angenommen, dass eine Ladespannung an dem Widerstand R3 auftritt und dass .der Transistor TR 1 in leitendem Zustand ist. Ein Ladestrom für den Kondensator C4 erzeugt einen Spannungsabfall an dem Widerstand R8, der so gepolt ist, dass die Basis des Transistors TR2 in bezug auf den Transistor- Emitter positiv ist.
Da der Transistor TR2 als PNP- Transistor angenommen ist, hält der Spannungsab fall an dem Widerstand R8 den Transistor in Sperr zustand und den Kondensator kann daher Ladung erhalten.
Wenn der Netzstrom vor Beendigung der Verzö gerungsaktion -des Kondensators C4 unter den Min destauslösewert fällt, beginnt der Kondensator sich über die Widerstände R8 und R6A in Reihe zu entla den. Der Spannungsabfall an dem Widerstand R8 hält nun den Emitter,des Transistors TR2 positiv be züglich der Basis und der Transistor wird infolgedes sen in leitenden Zustand gebracht. Der Transistor überbrückt nun in der Wirkung den Kondensator C4 und sichert eine rasche Entladung oder Rückstellung des Kondensators.
Der Gleichrichter <I>DA</I> verhindert das Auftreten einer hohen Spannung zwischen Emitter und Basis ,des Transistors TR2, während der Kondensator C4 geladen wird.
In Fig. 1 sind zwei Vergleichs- oder Schwellwert- geräte verwendet, um die Einleitung und die Vollen dung des Verzögerungsvorganges zu bestimmen.
Das Vergleichsgerät für die Bestimmung der Einlei tung eines Verzögerungsvorganges spricht auf das Vorhandensein einer Harmonischen in dem Ausgang des Wandlers TI an. Die Zenerdiode D1 ist als Ver gleichsgerät für die Zwecke der Bestimmung der Vollendung des Verzögerungsvorganges verwendet. Diese zwei Vergleichswerte werden durch- ein einziges Gerät in der Abwandlung nach Fig. 2 geliefert.
Fig. 2 zeigt Stromkreise, die dazu bestimmt sind, die durch die unterbrochene Umrahmung in der Fig. 1 umschlossenen Stromkreise zu ersetzen. Es ist zu er sehen, dass der Widerstand R1, der Vollweggleich- richter FWR1 .und der Kondensator C1 zur Erzeu gung der Gleichspannung El verwendet sind, die von dem Netzstrom<I>IL</I> abhängig ist. Für vorliegende Zwecke soll angenommen werden, dass der Schalter SW3 geschlossen ist.
Unter dieser Annahme wird die Gleichspannung El direkt an einen Belastungswider stand R9 und an einen Kreis angelegt, der ein Ver- gleichsgerät D2 und einen Widerstand R10 in Reihe enthält.
Das Vergleichsgerät D2 ist für niedrig angelegte Spannung im Sperrzustand. Wenn die angelegte Spannung einen vorbestimmten Vergleichs- oder Schwellwert erreicht, wird das Gerät D2 leitend und gestattet einen stetigen Stromfluss durch den Wider stand R10. Unter diesen Umständen tritt ein im wesentlichen gleichbleibender Spannungsabfall an dem Gerät D2 auf. Eine Zenerdiode hat Eigenschaf ten dieser Art und soll als Gerät D2 verwendet ange nommen werden.
Die Spannung El wird ebenfalls an den Konden sator C4 in Fig.2 über den Schalter SW3, einen Widerstand R11 und einen Widerstand R12 sowie einen Widerstand RSB, der einen einstellbaren Widerstandswert hat, angelegt. Durch Einstellung des Widerstandes R5B kann,die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C4 einsgestellt werden.
Um den Kondensator C4 zurückzustellen, sind Kollektor und Emitter eines Transistors TR3, ange nommen als von der Type NPN, an die Klemmen des Kondensators C4 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors TR3 ist gleichzeitig an die Transistorba sis über einen Widerstand R13 und einen Gleichrich ter D3 angeschlossen.
Ein Gleichrichter T4 ist zwi- scheu Emitter und Basis des Transistors TR3 ge schaltet, um das Anlegen, .gefährlicher Spannung an die Basis-Emitter-Verbindung .zu verhüten, wenn der Transistor im Sperrzustand ist.
Der Transistor TR3 ist zum Teil durch einen zu sätzlichen Transistor TR4 gesteuert, der ebenfalls als NPN-Type angenommen sei. Der Kollektor des Transistors TR4 ist an den Kollektor des Transistors TR3 über einen Widerstand R13 angeschlossen. Wie dargestellt, ist der Emitter des Transistors TR4 an einem Punkt zwischen den Widerständen R11 und R12 angeschlossen.
Die an dem Widerstand R10 auf tretende Spannung wird an Basis und Emitter des Transistors TR4 über einen Widerstand R14 und den Widerstand R11 angelegt. Die an dem Widerstand R15 auftretende Spannung ist für die Betätigung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR1 der Fig. 1 verwendet.
