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Transistor-Schaltverstärker für sich selbst steuernde Uhrenantriebe Transistoren und insbesondere Flächentransistoren werden wegen ihrer günstigen Eigenschaften in zunehmendem Masse in Schaltverstärkern verwendet. So lassen sie sich mit Vorteil in elektrischen Impuls- bzw. Schwingungsgeneratoren oder auch in Verbindung mit rotierenden oder schwingenden mechanischen Systemen als aktive Verstärkerelemente zur Unterhaltung einer Schwing- oder Drehbewegung verwenden. Sie werden unter anderem auch als Schaltverstärker in zeithaltenden Anlagen benutzt.
So ist es beispielsweise bekannt, zur Unterhaltung einer mechanischen Schwing- oder Drehbewegung eine Transistorschaltung vorzusehen, bei der zwischen der Basis und dem Emitter eine Steuerwicklung und zwischen dem Kollektor und dem Emitter eine Arbeitswicklung vorgesehen ist und bei der lediglich in Serie zu der Arbeitswicklung eine Gleichspannungsquelle, insbesondere in Form einer Trockenbatterie liegt. Ein in der Steuerwicklung erzeugter Spannungsimpuls ruft hierbei in der Arbeitswicklung einen verstärkten Impuls hervor, der zur Aufrechterhaltung der Schwingoder Drehbewegung benutzt werden kann. Ein solches System kann entweder direkt auf das zeithaltende Glied, z.
B. ein Pendel oder eine Unruh, einwirken, es kann aber auch das Antriebssystem eines periodisch oder dauernd umlaufenden Motors bilden, der beispielsweise über eine Pufferfeder zum Antrieb einer Uhr benutzt wird.
In allen diesen Fällen liegt die Aufgabe vor, mit Hilfe einer Trockenbatterie, insbesondere einer Monozelle, eine Uhr über einen längeren Zeitraum anzutreiben, wobei der Strom in der Arbeitswicklung so konstant wie möglich gehalten werden soll. Diese Forderung lässt sich mit den heute bekannten Transistorschaltungen auf einfache Weise nicht erfüllen. Die Ursache hierfür liegt vor allem darin, dass bei den be- kannten mit einem Transistor bestückten Schaltverstärkern der Emitter- bzw. Kollektorstrom in hohem Masse von der angelegten Spannung und von der Temperatur am Transistor abhängig ist. Die Betriebsspannung einer Trockenbatterie beträgt, solange sie frisch äst, etwa 1,7 Volt und sinkt mit zunehmender Erschöpfung und Alterung bei noch ausreichender Stromlieferung bis auf etwa 0,8 Volt ab.
Auch in einem Wohnraum ändert sich die Temperatur etwa zwischen 10 bis 30 C. Die durch diese Einflüsse hervorgerufene Änderung des Emitter- oder Kollektor- stromes des Transistors bedingen Änderungen in der Antriebsleistung, welche die Zeitkonstanz dieser Anlagen beeinträchtigen und mehr und mehr oder weniger teuere und komplizierte Kompensationseinrichtungen erforderlich machen.
Bei einem Transistorschaltverstärker der oben beschriebenen Art ist es bereits bekannt, parallel zu der Eingangsimpedanz sogenannte NTC-Widerstände zu schalten, die die Eigenschaft haben, ihren Widerstand mit wachsender Temperatur zu verringern. Auch hat man in Serie zu einem oder mehreren dieser NTC- Widerstände bereits eine Diode geschaltet.
Die Temperaturkompensation durch diese NTC-Widcrstände ist jedoch nur unzureichend und der Einfluss der hierzu in Serie geschalt--ten Diode vernachlässigbar klein. Die vorgeschlagene Massnahme hat weiterhin keinerlei Einfluss auf die Wirkung der im Laufe der Zeit abnehmenden Betriebsspannung. Es müssen also auch hier noch zusätzliche Massnahmen an der Uhr getroffen werden, um den schädlichen Einfluss des Absinkens der Betriebsspannung zu kompensieren.
