Phasenkomparator und Verwendung des Phasenkomparators in einer Schutzanlage Den Gegenstand der Erfindung bildet ein Phasen komparator zur Ermittlung der gegenseitigen Phasenlage von zwei elektrischen Grössen mittels ihrer Überlap- pungszeit. In derartigen Phasenkomparatoren wird be kanntlich eine Spannung oder eine Folge von Spannungs impulsen mit durch die jeweilige überlappungszeit be stimmter Amplitude erzeugt.
Dies zeigt schematisch Figur 1; die beiden in ihrer gegenseitigen Phasenlage miteinander zu vergleichenden Spannungen sind mit p und q bezeichnet. Bei Anwendung des Phasenkompa- rators in Distanzschutzanlagen, in denen die gegenseiti- ge Phasenlage von zwei aus Strömen und/oder Span nungen abgeleiteten Spannungen ermittelt und dann eine Signal- oder Befehlsgabe ausgelöst wird, wenn die über lappungszeit dieser Grössen ober- oder unterhalb einer vorbestimmten Überlappungszeit liegt, sind die beiden Spannungen p und q ganz allgemein Funktionen der Netzspannung U und/oder des Netzstromes I.
In dem Phasenkomparator P werden Rechteckimpulse erzeugt, deren Dauer von der jeweiligen überlappungszeit der Spannungen p und q abhängt. Diese Rechteckimpulse werden dann in dem Impulsformer S in Impulse, insbe sondere Sägezahnimpulse, umgeformt, deren Amplitude infolge ihrer Abhängigkeit von der Dauer der Rechteck impulse ebenfalls ein Mass für die überlappungszeit dar stellt.
In dem Amplitudendiskriminator A wird dann eine Signal- und/oder Befehlsgabe ausgelöst, wenn die Amplitude der dem Diskriminator zugeführten Impulse die einer vorbestimmten Überlappungszeit der beiden elektrischen Grössen entsprechende Grösse besitzt.
In üblichen Distanzschutzeinrichtungen wird beispiels weise die Überlappungszeit der Differenzspannung aus spannungs- und stromproportionaler Spannung einer seits und der spannungsproportionalen Spannung ande rerseits als Kriterium für die Auslösung der Schutz schaltung verwendet.
Es ist einzusehen, dass die Schutzschaltung nur dann zuverlässig arbeitet, wenn eine genaue Erfassung der gegenseitigen Phasenlage der miteinander zu verglei chenden elektrischen Grössen, beispielsweise der mittels Wandlern gewonnenen Spannungen, möglich ist. Eine Fehlerquelle in dieser Hinsicht sind die häufig mit dem Auftreten einer Störung, beispielsweise eines Kurzschlus ses, verbundenen Einschwinggrössen. Ihr Einfluss auf die Ermittlung der gegenseitigen Phasenlage der beiden elektrischen Grössen soll an Hand der Figur 2 erläutert werden.
Die beiden elektrischen Grössen, deren gegenseitige Phasenlage mittels ihrer überlappungszeit erfasst wer den soll, sind mit I und II bezeichnet. Im eingeschwun genen Zustand, d. h. wenn keine Einschwinggrösse vor handen oder eine ursprünglich vorhandene Ein.schwing- grösse abgeklungen ist, wird die elektrische Grösse I durch die in Figur 1 gestrichelt angedeutete, um die Be zugslinie 0 oszillierende Sinusschwingung wiedergege ben.
Die Halbwellen dieser Sinusschwingung im positi ven und negativen Gebiet, d. h. zu beiden Seiten der Bezugslinie 0, sind gleich gross, so dass die durch kleine Kreise angedeuteten Nulldurchgänge in gleichmässigem Abstand aufeinanderfolgen.
Diese elektrische Grösse I soll mit der darunter dar gestellten elektrischen Grösse II hinsichtlich der gegen seitigen Phasenlage verglichen werden. Dabei ergeben sich während der positiven und negativen Halbwellen beider elektrischer Grössen gleich lange überlappungs- zeiten T, die bei der in diesem Falle angenommenen Stö rung unterhalb der für die Auslösung der Schiutzschal- tung erforderlichen Mindestzeit X liegen.