Der Stromkreis für den, Widerstand R15 kann von einem Punkt zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R10 über einen Gleichrichter D5 und den Widerstand R15 zu einem Punkt zwischen dem Kondensator C4 und dem Widerstand R5B ge führt werden.
Die Wirkung der in Fig.2 dargestellten Anord nung soll nun betrachtet werden. Es sei .angenommen, dass der Selbstschalter CB in geschlossener Stellung ist und dass ein Netzstrom <I>IL</I> fliesst, der unterhalb des Mindestauslösewertes ist. Unter diesen Umstän den reicht die Spannung El nicht aus, um die Zener- diode <I>D2</I> durchzubrechen. Da die Diode<I>D2</I> unter diesen Umständen im wesentlichen kleinen Strom- fluss gestattet, ist der Transistor TR4 im Sperrzu stand.
Es ist zu beachten, dass der Gleichrichter FWR1 einen .Strom .durch den Basis-Emitter-Kreis des Tran sistors TR3 leitet. Dieser Kreis kann von der positi ven Klemme des Gleichrichters FWR1 über den Widerstand R13, die Diode D3, Basis und Emitter des Transistors TR3, ,die Widerstände R5B, R12 und R11 und den Schalter SW3 zu der negativen Klemme des Gleichrichters FWR1 geführt werden.
Der Tran sistor TR3 ist somit in leitendem Zustand und sichert einen entladenen Zustand des Kondensators C4.
Sobald der Netzstrom <I>IL</I> ansteigt, erreicht die Gleichspannung El einen Vergleichs- oder Schwell- wert, der ausreicht, die Zenerdiode D2 durchzubre chen. Strom fliesst nun :durch die Diode D2 und den Widerstand R10.
Die an dem Widerstand R1,0 auftretende Gleich spannung leitet .einen Strom durch den Widerstand R14, Basis und Emitter res Transistors TR4 und den Widerstand R11, um den Transistor TR4 aufzuschal ten. Dies bringt das rechte Ende des Widerstandes R13 im wesentlichen auf das negative Potential des Gleichrichters FWR1 und der Transistor TR3 ist nun in Sperrzustand. Infolgedessen beginnt nun der Kon densator C4 sich aufzuladen.
Es sei wiederholt, dass eine im wesentlichen kon stante Gleichspannung an der Diode D2 infolge ihres Durchbruchs auftritt. Während,des .Anfangszustandes der Ladung des Kondensators C4 ist die rechte Klemme der Diode D5 positiver als die linke Klemme. Infolgedessen sperrt der Gleichrichter einen Stromfluss durch den Widerstand R15. Während der Kondensator C4 sich auflädt, wird seine untere Klemme zunehmend negativ. Wenn die Spannung an dem Kondensator C4 über die Spannung an der Diode D2 ansteigt, fliesst ein, Strom durch den Gleichrichter D5 und den Widerstand R15.
Der sich ergebende Spannungsabfall an dem Widerstand R15 schaltet den gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR3 der Fig. 1 auf, um -den Selbstschalter CB auszulösen. Somit hat der Spannungsabfall an der Diode D2 als zweiter Vergleichs- oder Schwellwert gedient, mit dem der Verzögerungsvorgang vollendet wird.
Es ist zu beachten, .dass der Schalter SW3 parallel zu einer Diode D6 geschaltet ist, die von einer Type sein kann, die eine konstante Spannung nach ihrem Durchbruch aufrechterhält. Die Diode D6 kann da her .eine Zenerdiode sein. Falls der Schalter SW3 ge öffnet ist, wird die Diode D6 wirksam. und sperrt den Stromfluss, bis die an die Diode angelegte Spannung ausreichend wird, um einen Durchbruch :der Diode zu bewirken. Danach wird der Spannungsabfall an der Diode von der Gleichspannung El abgezogen.
Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig.2 bei geöffnetem Schalter SW3 kann durch Betrach tung der Fig. 3 besser verstanden werden. In Fig. 3 stellen Ordinaten Spannungswerte und Abszissen Werte des Netzstromes<I>IL</I> dar. Falls der Wandler T1 Sättigungscharakteristik hat, möge die Spannung El einen Verlauf ähnlich dem durch die Kurve El in Fig. 3 dargestellten haben.
Wenn der Spannungsab fall an der Diode D6 von der Spannjung El abgezo gen wird, möge die Spannung E3, die an der Diode D2 und dem Widerstand R10 in Reihe auftritt, einen Verlauf ähnlich wie durch die Kurve E3 dargestellt haben.
Wenn der Netzstrom<I>IL</I> auf Null ansteigt, steigt die Spannung El entlang der Kurve E1 bis ein Wert des Netzstromes<I>1D6</I> erreicht ist. Dieser Stromwert ist ausreichend, um eine Spannung E3 zu erzeugen, welche die Zenerdiode D2 durchbricht, um einen Ladevorgang des Kondensators C4 in der vorbe- schriebenen Weise einzuleiten.