Es ist ferner ein Transistorschaltverstärker für Uhrenantriebe bekanntgeworden, bei dem zur Erzeugung der Basisvorspannung.ein besonderer Basisspannungsteiler vorgesehen ist, dessen einer Widerstand
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von der Emitter-Kollektor-Strecke eines Regeltransistors gebildet wird. Der Regeltransistor wird vom Emitterpotential gesteuert und verändert bei schwankendem Arbeitsstrom das Teilungsverhältnis des Span- nungsteilers im Sinne einer Konstanthaltung des Arbeitsstromes. Der Wirkungsgrad des bekannten Schaltverstärkers ist jedoch schlecht, da er mit einer Reihe von ohmschen Widerständen bestückt ist.
Auch die Regelsteilheit, d.h. das Verhältnis von Kollektorstrom- änderung zu Speisespannungsänderung ist nur gering, da der Regeltransistor nicht direkt mit der Basis des Arbeitstransistors verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transistorschaltverstärker für sich selbst steuernde Uhrenantriebe, bei dem im Arbeitsstromkreis des Verstärkers eine nicht konstante Gleichspannungsquelle, insbesondere eine Trockenbatterie, ab Energiequelle vorgesehen ist, bei dem zwischen Basis und Emitter eine Steuerwicklung angeordnet äst und bei dem die im Arbeitsstromkreis erzeugten Schaltimpulse zum Antrieb eines mechanisch schwingenden oder rotierenden Systems dienen, durch dessen Bewegung dem Transistor periodisch Steuerimpulse zugeführt werden.
Zur Vermeidung der geschilderten Nachteile wird nach der Erfindung vorgeschlagen, in den Arbeitsstromkreis einen relativ niederohmigen Span- nungsteiler einzuschalten und einen nichtlinearen Widerstand mit exponentiell verlaufender Strom-Span- nungs-Charakteristik zwischen einem Punkt des Span- nungsteilers und der Basis des Transistors einzuschalten, der oberhalb einer bestimmten Klemmenspannung und damit oberhalb einer vorgegebenen unteren Grenzspannung für die Gleicbspannungsquelle einen relativ niederohmigen Nebenschluss zur Basis-Emitter- Diode bzw. zur Kollektor-Basis-Diode des Transistors und dem damit in Serie liegenden Teilwiderstand des Spannungsteilers bildet.
Der nichtlineare Widerstand kann hierbei aus einer Halbleiterdiode mit ausgeprägtem Knick in der Strom- Spannungs-Kennlinie bestehen, die gleichsinnig zur Emitter-Basis-Strecke des Transistors gepolt mit der Basis des Transistors und einer Anzapfung des Span- nungsteilers verbunden ist.
Arbeitet der Transistorverstärker in Emitterschaltung, so kann in der Emitterzuleitung des Transistors ein Widerstand vorgesehen sein, an dem die Diode an geeigneter Stelle angeschlossen ist. Dieser Widerstand kann jedoch eingespart werden, wenn die im Kollektorkreis des Transistors vorgesehene Arbeitswicklung selbst als Spannungsteiler ausgebildet wird, derart, dass die Diode an eine Anzapfung der Arbeitswicklung angeschlossen wird.
Eine besonders günstige Schaltung mit hohem Wirkungsgrad ergibt sich, wenn die Arbeitswicklung des Schaltverstärkers ganz oder zu einem überwiegenden Teil in der Emitterzuleitung liegt und hierbei auch den Spannungsteiler zum Anschluss der Diode bildet.
Hierbei ist es günstig, die Impedanz der Steuerwicklung grösser als die der Arbeitswicklung vorzusehen und auch den ohmschen Widerstand der Steuer- wicklung grösser als den des Spannungsteilers bzw. der als Spannungskeiler ausgebildeten Arbeitswicklung zu machen.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnung. In der Zeichnung stellt dar: Fig. 1 eine Transistorschaltanordnung nach der Erfindung, bei der die Begrenzung der Steuerspannung über eine Diode erfolgt, Fig. 2 einen Unruhschwinger in Verbindung mit der in Fig. 1 dargestellten Schaltanordnung, Fig. 3 ein Diagramm, in dem die Abhängigkeit des Drehwinkels eines Schwingers von der Batteriespannung dargestellt ist, unter Zugrundelegung der erfindungsgemässen Schaltung nach Fig. 1, Fig. 4 eine weitere Schaltanordnung nach der Erfindung mit einem Spannungsteiler in der Emitter- zuleitung des Transistors, Fig. 5 eine Schaltanordnung ähnlich wie in Fig. 4, bei der der Spannungsteiler und die Arbeitswicklung miteinander vereinigt sind.