Das bedeutet, dass die Störung ausserhalb des Schutzbereiches der betrachteten Distanzschutzeinrichtung liegt. In Figur 1 ist der Übersichtlichkeit wegen nur der Phasenvergleich für die positiven Halbwellen dargestellt.
Tritt nun infolge der Störung eine Einsch:winggrösse g auf, die nach einer e-Funktion abklingen möge, so oszilliert die die erste elektrische Grösse darstellende Sinusschwingung I nicht mehr um die ursprüngliche Be zugslinie 0, sondern um diese Einschwinggrösse g als Bezugslinie. Für diese erste elektrische Grösse ergibt sich daher jetzt der durch die Kurve I' angedeutete Zeit verlauf.
Bezeichnet man auch jetzt den im Positiven verlaufenden Teil dieser Schwingung als positive Halb welle und den im Negativen verlaufenden Teil der Schwingung als negative Halbwelle, d. h. verwendet man als Trennungslinie für die beiden Halbwellen die ur sprüngliche Bezugslinie 0, so sind beim Vorliegen einer Einschwinggrösse g positive und negative Halbwellen nicht mehr gleich gross.
Dementsprechend folgen die Nulldurchgänge der elektrischen Grösse I' nicht mehr in gleichen Abständen in Richtung der Zeitachse 0 auf einander, sondern ihre Abstände sind, wie die durch kleine Kreuze angedeuteten Punkte zeigen, insbesonde re zu Beginn der Störung, d. h. bei grosser Einschwing- grösse g, stark verschieden.
Der Vergleich der elektri schen Grösse I' mit der zweiten elektrischen Grösse 1I, die keine Einschwinggrösse aufweisen möge, liefert nun mehr überlappungszeiten T', T", T"' usw., die alle von einander verschieden und zumindest teilweise grösser sind als die der Entfernung der Störung tatsächlich ent sprechenden Überlappungszeiten T.
Sie sind sogar teil weise grösser als die zum Auslösen der Schutzschaltung erforderliche überlappungszeit X, so dass es zum Fehl auslösen der Distanzschutzeinrichtung kommt, da eine ausserhalb des Schutzbereiches auftretende Störung als innerhalb des Bereiches liegend angesehen wird.
Da von einer Auslösung der Schutzschaltung im allgemeinen grössere Teile eines Netzes mit einer Vielzahl von Ver brauchern betroffen werden, muss ein derartiges Fehl- auslösen verhindert werden.
Es ist bekannt, diesen nachteiligen Einfluss der Ein- schwinggrösse dadurch auszuschalten, dass man die ge gebenenfalls die Einschwinggrösse enthaltende elektri sche Grösse über eine aus einem Widerstand und einer Induktvität bestehende Leitungsnachbildung abgreift, an der die elektrische Grösse ohne das Gleichstromglied auftritt. Diese Schaltung erfüllt aber nur dann ihren Zweck,
wenn das Verhältnis von Widerstand zu Induk- tivität an der Leitungsnachbildung genau mit dem ent sprechenden Verhältnis der zu überwachenden Leitung übereinstimmt.
Bekanntlich kann sich aber dieses Ver hältnis ändern, wenn eine Störung auftritt und die Nach bildung eine gegebenenfalls auftretende Einschwing- grösse möglichst vollkommen unterdrücken soll,
da bei spielsweise ein Lichtbogen unterschiedliche ohmsche Wi derstände RL haben kann. Eine entsprechende Anglei chung des jeweiligen Verhältnisses von Widerstand zu Induktivität an der Leitungsnachbildung ist bestenfalls mit grossem Aufwand und nur ungenau möglich. Aus diesem Grunde weist dieses bekannte, mit einer Leitungs nachbildung arbeitende Verfahren grundsätzlich den Nachteil auf, dass eine Berücksichtigung verschiedener Werte des Widerstandes R, nicht möglich ist.
Diesen Mangel zeigt eine andere bekannte Anord nung nicht, bei der sowohl die negativen als auch die positiven Halbwellen der beiden zu vergleichenden elek trischen Grössen getrennt für sich ausgewertet werden und ein Auslöseimpuls nur dann erzeugt wird, wenn beide Halbwellen für sich einer bestimmten Phasenbe dingung genügen.