Die gekröpfte Charakteristik der Kurve E3 in Fig.3 ist für eine Anzahl von Relaisanwendungen wünschenswert. Sie wird in einfacher Weise durch Zufügung ,der Zenerdiode D6 erreicht.
In der Anordnung nach Fig.4 wird der Selbst schalter C5 wieder zum Zweck der Aufteilung der Netzleiter L1 und L2 verwendet. Die Auslösung des Selbstschalters wird durch Aufschaltung oder Zün dung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR1 bewirkt, wodurch ein Stromfluss von der Batterie<I>BA</I> zu der Auslösespule TC über den .gesteuerten Gleich richter und den Schalter CB1 geleitet wird.
Eine Gleichspannung El wird an dem Kondensa tor Cl und dem Widerstand R9 angelegt. Diese Gleichspannung kann von dem Netzstrom <I>IL</I> in der vorb:eschriebenen Weise abgeleitet werden. In Fig. 4 ist jedoch eine abgewandelte Art der Ableitung der Spannung El gezeigt.
In Fig.4 wird der Stromwandler CT wieder in Abhängigkeit von dem Netzstrom <I>IL</I> erregt und seine Sekundärwicklung ist an die regelbar ange zapfte Primärwicklung ,des Wandlers T2 angeschlos sen. Dieser Wandler hat eine in der Mitte angezapfte Sekundärwicklung, -deren Mittelanzapfung an die negative Klemme N des Kondensators Cl ange schlossen ist.
Die zwei Endklemmen der Sekundär wicklung des Wandlers T2 sind je über Halbweg gleichrichter D8 und D9 an die positive Klemme P des Kondensators Cl angeschlossen.. Die Gleichrich ter D8 und D9 sind so gepolt, um einen Stromfluss von den Endklemmen der Sekundärwicklung zu der positiven Klemme P zu leiten.
Der Regelwiderstand R1 ist parallel zu den Enden .der Sekundärwicklung gelegt und kann .eingestellt werden, um den Wert des Netzstromes<I>IL</I> zu steuern, bei dem Sättigung des Eisenkerns des Wandlers :eintritt.
Die Spannung El wird für die Ladung des Kon- densators C4 verwendet. Der Kondensator wird wie der durch den Emitter-Kollektor-Kreis des Transi stors TR3 zurückgestellt. Die Steuerjung dieses Tran sistors in Fig. 4 weicht jedoch etwas von der vorste hend geschilderten Steuerung ab.
Die Steuerung :des Transistors TR3 wird durch einen gegensinnigen Übertrager M mit einer Primär- wicIdung und einer Sekundärwicklung bewirkt. Der Übertrager kann mit .einem Eisenkern versehen sein, der einen Luftspalt hat, um eine Sättigung des Kerns innerhalb des Wirkungshereiches des Übertragers zu verhindern.
Bei Betrachtung der Fig. 4 ist zu beachten, dass die Spannung El an den Kondensator C4 über einen Stromkreis angelegt ist, der von der positiven Klemme P über den Regelwiderstand R5, die Primär wicklung des Übertragers M und den Kondensator C4 zu der negativen Klemme N geführt sein kann. Die Spannung an dem Kondensator C4 ist an Gitter und Kathode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR1 über die Primärwicklung des gegensinnigen Übertragers und ein Vergleichs- oder Schwellwertge- rät D11 angelegt.
Die Sekundärwicklung des über tragers M ist parallel zu Basis und Emitter des Tran sistors TR3 geschaltet, um den Transistor auf- und zuzuschalten.
Das Vergleichsgerät D11 sperrt vorzugsweise den Stromfluss hierdurch, bis die Spannung daran einen vorbestimmten Durchbruchswert überschreitet. Das Gerät bleibt daraufhin mit einem geringen Wert der angelegten Spannung aufgeschaltet,
bis der durch- fliessende Strom unter einen geringen Haltewert sinkt. Ein derartiges Gerät wird als Vier-Lagen- Diode oder Schaltdiode bezeichnet und ist auch un ter dem Handelsnamen Dynistor erhältlich, wie auf Seite 62 und 63 von Electrons vom 27. Februar 1959, herausgegeben von McGraw-Hidl Company, New York, beschrieben.
Um die Wirkung des in Fig. 4 gezeigten Systems zu beschreiben, soll angenommen werden, dass der Selbstschalter CB geschlossen ist und dass ein kon stanter Wert des Netzstromes<I>IL</I> fliesst, der unter halb des Wertes liegt, bei dem Auslösung gewünscht wird. Wegen der Spannjung E1 an den Klemmen P und N ist der Kondensator C4 ,geladen.. Die Span nung an dem Kondensator C4 ist jedoch nicht ausrei chend, um die Diode D11 :durchzubrechen..