Fig. 6 ein Ersatzschaltbild für die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 4 und 5, Fig. 7 ein Diagramm von Strom-Spannungs-Kenn- linien zur Erläuterung der in Fig. 1, 4 und 5 dargestellten Schaltungen, Fig. 8 ein weiteres Diagramm von Strom-Span- nungs-Kennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungen nach Fig. 1, 4 und 5.
In Fig. 1 ist mit T z. B. ein pnp-Flächantransistor bezeichnet, in dessen Steuerkreis zwischen Basis und Emitter eine Steuerwicklung L1 liegt. Zwischen Kollektor und Emitter ist eine Arbeitswicklung L2 in Serie mit einer Spannungsquelle B angeordnet, die mit einer Anzapfung 17 versehen ist. Der Kondensator 21 dient zur Unterdrückung einer Selbsterregung der Schaltanordnung. Nach der Erfindung liegt zwischen der Anzapfung 17 und einem Punkt 16 der Basiszuleitung des Transistors T eine Diode D. Die Wirkungsweise der Schaltanordnung ist später zusammen mit den Schaltanordnungen nach Fig. 4 und 5 beschrieben.
In Fig. 2 ist die in Fig. 1 dargestellte Schaltung in Verbindung mit einem Unruhschwinger 23 dargestellt. Der Schwinger soll z. B. über eine Schnecke 22 ein Zeigerwerk antreiben und weist zwei Arme 24 und 25 auf, die an ihrem Ende gegenüberliegend mit Permanentmagneten 27 bzw. Ausgleichsgewichten 26 versehen isind. Der Schwinger bewegt sich über die Steuerspule L1 und die koaxial dazu angeordnete Arbeitsspule L2 hinweg. Die dabei in der Steuerspule L1 erzeugten Steuerimpulse werden im Transistor-Schalt- verstärker verstärkt und der Arbeitsspule L2 zugeleitet.
Hierdurch wird dem Schwinger 23 ein Antriebsimpuls erteilt. Der Schwinger wird entgegen der Rückstellkraft der Unruhfeder 28 aus der Nullage ver- schwenkt und zu Schwingungen angeregt.
In Fig. 3 ist eine Kurve 20 dargestellt, die die Abhängigkeit des Drehwinkels des Unruhschwingers von der Batteriespannung B zeigt. Aus der Kurve geht be-
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sonders deutlich hervor, dass der Drehwinkel des Schwingers bei einer Batteriespannung oberhalb 0,8 V sich nur wenig ändert. Insbesondere ist er in dem in Frage kommenden Bereich von 0,8-1,7 Volt praktisch konstant.
Fig. 4 zeigt ein ähnliches Ausführungsbeispiel wie Fig. 1. T ist ebenfalls ein pnp-Flächentransistor, in dessen Steuerkreis zwischen Basis und Emitter eine Steuerspule L1, in dessen Arbeitskreis zwischen dem Kollektor und dem Emitter eine Spannungsquelle B und in Serie dazu eine Arbeitswicklung L2 liegen. Mit diesen Elementen allein stellt die Schaltung gemäss Fig. 4 eine normale Emitterschaltung dar. Nach der Erfindung liegt nun in der gemeinsamen Zuleitung zu dem Emitter des Transistors T ein Spannungsteiler W. Weiterhin ist zwischen einem Punkt 16 der Basiszuleitung und einem Punkt 17 auf dem Spannungsteiler W eine Diode D eingeschaltet.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist anstelle des Spannungsteilers W eine Arbeitswicklung L2 in die Emitterzuleitung des Transistors T eingeschaltet, wobei an einer geeigneten Stelle 17 dieser Arbeitswicklung L2 wieder die eine Zuleitung der Diode D angeschlossen ist. Im übrigen liegt auch hier zwischen der Basis des Transistors und dem positiven Pol der Spannungsquelle die Steuerwicklung L1. Ohne die zwischen den Stellen 16 und 17 eingeschaltene Diode D stellt die Schaltung in Fig. 5 eine normale Kollektorschaltung dar, wie sie als sogenannter Im- pedanzwandler bekannt ist. Bei dieser Schaltung fliesst der Steuerstrom auch durch die Arbeitswicklung, und @es ist die Spannungsverstärkung immer kleiner als 1.