Bei dieser Anordnung kann ein in bestimmten Grenzen variierender Lichtbogenwiderstand RL auftreten, ohne dass die Wirkungsweise der Schaltung beeinträchtigt wird. Während also bei der ersten be schriebenen Schaltungsanordnung sofort eine Auslösung erfolgen kann, jedoch die Gefahr einer Fehlauslösung besteht, ist bei dieser Schaltungsanordnung diese Ge- fahr vermieden, dafür muss aber das Ergebnis des Pha senvergleichs,
zumindest der positiven oder der negati ven Halbwellen beider elektrischer Grössen, gespeichert werden. Die zuletzt beschriebene Anordniuig weist vor- nehmlich den Nachteil auf, dass infolge der parallel ver- laufenden Auswertung sowohl der negativen als auch der positiven Halbwellen ein sehr grosser Aufwand an Schaltungselementen getrieben werden muss.
Dies macht sickt nicht nur in kostenmässiger Hinsicht bemerkbar, sondern infolge der grossen Zahl störungsanfälliger Schaltungselemente, wie Transistoren und dergleichen, sinkt die Lebensdauer der Schutzschaltung, und die ge rade bei einer überwachungseinrichtung unentbehrliche Betriebssicherheit ist nicht mehr gewährleistet.
Die Nachteile dieser Anordnungen vermeidet ein weiterer bekannter Phasenkomparator, bei dem zum Ver hindern eines Fehlauslösens durch Einschwinggrössen Halbwellen einer einzigen Polarität zum Phasenvergleich, dadurch herangezogen werden, dass entweder Schalt mittel hierfür die um die gegebenenfalls auftretende Ein- schwinggrösse verminderten Halbwellen bestimmen oder Schaltelemente hierfür Halbwellen einer vorgegebenen Polarität nur dann,
wirksam werden lassen, wenn ihre Dauer einen vorbestimmten Wert nicht übersteigt. Da durch, dass jeweils nur Halbwellen einer Polarität zum Phasenvergleich herangezogen werden, vermeidet dieser bekannte Phasenkomparator den grossen Aufwand der anderen beschriebenen Lösungen.
Dabei macht diese be kannte Anordnung von der überlegung Gebrauch, dess ein sofortiges Ansprechen der Schutzschaltung nur dann erforderlich ist, wenn der Störungsort so nahe liegt, dass infolge des geringen Leitungswiderstandes zwischen Ge nerator und Störung ein gefährlich hoher Kurzschluss- strom fliessen kann.
Im Zusammenhang mit der Unter drückung von Fehlauslösungen infolge von Einschwing- grössen interessiert vornehmlich der Grenzbereich des Schutzes, also gerade der Bereich, in dem bereits ein relativ grosser Leitungswiderstand zwischen Generator und Störungsstelle den Strom begrenzt, so dass ohne weiteres einige Zeit bis zum Auslösen der Schutzschal tung verstreichen kann.
Die Erfindung macht ebenfalls von dieser Tatsache Gebrauch, geht jedoch einen anderen Weg, der den Vorteil eines noch geringeren Aufwandes und damit eine noch grössere Betriebssicherheit besitzt. Erfindungs- gemäss sind bei einem Phasenkomparator der eingangs beschriebenen Art zum Verhindern eines Fehlauslösens durch Einschwinggrössen, sofern sie infolge einer Stö rung ausserhalb des Schutzbereichs auftreten, Mittel vor gesehen,
die zu Beginn jeder Störung unabhängig vom Auftreten einer Einschwinggrösse die Amplitude der er zeugten Spannungsimpulse im der zum Fehlauslösen An lass gebenden Beeinflussung durch die gegebenenfalls auftretende Einschwinggrösse entgegengesetzten Sinne beeinflussen.