Weiter soll angenommen werden, dass ein Fehler auftritt, der ein Ansteigen :des Netzstromes bis zu einem für die Auslösung,des Selbstschalters CB aus reichenden Wert zur Folge hat. Wenn ,der Netzstrom <I>IL</I> steigt, steigt die Spannung E1 ebenfalls. Infolge dessen fliesst ein Strom durch den Widerstand R5 und die Primärwicklung .des gegensinnigen übertra- gers M zum Zwecke :der Steigerung der Ladung des Kondensators C4.
Die Steigerung des Stromflusses durch die Primärwicklung ;des Übertragers induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung des übertra- gers, die :geeignet gepolt ist, um einen Strom durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR3 zu trei ben. Da :der Transistor TR3 nun in leitendem Zu stand ist, überbrückt er wirkungsvoll den Kondensa tor C4 und entlädt rasch den Kondensator.
In äusserst kurzer Zeit erreicht .der Strom durch die Primärwicklung des Übertragers M einen ständi gen Wert und die in der Sekundärwicklung des üb:er- tragers induzierte Spannung fällt .auf Null. Das schal tet den Transistor, aus und :der Kondensator C4 be ginnt zum Zweck einer Messung eines Zeitintervalls aufzuladen.
Die Spannung an dem Kondensator C4 fährt fort zu steigen, :bis sie .einen für den Durchbruch der Diode Dll ausreichenden Wert erreicht. Der Kon densator liefert nun Strom :durch :die Primärwicklung -des Übertrages M und die Diode D11 zu dem G.itter- kathodenkreis des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR1. Der gesteuerte Silizium-Gleichricbter zündet nun, um den Selbstschalter CB auszulösen.
Wenn die Diode D11 durchbricht, induziert der von dem Kon densator C4 durch die Primärwicklung :des übertra- gers M .geleitete Strom eine Spannung in. der Sekun därwicklung des Übertragers, die geeignet gepolt ist, um den Transistor TR3 im Sperrzustand zu halten.
Aus der vorstehenden Erläuterung ist klar, dass der gegensinnige Übertrager M durch den Transistor TR3 wirkt, um dem Kondensator C4; unmittelbar bevor er beginnt, ein Zeitintervall zu messen, zu ent laden oder zurückzustellen.
In der Anordnung nach Fig. 1 wurde eine bei Sät tigung des Wandlers T1 erzeugte Harmonische, wie z. B. die dritte Harmonische, für die Zwecke der Ein leitung eines Verzögerungsvorganges verwendet. Bei der Anordnung nach Fig. 2 wurde ein Vergleichs- oder Schwellwertgerät in der Form der Zenerdiode D2 für die Einleitung des Verzögerungsvorganges verwendet. In der Anordnung nach Fig. 4 wurde ein Wechsel in der Grösse des.
Netzstromes für die Ein leitung eines Verzögerungsvorganges verwendet. In der Anmeldung nach Fig. 5 wurde ein harmonischer Ausgang eines Sättigungswandlers T3 als Energie quelle für die Ladung eines Kondensators verwendet, der für den Verzögerungsvorgang verwendet wird. Das Vorhandensein der harmonischen Ausgangsspan nung ist daher ausreichend für die Einleitung eines Verzögerungsvorganges.
In den Ausführungen der Fig. 1 und 4 wurde ein Vergleichs- oder Schwellwertgerät verwendet, um die Beendigung eines Verzögerungsvorganges zu bestim men. Dies war auf den Durchbruch einer Anordnung gegründet, die die Gestalt einer Zenerdiode anneh men .kann. In Fig. 2 wurde der Spannungsabfall an einem Vergleichsgerät, wie einer Zenerdiode D2, für die Bestimmung der Vollendung :eines Verzögerungs vorganges verwendet. In Fig. 5 .ist :die Grösse einer Komponente der Abgahe des Wandlers T3, z.
B. der Grundkomponente, als Vergleichswert für die Zwecke der Bestimmung der Vollendung einer Zeit verzögerung verwendet.
In Fig. 5 wird der Selbstschalter CB wiederum für die Auftrennung der Netzleiter L1 und L2 verwendet. Der gesteuerte Silizium-,Gleichrichter SCR1 ist für die Vollendung .eines Auslösekreises für die Auslöse spule TC über -den Schalter CB1 dargestellt.
Die Sekundärwicklung des Stromwandlers CT ist für die Erregung der angezapften .Primärwicklung eines Wandlers T3 verwendet. Die Amperewindun gen dieser Wicklung können durch Betätigung der einstellbaren Anzapfungeingestellt werden. Wenn auch die Sekundärwicklung des Wandlers T3 auf dein gleichen Schenkel wie die Primärwicklung angeord net sein kann, wird vorzugsweise die Sekundärwick lung - wie dargestellt - auf einem ,besonderen Schenkel aufgebracht. Dies vermindert die Luftkopp lung zwischen Primär- und Sekundärwicklung.