Zur Erläuterung der in Fig. 4 und 5 dargestellten Schaltungen wird im folgenden auch auf das Ersatzschaltbild in Fig. 6 und die Diagramme in Fig. 7 und 8 Bezug genommen. In Fig. 6 stellt im einzelnen dar: W2 den ohmschen Widerstand der Steuerwicklung L1, W4 den ohmschen Widerstand der Arbeitswicklung L2, W1o und W11 den ohmschen Widerstand des Span- nungsteilers, W12 den mit der angelegten Spannung veränderlichen Widerstand der Basis-Emitter-Diode in Durchlassrichtung, W13 den veränderlichen Widerstand der Kollektor-Basis-Diode im leitenden Zustand des Transistors, W8 den veränderlichen Widerstand der zwischen den Punkten 16 und 17 eingeschalteten Halbleiterdiode in Durchlassrichtung. Der innere Widerstand der Spannungsquelle B kann bei dieser Betrachtung vernachlässigt werden.
Mit UJ ist noch die Impulsspannungsquelle in Serie zu dem Widerstand W2 bezeichnet. Das in Fig. 6 gezeigte Ersatzschaltbild ist auch auf die Schaltung gemäss Fig. 5 anwendbar, wobei lediglich der Arbeitswiderstand W4 zu Null wird und, wie dies in Fig. 5 angedeutet ist, die Arbeitswicklung L2 selbst die beiden Widerstände W1o und W11 des Spannungsteilers in der Emitterzuleitung bildet.
Auch auf die in Fig. 1 und 2 dargestellte Schaltanordnung ist das Ersatzschaltbild in Fig. 6 anwendbar, wenn die Widerstände W1o und W11 an die Stelle des Widerstandes W4 treten. Die Wirkungsweise der Stabilisierungsdiode D ist bei der Schaltung in Fig. 1 und 5 dieselbe; Fig. 1 stellt lediglich im Gegensatz zu der Kollektorschaltung nach Fig. 5 eine Emitterschaltung dar.
Zunächst soll die Wirkungsweise der benutzten Transistorschaltungen als Schaltverstärker ohne die vorgeschlagene Kompensation betrachtet werden. Liegt kein Schaltimpuls oder ein Schaltimpuls mit falschen Vorzeichen zwischen Basis und Emitter, so ist der Transistor T gesperrt, das heisst, dessen Widerstand ist im Vergleich zu dem Widerstand der Arbeitswicklung so hoch, dass der gesamte Spannungsabfall an dem Transistor liegt. Erhält jedoch die Basis im vorliegenden Fall eine ausreichend hohe negative Steuerspannung, so fliesst durch die in Durchlassrichtung gepolte Basis-Emitter-Diode mit dem Widerstand W12 ein mit wachsender Spannung zunehmender Strom, bis der Transistor durchgesteuert ist. Dieser Arbeitspunkt ist in Fig. 8 mit b bezeichnet. Im durchgesteuerten Zustand liegt der Arbeitspunkt immer am Knick der UB/IC-Kennlinie.
Je nach der Spannung der Spannungsquelle B ist der maximale Basisstrom verschieden, und zwar wächst er mit zunehmender Batteriespannung. In Fig. 7 stellt die Kurve 19 den Verlauf des Basisstromes in Abhängigkeit von der Batteriespannung dar.
Das Mitziehen des Basisstromes durch die zwi- scheu Kollektor und Emitter liegende Batteriespannung zeigt sich auch in dem Strom-Spannungsdiagramm gemäss Fig. 8, in dem in Abhängigkeit von der Batteriespannung die bei einem konstanten Arbeits- widerstand auftretenden Stromstärken bei zwei verschiedenen Spannungen zwischen Basis und Emitter (Kurven 13 und 14) d'argestel'lt sind. Hat nun die Batterie z.