Während also bei der zuletzt beschriebenen bekann ten Lösung Zusatzeinrichtungen erforderlich sind, die eine Verzögerung der Auslösung nur dann bewirken, wenn eine Einschwinggrösse auftritt,
erfolgt bei der Er findung unabhängig vom Auftreten einer Einschwing- grösse stets durch die Mittel eine Beeinflussung der im Phasenkomparator erzeugten Spannung im Sinne eines Entgegenwirkens gegen die eventuelle Beeinflussung die ser Amplitude durch die Einschwinggrösse. Dass hier bei die Zuverlässigkeit des Schutzes durch die Verzö gerung der Auslösung im Fehlerfalle nicht verringert wird, geht aus der Tatsache hervor,
dass beim Auftre ten einer Störung innerhalb des Überwachungsbereiches die überlappungszeit der beiden elektrischen Grössen einen solchen Wert annimmt, dass die durch die erfin dungsgemässen Mittel verursachte Beeinflussung des Auslösens praktisch, unwirksam wird.
Am günstigsten wirken die erfindungsgemässen Mass nahmen verständlicherweise dann, wenn die durch die Mittel erfolgende Beeinflussung der Amplitude der im Phasenkomparator erzeugten Spannung zumindest an nähernd ebenso lange wie gegebenenfalls die zum Fehl auslösen Anlass gebende Beeinflussung andauert.
Das Optimum an Wirksamkeit ist dann erreicht, wenn die durch die Mittel erfolgende Beeinflussung der Amplitu de der im Phasenkomparator erzeugten Spannung den zeitlichen Verlauf der zum Fehlauslösen Anlass geben den Beeinflussung im entgegengesetzten Sinne nach bildet.
Nun treten im allgemeinen die Störungen beispiels weise in einem zu überwachenden Netz in verschiede- nen Abständen von der Überwachungsstelle und mit unterschiedlicher Grösse auf, so dass dementsprechend auch verschieden grosse Einschwinggrössen erzeugt wer den, die ihrerseits die Amplitude der im Phasenkompa- rator erzeugten Spannung unterschiedlich stark beein- flussen. Da aber die Einschwinggrössen eine obere Gren ze aufweisen bzw.
ihre Einflussnahme auf die beiden elektrischen Grössen begrenzt ist, wählt man zweckmäs- sigerweise die durch die Mittel erfolgende Beeinflussung im Hinblick auf die grösste zu erwartende Einschwing- grösse.
Die folgenden Darlegungen betreffen Ausführungs beispiele der Erfindung.
Wie bereits eingangs bemerkt, erzeugt in der Regel ein Phasenkomparator eine Folge von in ihrer Länge von der jeweiligen überlappungszeit abhängigen Rechteckim- pulsen, die in einem Sägezahnimpulsformer in eine Folge von Sägezahnimpulsen mit von der jeweiligen überlap- pungszeit abhängiger Amplitude umgeformt wird.
Im Falle einer solchen Wirkungsweise des Phasenkompa- rators, die in Fig. 1 an Hand des Blockschaltbildes sche matisch angedeutet ist, ordnet man zweckmässigerweise dem Sägezahnimpulsformer einen Zeitkreis zu, der bei Ausnutzung der überlappungszeit der um die gegebe nenfalls auftretende Einschwinggrösse vermehrten Halb wellen der beiden elektrischen Grössen zur Ermittlung ihrer gegenseitigen Phasenlage derart gewählte Zeitkon stanten besitzt, dass er sich während weniger Rechteck impulse auflädt und dabei die Vorderflanken der Säge zahnimpulse verflacht,
sich aber zwischen aufeinander folgenden Rechteckimpulsen nicht nennenswert entlädt.
Der Aufbau einer derartigen Anordnung soll nun an Hand der Figur 4 erläutert werden. In Figur 3 ist die einfachste Form eines an sich bekannten Sägezahnim- pulsformers dargestellt, die praktisch ein aus dem Wi derstand R im Längszweig und dem Kondensator C im Querzweig bestehendes Integriernetzwerk bildet.
Als Eingangsspannung U1 dient die im Phasenkomparator gewonnene Rechteckspannung, wobei die Länge der Rechteckimpulse ein Mass für die überlappungszeit der beiden elektrischen Grössen darstellt. Bei konstanter Amplitude Ü der Rechteckimpulse ist die Spannung am Kondensator nur von der Dauer
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der Rechteckimpul- se abhängig.