Wenn auch der Sättigungseisenkern des Wandlers T3 nicht aus Rechteck-Hysteresis-Werkstoff gebildet zu sein .braucht, :ist es nützlich, anzunehmen, dass ein solcher Rechteckschle.ifenwerkstoff verwendet ist, um die Wirkungsweise der Fig. 5 zu erläutern.
Es sei angenommen, ass die maximalen Grössen des Flusses in dem Magnetkern für jede Polarität etwas geringer sind, als die für die Sättigung des Magnetkernes erforderlichen Werte. Unter diesen Umständen wird bei einem sinusförmigen Eingang der Primärwicklung eine Sinusspannung an dem ein stellbaren Belastungswiderstand R1 erzeugt. Dieser Widerstand kann für die Einstellung des Sättigungs punktes des Wandlers eingestellt werden und bildet gleichzeitig .einen Pfad für Harmonische, die nicht für Steuerungszwecke verwendet werden.
In F:ig. 6 stellen die Kurven Grund- und harmoni sche Spannungen dar, die an dem Widerstand R1 auftreten. Ordinaten bedeuten Durchschnittswerte der Sekundärspannung und die Abszissen stellen Werte des Netzstromes<I>IL</I> dar.
Es ist zu beachten, dass der Magnetkern bei einem Wert<I>IS</I> des Netzstromes zu sättigen beginnt. Die Sättigung begrenzt rasch die Zunahme der Sekundärspannung relativ zum Netzstrom der durch die Kurve EF dargestellten Grundfrequenz. Es sei wiederholt, dass die Grundfrequenz als 60 Hz ange nommen wurde.
Wenn der Eisenkern sättigt, treten Harmonische in dem Ausgang der Sekundärwicklung auf und eine dieser Harmonischen, angenommen die dritte Har monische, ist durch die Kurve<B>EH</B> dargestellt.
In Fig. 6 gibt die Kurve EFl die Kurve EF in einem anderen Massstab der Sekundärspannung wie der. Wie später erläutert werden soll, wird die Kurve EFl als Vergleichs- oder Schwellwert für die Bestim mung der Vollendung eines Verzögerungsvorganges venwendet.
Die Kurve EHl in Fig. 6 stellt eine Wiederholung der Kurve<I>EH</I> unter Verwendung des für die Kurve EFl verwendeten Masstabs dar. Es sei angenommen, dass jeder Ordinatenwert der Kurve EHl den 3,5fachen Wert der entsprechenden Ordinate der Kurve<I>EH</I> hat. Jedes andere Vielfache der Kurve<I>EH</I> kann - falls gewünscht - verwendet werden.
Die an dem Widerstand R1 auftretende Spannung wird zwei Reihenresonanzkreisen zugeführt. Ein Kreis enthält den Kondensator<I>CH</I> und die Primär wicklung des gegensinnigen übertragers MH. Der Kondensator<I>CH</I> und de durch die Primärwicklung des übertragers MH eingeführte Induktanz sind ab gestimmt, um auf die gewünschte harmonische Fre quenz, für vorliegende Zwecke angenommen als die dritte harmonische Frequenz, in Resonanz zu kom men.
Der Kondensator CF und die durch die Primär wicklung des gegensinnigen Übertragers MF einge führte Induktanz sind bemessen, um auf die Grund frequenz, die als 60,Hz angenommen ist, in Resonanz zu kommen. Die beiden Resonanzkreise sind also verwendet, um die Harmonischen und die Grundfre quenz auszusieben.
Eine von der Sekundärwicklung des übertragers MH abgenommen Gleichspannung ist an einen Kondensator C8 und einen Belastungswiderstand R21 angelegt. Zu diesem Zweck ist eine Mittelanzap- fung der Sekundärwicklung des Übertragers MH an die negative Klemme des Kondensators C8 ange schlossen. Die Enden der Sekundärwicklung sind an die positive Klemme des Kondensators C8 je über Halbweggleichrichter D13 und D14 angeschlossen.
Diese beiden Gleichrichter sind so gepolt, dass sie einen Strom von der jeweiligen Endklemme der Sekundärwicklung zu der positiven Klemme<I>PH</I> des Kondensators C8 leiten.
Die an dem Kondensator C8 auftretende Span nung VH1 ist für die Ladung des Kondensators C4 über den Regelwiderstand R5A und den festen Widerstand R8 verwendet. Die Entladung des Kon densators C4 wird durch den Transistor TR2 in glei cher Weise, wie in bezug auf Fig. 1 erläutert, bewirkt.
Eine Gleichspannung VFl an dem .Kondensator C9 stammt von der Sekundärwicklung des gegensin nigen übertragers MF. Zu diesem Zweck ist eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des übertra- gers 1MF an die negative Klemme des Kondensators C9 angeschlossen.