B. eine Spannung von 1,7 Volt, so liegt im gesperrten Zustand des Transistors diese gesamte Spannung an den Widerständen W12 und Wls, wobei der durch den Arbeitswiderstand fliessende Strom Null ist (Punkt a in Fig. 8).
Beim Auftreten einer negativen Impulsspannung an der Basis des Transistors wird dieser dhrchgesteuert, so dass jetzt durch den Arbeits- widerstand!ein Strom Il fliesst (Punkt b der Kennlinie), wobei an dem Transistor der Spannungsabfall UT und an dem Arbeitswiderstand der Spannungsabfall Utv auftritt.
Nimmt im Laufe der Zeit die Betriebsspannung ab, etwa bis auf einen Wert von 1,0 Volt, so ist der im durchgesteuerten Zustand des Transistors auftretende Strom 12 entsprechend dem Punkt c der Strom-Spannungs-Kennlinie 13 bzw. 14 des Transistors. Es zeigt sich, dass entsprechend der Abnahme der Betriebsspannung im durchgesteuerten Zustand auch der durch den Arbeitswiderstand fliessende Strom abgenommen hat.
Mit dem in Serie zu dem Basis-Emitter-Widerstand liegenden Spannungsteiler W bzw. den Widerständen Wlo und Wll einerseits und der parallel hierzu liegenden Diode D bzw. dem Widerstand W8 anderseits treten nun folgende Verhältnisse ein: Bis zu einem gewissen Spannungsabfall an der Diode D leitet diese praktisch nicht oder weniger als
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die Basis-Emitterstrecke, wodurch sich die Verhälthisse gegenüber dem bisherigen Zustand kaum unterscheiden.
Von einer gewissen Spannung ab jedoch nimmt die Leitfähigkeit der Diode D stark zu und soll wesentlich grösser werden als die Leitfähigkeit der Basis Emitter-Strecke. In Fig. 7 ist mit Ziffer 18 die Kennlinie dieser parallel geschalteten Diode D dargestellt, die etwa bei ein Volt Betriebsspannung und einem entsprechenden Bruchteil Klemmenspannung einen scharfen Knick aufweist. Da im durchgesteuerten Zustand des Transistors an dem Spannungsteiler W10, W11 ein gewisser von dem Arbeitsstrom hervorgerufener Spannungsabfall liegt, wird die Diode D mit einer höheren Spannung als die Basis-Emitter-Diode W12 beaufschlagt.
Dies bewirkt, dass von einer Spannung, grösser als etwa ein Volt der Batteriespannung ab, der Überschuss des Basisstromes praktisch vollständig von der Diode D aufgenommen wird, so dass also bei einer Betriebsspannung grösser als ein Volt der durch die Basis-Emitter-Diode fliessende Strom konstant gehalten und eventuell sogar mit wachsender Spannung verkleinert werden kann. Dies bedeutet weiterhin, dass auch mit über ein Volt zunehmender Batteriespannung der Arbeitspunkt die zur UB-Achse parallele Gerade 15 nicht verlässt und somit der Arbeitspunkt bei UB = 1,7 Volt bei d liegt (Fig. 8). Mit wachsender Batteriespannung wird somit der zusätzliche Spannungsabfall vollständig von dem Transistor aufgenommen, wobei durch den Arbeitswiderstand immer der gleiche Strom I2 fliesst.
Da der in Fig. 4 vorgesehene Spannungsteiler 5 einen Teil der in dem Arbeitsstromkreis entstehenden Leistung verbraucht, ist man bestrebt, die Grösse dieses Widerstandes so klein wie möglich zu halten. Dies bedingt jedoch eine auf relativ kleine Spannungen ansprechende Diode D. Günstiger liegen die Verhältnisse bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 8, bei dem der Arbeitswiderstand mit diesem Spannungs- teiler vereinigt ist. Hierbei kann der Punkt 17 auf der Arbeitswicklung L2 ebenfalls so gewählt werden, dass der Beginn der Kompensation von einer bestimmten Spannung an erfolgt.