Durch Integration entsteht aus den eingangsseitigen Rechtecken am Ausgang des Integriernetzwerkes als Spannung an dem Kondensator C eine Folge von Säge zahnimpulsen:
EMI0003.0065
miti=R-C In Figur 4 ist der in Figur 3 als Anwendungsbeispiel angegebene Sägezahnimpulsformer durch Mittel ergänzt,
die unabhängig vom Auftreten einer Einschwinggrösse die Amplitude der im Phasenkomparator erzeugten Spannung im der zum Fehlauslösen Anlass gebenden Beeinflussung durch die gegebenenfalls auftretende Ein- schwinggrösse entgegengesetzten Sinne beeinflussen. Die se Mittel bestehen aus einem Zeitkreis, der durch den Kondensator<B>C</B>, den parallel liegenden Entladewider- stand R' und die zu beiden in Reihe liegende Diode D gebildet ist.
Statt einer Diode kann auch ein anderes bekanntes Schaltungselement mit richtungsabhängigem Widerstandswert Verwendung finden. Man erkennt, dass beim Auftreten einer Störung, das durch das Eintref fen von Rechteckimpulsen gekennzeichnet ist, sich so wohl der Kondensator C als auch der Kondensator<B>C</B> infolge geeigneter Polung der Diode D aufladen. Der Zeitkreis besitzt eine derartige Zeitkonstante, dass er sich während weniger Rechteckimpulse auf den vollen Wert der Spannung dieser Impulse auflädt.
Das Be deutet, wie im unteren Teil der Figur 2 erkennbar ist, dass infolge der vergrösserten Zeitkonstante des gesam ten Sägezahnimpulsformers für die Aufladung auf die Spannung U1 eine längere Zeit erforderlich ist, d. h. die Vorderflanke der Sägezahnimpulse den Verlauf b hat, der flacher als in dem Fall a ist, in dem lediglich der Kondensator C aufgeladen werden muss.
Das hat zur Folge, dass, obwohl im Fall a die Vorderflanke des Sä gezahns innerhalb der durch das Auftreten einer Ein- schwinggrösse vergrösserten überlappungszeit die ho rizontale Gerade M, die den zum Auslösen einer Si gnal- und/oder Befehlsgabe führenden Wert der Säge zahnamplitude darstellt, schneidet, so dass bei Fehlen des Zeitkreises die Auslösung erfolgt,
im Fall b der Schnittpunkt S1 der ansteigenden Flanke des Sägezahns mit der abfallenden Flanke des Rechteckimpulses noch unterhalb des zu Auslösung erforderlichen Amplituden wertes M liegt. Ein weiteres Ansteigen des Sägezahns ist nicht möglich, da die Spannung U1 im Gebiet rechts von Punkt S1 Null ist.
Im Falle des zweiten Rechteckimpulses liegen die Verhältnisse im Sägezahimpulsformer so, dass sich in der Zwischenzeit zwar der Kondensator C entladen konnte, aber der Kondensator<B>C</B> praktisch noch auf den Wert S1 aufgeladen ist, da eine Entladung infolge der Polung der Diode über diese nicht möglich und der Entladewiderstand R' relativ hochohmig ist.
Aus diesem Grunde bildet der Wert S1 praktisch den Ausgangs punkt für die weitere Aufladung des Kondensators<B>C</B>, sobald bei Beginn des zweiten Rechteckimpulses in Fi gur 2 sich auch der Kondensator C entsprechend seiner Aufladekurve a auf die dem Punkt S1 zugeordnete Span nung aufgeladen hat. Oberhalb des Punktes S1 müssen wieder die beiden parallelgeschalteten Kondensatoren aufgeladen werden, d. h. bis zum Schnittpunkt S2 mit der hinteren Flanke des zweiten Rechteckimpulses gilt die Kurve b.
Sinngemäss erfolgt bis zum Punkt S2 beim dritten Rechteckimpuls wieder die Aufladung gemäss Kurve a, danach bis zum Endpunkt S3 die Aufladung gemäss Kurve b für beide parallelgeschalteten Konden satoren.