Die beiden Endklemmen der Sekundärwicklung sind über je einem Halbweg- gleichrichter D15 unf D17 an die positive Klemme PF des Kondensators angeschlossen. Die Gleichrich ter sind so gepolt, dass sie einen Strom von der je weiligen Endklemme in Richtung auf die positive Klemme PF leiten. Ein Belastungswiderstand R23 ist parallel zu den Klemmen <I>PF</I> und<I>N</I> gelegt, um durch die Spannung VFl erregt zu werden.
Ein Teil des Spannungsabfalls an dem Wider stand R23 wird als Vergleichs- oder Schwellwert für die Bestimmung der Vollendung eines Verzögerungs- vorganges verwendet. Diese Spannung tritt zwischen der Anzapfung R23A und der negativen Klemme N auf und entspricht der Wechselspannung EFl nach Fig. 6.
Es ist zu beachten, dass die Differenz zwischen der an der Anzapfung R23A und der negativen Klemme N auftretenden Spannung und der Spannung an dem Kondensator C4 an Basis und Emitter des Transistors TR8 angelegt wird.
So lange ,die Span nung an dem Kondensator C4 die kleinere der beiden Spannungen ist, ist der Transistor TR8 im Sperrzu- stand. Der Transistor ist :als NPN-Type angenom- men. Wenn die Spannung an dem Kondensator C4 jedoch die grössere der beiden Spannungen wird, fliesst ein Strom in den Basis-Emitter-Kreis des Transistors, um den Transistor aufzuschalten.
Dies leitet einen Auslösevorgang auf dem Selbstschalter CB iu jeder gewünschten Art ein.
In der besonderen Anordnung nach Fig. 5 fliesst, wenn der Transistor TR8 aufgeschaltet wird, ein Strom von der positiven Klemme PF durch einen Widerstand R25, einen Widerstand R27, den Kollek- tor-Emitter-Kreis des Transistors TR8 und den un teren Teil des Widerstandes R23 zu der negativen Klemme N.
Der Spannungsabfall an dem Widerstand R25 ist in richtiger Richtung, um einen Transistor TR9 aufzuschalten, welcher als PNP-Type angenom men sei. Infolgedessen fliesst nun ein .Strom von der positiven Klemme PF durch den Kollektor-Emitter- Kreis des Transistors TR9 und den. Widerstand R29 zu der negativen Klemme N.
Der Spannungsabfall an dem Widerstand R29 ist Über den Gleichrichter<B>D18</B> an einen Widerstand R30 angelegt und ,zugleich an den Basis-.Emitter- Kreis eines Transistors TR10 über einen Widerstand R31.
Der Transistor TR10 sei als NPN-Type ange nommen. Ein Strom fliesst nun von der positiven ,Klemme der Batterie<I>BA</I> durch den Widerstand R33, den B.asis-Emitter-Kreis des Transistors TR10, den Widerstand R31, die Auslösespule TC und den Schalter CB zu der negativen Klemme -der Batterie <I>BA.</I> Dieser Strom reicht jedoch nicht aus, um die Auslösespulle TC für die Auslösung des Selbstschal ters CB zu betätigen.
Der Spannungsabfall an ,dem Widerstand R33 ist über einen Widerstand R34 an den Basis-Emitter- Kreis eines Transistors TR11 angelegt, der als<I>PNP-</I> Type angenommen sei.
Dieser Transistor schaltet nun auf und ein Strom fliesst von der positiven Klemme der Batterie<I>BA</I> durch den Emitter-Kollek- tor-Kreis des Transistors TR11, den Widerstand R35, die Auslösespule TC und den Schalter CBl <I>zu</I> der negativen Klemme der Batterie BA.
Es sei ange nommen., dass dieser Strom nicht ausreicht, die Aus lösespule TC zum Zweck der Auslösung des Selbst schalters CB zu betätigen.
Der Spannungsabfall an dem Widerstand R35 ist an Gitter und Kathode des gesteuerten Silizium- Gleichrichters SCRI angelegt. Dieser gesteuerte Gleichrichter bewirkt nun die Auslösung des Selbst schalters CB in der vorstehend geschilderten Weise.
Die Transistoren TR9, TR10 und TR11 können durch jede übliche Verstärkeranordnung ersetzt wer den, die geeignet ist, den Ausgang des Transistors TR8 zu verstärken, um die Wirkung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR1 ausreichend zusichern.
Aus dieser kurzen Betrachtung der Fig. 5 ist klar, dass die Einleitung und Vollendung ,des Verzöge rungsvorganges völlig durch die Kurven EHl und EFl bestimmt sind. Keine zusätzlichen Vergleichs- oder Schwellwertgeräte werden für diese Bestimmung benötigt. Eine Auslösung kann nicht unterhalb des.