Zweckmässig wird hier der Widerstand der Steuerwicklung L1 im Vergleich zu der Arbeitswicklung L2 grösser gewählt, beziehungsweise dessen ohmscher Widerstand grösser als der ohmsche Widerstand des Spannungsteilers bzw. der Arbeitswicklung. Bei der in Fig. 5 dargestellten Schaltung tritt zwar eine Spannungsveränderung nicht auf, durch den relativ kleinen Widerstand der Arbeitswicklung L2 kann jedoch erreicht werden, dass in dieser ein sehr viel höherer Strom fliesst als in der Steuerwicklung L1. Die Impedanz der Steuerwicklung L1 muss deshalb hoch gewählt werden, damit eine ausreichend hohe Steuerspannung an dem Basispunkt 16 auftritt, da erst, wenn diese Steuerspannung negativer ist als die Spannung an dem Emitter, der Transistor leitend wird.
Ward diese minimale Steuerspannung überschritten, so wird der Transistor leitend, wobei jedoch die Grösse des Basis-Stromes sich unabhängig von der Grösse der Steuerspannung auf einen konstanten Wert einstellt. Die parallel zur Basis-Emitter-Strecke geschaltete Diode D bewirkt somit auch, dass die Anordnung oberhalb einer Mindestspannung völlig unempfindlich gegen Schwankungen der Steuerspannung wird.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil der vorgeschlagenen Schaltung besteht darin, dass diese gegen Exemplarstreuungen der Transistoren sehr unempfindlich ist und dass bei geeigneter Wahl der Dioden auch eine vollständige Temperaturkompensation erreicht werden kann. So können Halbleiter-Dioden benutzt werden, deren Temperaturabhängigkeit etwa gleich der des Transistors ist, so dass also mit zunehmender Temperatur und zunehmender Leitfähigkeit des Transistors die Leitfähigkeit der Diode in gleichem Masse zunimmt.
Statt einen besonderen Spannungsteiler W in die Emitter-Zuleitung des Transistors zu legen oder an dieser Stelle den Arbeitswiderstand L2 der Schaltung vorzusehen, kann der Punkt 17 der Dioden-Zuleitung bei der Schaltung gemäss Fig. 4 auch an einen Punkt der Arbeitswicklung L2 gelegt werden, wie dies in Fig. 1 und 2 dargestellt ist.
Bei einer entsprechenden Charakteristik der Halbleiterdiode D könnte bei dem Beispiel in Fig. 1 und 5 der Abgriffpunkt 17 auch an dem einen oder anderen Ende des als Spannungsteiler ausgebildeten Arbeitswiderstandes L2 liegen.
Die nach der Erfindung vorgeschlagene Kompensationsschaltung eignet sich in allen den Fällen, wo es auf eine besonders hohe Konstanz des Emitter- bzw. Kollektorstromes ankommt. Dies ist vor allem bei Im- pulsmotoren zum Antrieb von Uhren oder bei Schaltanordnungen zum direkten Antrieb des Gangordners ,einer Uhr, z. B. eines Pendels oder einer Unruh, der Fall. Die vorgeschlagene Schaltung eignet sich aber auch zum Bau von Kipp- und Schwingschaltungen aller Art mit einer Rückkopplung zwischen Arbeits- und Steuerwicklung oder ganz oder teilweise vorhandener Fremderregung.
Wesentlich erscheint hierbei immer, d'ass durch den beim Durchschalten des Transistors auftretenden Arbeitsstrom an einem nicht zu grossen Widerstand eines Spannungsteilers ein Spannungsgefälle erzeugt wird und an ebnem definierten Punkt dieses Spannungsgefälles ein mit der Basis verbundener weiterer Widerstand, z.
B. eine Diode, ge- liegt wird', der oberhalb einer bestimmten Klemmenspannung und damit oberhalb einer vorgegebenen Betriebsspannung einen relativ niederohmigen Nebenschluss zu dem Widerstand der Basis-Emätter-Diode bzw. der Kollektor-Basis-Diode und dem damit in Serie liegenden Teilwiderstand des Spannungsteilers bildet.