Figur 2 zeigt, dass die Auslösung bei einem Fehler mit Einschwinggrösse schneller erfolgt als bei einem solchen ohne Einschwingen.
Man erkennt aus Figur 2 ferner, dass die Beein flussung der Amplitude der Sägezahimpulse durch die erfindungsgemäss vorgesehenen Mittel - hier den Zeit kreis - im entgegengesetzten Sinne wirkt wie die Be einflussung durch eine gegebenenfalls auftretende Ein- schwinggrösse,
die durch die Linie g im oberen Dia- gramm der Figur 2 veranschaulicht wird. Sowohl die Verlängerung der Überlappungszeiten durch die Ein schwinggrösse und damit die Vergrösserung der Ampli tude der Sägezahnimpulse als auch die Verringerung dieser Amplitude durch den Zeitkreis folgen in diesem Beispiel einer e-Funktion g bzw. h, wobei beide e-Funk- tionen entgegengesetztes Vorzeichen haben.
Bei einem Phasenkomparator mit demselben Aufbau kann man den Zeitkreis auch der Einrichtung zur Er zeugung der Rechteckimpulse zuordnen.
Auch in die sem Falle besitzt der Zeitkreis bei Ausnutzung der Über lappungszeit der um die gegebenenfalls auftretende Ein- schwinggrösse vermehrten Halbwellen der beiden elek trischen Grössen zur Ermittlung ihrer gegenseitigen Pha senlage derart gewählte Zeitkonstanten, dass er sich wäh- @rend weniger überlappungszeiten auflädt und die Erzeu gung der Vorderflanken der Rechteckimpulse verzögert,
sich aber zwischen aufeinanderfolgenden überlappungs- zeiten nicht nennenswert entlädt. Beispielsweise kann durch einen solchen Zeitkreis die Basisspannung eines Transistors oder die Gitterspannung einer Röhre ent- sprechend beeinflusst werden.
Weiterhin kann die Amplitude der im Phasenkom- parator erzeugten Rechteckimpulse in der Weise beein- flusst werden, dass der fälschlichen Veränderung der Überlappungszeit der beiden elektrischen Grössen hin- sichtlich ihrer Wirkung auf die Auslösung entgegen gewirkt wird.
Zieht man in Abweichung von dem beschriebenen Ausführungsbeispiel die um die gegebenenfalls auftre tende Einschwinggrösse verminderten Halbwellen der beiden elektrischen Grössen zur Bestimmung der über lappungszeit heran, so müssen die vorgesehenen Mittel im entgegengesetzten Sinne wirken. Beispielsweise kann ein Zeitkreis, bestehend aus einem Kondensator mit vor geschaltetem Widerstand, der einen mit der Temperatur steigenden Widerstandswert besitzt, Verwendung finden.
Durch den Ladestrom erwärmt sich dieser Widerstand, so dass die Zeitkonstante infolge Vergrösserung des Wertes des Ladewiderstandes wächst. Dabei ist der Kon- densator der ohnehin im Sägezahnimpulsformer vorhan dene Kondensator.
In allen diesen Fällen ist also bei dem geschilderten Beispiel eines Phasenkomparators mit Sägezahnimpuls- formern die Amplitude der Sägezahnimpulse nicht nur von der Überlappungsdauer der beiden elektrischen Grös- sen, sondern auch von der seit dem Auftreten der Stö rung verflossenen Zeit abhängig.
Diese Abhängigkeit ist dabei so gewählt, dass sie der Beeinflussung der Wir kungsweise des Phasenkomparators durch gegebenen falls auftretende Einschwinggrössen entgegenwirkt.
Die Erfindung ist nicht auf das beschriebene Aus führungsbeispiel beschränkt. Beispielsweise kann man, damit keine Zeit durch die Auswahl der Halbwellen einer bestimmten Polarität verloren geht, sowohl für die positiven als auch für die negativen Halbwellen der bei den elektrischen Grössen einen Phasenkomparator vor sehen und die Auslösung bei demjenigen Phasenkom- parator als entscheidend ansehen, bei dem sie zuerst erfolgt.