Wertes<I>IS</I> ,des Netzstromes erfolgen, bei dem die Sät tigung des Eisenkerns des Wandlers T3 auftritt, um den harmonischen Ausgang - dargestellt durch die Kurve EHl - zu erzeugen. Der Mindestauslösewert des Netzstromes ist der durch den Schnitt der Kurven EHl und EFl :dargestellte Wert. Infolge des steilen Anstieges der Kurve EHl liegt dieser Wert nur wenig über dem Wert IS, bei dem die Sättigung -des Eisen kerns des Wandlers T3 beginnet.
Es ist zu beachten, dass die durch die Kurve EF1 dargestellte Vergleichsspannung über den Wirkungs bereich des Systems nicht völlig konstant ist. Für jeden Wert dies Netzstromes ist jedoch ein bestimmter ,Spannungswert durch die Kurve EFl dargestellt, der für Vergleichszwecke geeignet ist.
Die durch die Kurve EH1 dargestellte Spannung und die Differenz zwischen den Kurven EHl und EFl steigt merklich, wenn der Netzstrom über den dem Schnitt der Kurven entsprechenden Wert an steigt. Die Relaisanordnung nach Fig. 5 ergibt somit die für Relaiszwecke gewünschte Invertzeitcharakte- ristik.
In den Anordnungen, soweit sie beschrieben wur den, ist die für die Ladung des Verzögerungskonden- sators verwendete Spannung eine veränderliche Spannung, die ansteigt, wenn der Netzstrom über einen bestimmten Arbeitsbereich des Systems an steigt. In der Anordnung nach Fig. 8 wird der Kon densator mit Hilfe einer Spannung geladen; die über den ersten Teil des Wirkungsbereiches des Systems verhältnismässig konstant ist.
Die Spannung an dem Kondensator wird mit einer Vergleichs- oder Schwellwertspannung verglichen, die abnimmt, wenn der Netzstrom über einen bestimmten Arbeitsbereich des Systems ansteigt. Das gewünschte Verhältnis der Spannung ist :graphisch in Fig. 7 dargestellt, in der Ordinaten Durchschnittswerte der Sekundärspannung und Abszissen Werte des Netzstromes bedeuten.
In Fig. 7 ist die Kurve EF der Fig. 6 wiedergege ben. Diese Kurve hat einen wesentlichen Teil, der über einen wesentlichen Bereich des Netzstromes konstant ist. Die Ausdehnung des Knieteiles der Kurve kann wesentlich durch Auswahl eines Werk stoffes mit weitgehend rechteckiger Hysteresis- Schleife für den Kern des Wandlers T3 begrenzt werden.
Wenn eine Spannung entsprechend der durch die Kurve EF dargestellten für die Zwecke der Ladung des Verzögerungskondensators verwendet wird, ist daher die Ladlespannung im wesentlichen über einen wesentlichen Änderungsbereich des Netz stromes konstant.
In Fig. 7 stellt die Kurve ED1 die Differenz zwi schen den Kurven EF und,<I>EH</I> der Fig. 6 dar. Falls durch die Kurve ED1 ähnliche Spannungen als Ver gleichs- oder Schwellwertspannungen für die Bestim mung der Beendigung eines Verzögerungsvorganges des Verzögerungskondensators verwendet werden, wird eine .geeignete Invertzeitcharakteristik erhalten.
Andere Verläufe der Vergleichsspannung können leicht erhalten werden. So stellt in Fig. 7 die Kurve ED2 die Differenz zwischen den durch die Kurve EF der Fig. 6 und der Hälfte der durch die Kurve<I>EH</I> in Fig. 6 dargestellten Spannungen dar.
Die in Fig. 8 dargestellten Kreise sind bestimmt, ,die Kreise der Fig. 5 zu ersetzen die durch gebro chene Linien umschlossen sind. Es sei für vorlie gende Zwecke angenommen, dass die Spannung VEl an dem Widerstand R23 in Fig. 8 der Spannung EF der Fig. 6 entspricht, und dass die Spannung VH,
die an dem Widerstand R21 der Fzg. 8 auftritt, der Span nung<I>EH</I> :der Fig. 6 entspricht.
Der Verzögerungskondensator C4, der Entlade transistor TR3 und der Ladewiderstand R5B der Fig. 2 sind. in Fig. 8 wiederholt. Die Steuerung des Transistors TR3 weicht jedoch in dem System nach Fig. 8 etwas ab.
Wenn der Netzstrom, unterhalb des Wertes bleibt, bei dem der Selbstschalter CB auszulösen bestimmt ,ist, wird, ein Strom von der positiven Klemme PF :durch den Widerstand R41, den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR3 und den Widerstand R5B zu .der negativen Klemme N geführt. Dieser Strom bringt den Transistor TR3 in leitenden Zustand und der Kondensator C4 wird daher entladen.
Wenn der Netzstrom über :den Wert IS in Fig. 7 in den .Auslösebereich des Selbstschalters ansteigt, wird der Wandler T3 gesättigt und erzeugt einen har monischen Ausgang, -der seinerseits das Vorhanden sein einer bestimmten Spannung VH an dem Wider stand R21 zur Folge hat.
Ein Teil dieser Spannung wird verwendet, um den NPN-Transistor TR 15 durch ;einen Stromkreis auszuschalten:
, -der von der einstellbaren Anzapfung des Widerstandes R21 durch den Basis,Emitter-iKreis des Transistors TR15, .den Schalter SW5 (für vorliegenden Fall als geschlös- sei angenommen) und einen unteren Teil dies Wider standes R23 zu der negativen .Klemme N geführt werden kann.
Da der Transistor TR15 nun in, leiten dem Zustand ist, fliesst ein Strom von der positiven Klemme PF durch den Widerstand R41, den Kollek- tor-#Emitter-Kreis,des Transistors TR15, den Schalter SW5 und den unteren Teil des Widerstandes R23 zu der negativen Klemme N.
Es sei angenommen, dass der untere Teil des Widerstandes R23 einen wesent lich höheren Widerstandswert hat als der Widerstand R5B. Er bewirkt, dass die Spannung en -Basis-Emitter des Transistors TR3 ausreichend herabgedfckt wird, um den Transistor auszuschalten. Der Kondensator C4 beginnt nun,
über den Widerstand R5B in über einstimmung mit der Spannung VFl an den Wider stand R23 zu laden.
Der erhöhte Strom durch den unteren Teil des Widerstandes R23 kann im wesentlichen durch öff- nung des Schalters SW5 ausgeschaltet werden.
Das Öffnen des Schalters SW5 legt den Basis- Emitter-Kreis eines Transistors TR16 in Reihe mit dem Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR15. Der Transistor REl6 ist als PNP-Type dargestellt. Da die Basis-Emitter-Kreise der beiden Transistoren in Reihe geschaltet sind, schalten die beiden Transisto ren zu gleicher Zeit,auf.
Wenn die Spannung an dem unteren Teil eines Widerstandes R21 die an dem oberen Teil des Widerstandes<B>R23</B> übersteigt, fliesst ein Strom von der Anzapfung des Widerstandes R21 durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR15, den Emit- ter-Basis-Kreis des Transistors TR16 und den un teren Teil des Widerstandes R23 zu der negativen Klemme N.
Durch Aufschalten erzeugen die beiden Transistoren einen Strompfad von der positiven Klemme PF durch den Widerstand R4,1, den Kollek- tor4Emitter-Kreis des Transistors TR15, den Emit- ter-Kollektor-Kreis des Transistors TR16 und den Widerstand R43 zu der .negativen Klemme N.
Da der Widerstand R43 einen geringen Widerstandswert im Vergleich zu dem Widerstand R5B hab, schaltet der Transistor TR3 nun aus, um die Ladung dies Kon densators C4 in der vorbeschriebenen Weise zu ge statten.
Wenn der Kondensator C4 lädt, vergleicht der Transistor TR9 die Spannung an dem Kondensator mit der Differenz zwischen den Spannungen VFl und VH. Mit anderen Worten, die Spannung an dem Kondensator C4 wird mit einer die Kurve ED1 der Fig. 7 entsprechenden Spannung verglichen.
Da die Spannung VFl grösser ist .als die Span nung VH dreht die Differenz zwischen diesen Span nungen den Transistor TR9 in seinen Sperrzustand.
Der Steuerkreis für den Transistor TR9 kann von der positiven Klemme PF durch den Kondensator C4, den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR9, einen Widerstand R45 und den Widerstand R21 zu der negativen Klemme N geführt werden.
Wenn die Spannung an dem Kondensator C4 an- steigt, erreicht sie endlich einen Schwell- oder Ver- gleichswert, bei der sie die Differenz zwischen den Spannungen VFl und VH erreicht.
Jede folgende Zunahme der Spannung an dem Kondensator C4 er zeugt einen Stromfluss durch den Emitter-Biasis-Kreis des Transistors TR9, um den Transistor aufzUschal- ten. Die Aufschaltung des Transistors löst den Selbstschalter CB in der in bezug auf die Fig. 5 erläu terten Weise aus.
. In Fig.8 wird der Kondensator C4 somit von einer Quelle geladen, die eine Spannung VFl hat, die über einen wesentlichen Bereich im wesentlichen konstant ist. Die Spannung .an dem .Kondensator wird. mit einer Spannung, entsprechend der durch die Kurve ED <I>1</I> in Fig. 7 dargestellten, verglichen, die abnimmt, wenn,der Netzstrom steigt. Das ergibt eine Inverzeitcharakteristik der Relaisanordnung.
Obzwar die Erfindung in bezug auf bestimmte Ausführungen beschrieben wurde, sind zahlreiche in Geist und Umfang der Erfindung fallende Änderun gen möglich.