Spannungs-Frequenz-Wandler
Die Aufgabe, eine Spannung oder einen Strom in eine der betreffenden Grosse proportionale Frequenz umzuwandeln, tritt verhältnismässig häufig auf. Als Beispiel seien nur die digitale Spannungsmessung und die Fernübertragung von Messwerten genannt. Die bekannten Wandler für diesen Zweck arbeiten meistens nach dem Prinzip, dass ein Kondensator mit einem Ladestrom geladen wird, der der umzuwandelnden Spannung bzw. dem umzuwandelnden Strom proportional ist, und dass der Kondensator dann jeweils, wenn die Spannung an ihm einen vorgegebenen Wert erreicht hat, möglichst rasch wieder auf die Spannung Null oder einen vorgegebenen endlichen Spannungswert entladen wird.
An dem Kondensator entsteht somit eine säge- zahnförmige Spannung, deren Frequenz der umzuformenden Spannung proportional ist.
Die Schwierigkeit bei der Lösung dieser Aufgabe liegt darin, dass die Spannung am Kondensator, die ja veränderlich ist, die Grosse des Ladestromes nicht merklich beeinflussen darf. Eine bekannte Schaltung für diesen Zweck ist der sogenannte Miller-Integrator, bei dem der Kondensator zwischen dem Ausgang und dem Eingang eines Gleichstromverstärkers hohen Verstärkungsgrades liegt und die umzuformende Spannung über einen Widerstand mit dem Eingang des Verstärkers verbunden ist. Infolge des hohen Verstärkungsgrades kann die Eingangsspannung des Verstärkers nur ganz kleine Werte annehmen. Wäre im Idealfalle die Verstärkung unendlich gross, so würde die Eingangsklemme des Verstärkers ständig auf Massepotential beharren, während die Ausgangsspannung des Ver stärkers beliebige Werte annehmen könnte.
Nimmt man ausserdem an, dass der Eingangswiderstand des Ver stärkers unendlich ist, so wäre der über den vorgeschal- teten Widerstand der Eingangsklemme zufliessende Strom einerseits der angelegten Spannung proportional, andererseits aber identisch mit dem Ladestrom des Kondensators. Die an dem Kondensator entstehende Ladespannung wird dabei von der Ausgangsspannung des Verstärkers gedeckt. Man kann die Wirkung dieser Schaltung auch so auffassen, dass die Kapazität des Kondensators für den Eingang auf das (, u-l)-fache vergrössert erscheint, wenn, der Verstärkungsgrad ist.
Eine erste Schwierigkeit bereitet die genaue Festlegung der Höchstspannung, auf die sich der Kondensator jedesmal aufladen darf und ferner die endliche Entladungszeit des Kondensators, die naturgemäss die Proportionalität zwischen der umzuformenden Spannung und der erzeugten Frequenz stört. Eine bekannte Schaltung benutzt zur Entladung des Kondensators eine zu diesem parallel-geschaltete Spezialglimmröhre, die aber bezüglich ihrer Zünd-und Löschspannung sowie hinsichtlich der Entladezeit keinen allzuhohen Ansprüchen genügen kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannung, die sich im Verhältnis 1 : 1000 ändern kann oder einen Strom, der an einem Widerstand dieselbe Spannung erzeugt, in eine proportionale Frequenz um- zuwandeln. Die Umwandlung soll von dem Vorzeichen des Eingangssignales unabhängig sein, ohne dass irgendwelche Umschaltungen nötig werden. Die Linearität der erzeugten Frequenz in Funktion der angelegten Spannung soll, bezogen auf den Sollwert, in einem oberen Bereich von 100 : 1 innerhalb einer Toleranz von 0, 50/0 liegen.
In einem Bereich von 1/100 bis 1/1000 des grössten Eingangssignales soll der Linearitätsfehler auf 1 /o ansteigen dürfen, was, bezogen auf den Maximalwert, 0, 0010/o Fehler ausmacht. Bei dem Maximalwert des Eingangssignales soll die erzeugte Frequenz relativ hoch sein und z. B. 200 kHz betragen können. Schliesslich soll der Wandler, was die Zeitkonstanten anbelangt, imstande sein, ein Signal von einer Grundfrequenz von mindestens 1 kHz in Form einer mit den Augenblicks werten des Eingangssignals proportional schwankenden Ausgangsfrequenz einwandfrei wiederzugeben.
Der Spannungsfrequenzwandler gemäss der Erfindung benutzt ebenfalls einen Kondensator, der über einen Verstärker mit einem der umzuformenden Spannung proportionalen Ladestrom geladen wird, und einen Entladekreis für diesen Kondensator, der, von einer von dem Ladezustand des Kondensators abhängigen Spannung gesteuert, jeweils bei Erreichung eines bestimmten Höchstwertes dieser Spannung vorübergehend freigege- ben wird.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des Ladestromes des Kondensators nach Massgabe der umzuformenden Spannung die Aus gangsspannung eines Differenzverstärkers mit zwei Eingangs-Transistoren dient, an dessen einem Eingang die umzuformende Spannung und an dessen anderem Ende eine Spannung liegt, die an einem im Ladekreis des Kondensators liegenden Ladewiderstand von dem Ladestrom erzeugt wird, und dass zur Steuerung des Entladekreises für den Kondensator eine Triggerschaltung dient, an deren Eingang die Summe aus der Kondensatorspannung und der an dem im Ladekreis liegenden Ladewiderstand durch den Ladestrom erzeugten Spannung liegt, welche Triggerschaltung, sobald die Summenspannung einen vorgegebenen Höchstwert erreicht hat, den Entladekreis freigibt und ihn nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitspanne wieder sperrt,
wobei diese Zeitspanne annähernd gleich dem Produkt aus der Kapazität des Kondensators und dem Widerstandwert des im Ladekreis liegenden Ladewiderstandes ist.
Der Differenzverstärker ermöglicht einen Ladestrom für den Kondensator, der ungeachtet der an dem Kondensator aufgebauten Ladung und aller Nichtlinearitäten an dem in dem Ladekreis liegenden Widerstand eine Spannung erzeugt, die der angelegten Signalspannung sehr genau gleich ist. Dabei würde zunächst ein Teil des Ladestromes statt über den erwähnten Widerstand über den zugehörigen Eingang des Differenzverstärkers abfliessen. Dieser Strom lässt sich aber sehr klein halten und ist ausserdem im weitesten Masse von der Spannung an dem Widerstand, d. h. von der Grosse des Ladestromes unabhängig.
Er spielt demnach nur bei sehr kleinen Eingangsspannungen und dementsprechend kleinen La deströmen eine Rolle und kann dem betreffenden Verstärkereingang über einen besonderen Widerstand unmittelbar aus der speisenden Stromquelle zugeführt werden, so dass sichergestellt ist, dass auch bei kleinsten Werten des Ladestromes dieser ganz durch den Widerstand fliesst und die Spannung an diesem Widerstand stets ein getreues Abbild des dem Kondensator zu fliessenden Ladestromes ist.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sollen anhand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels nachstehend beschrieben werden. Darin sind mit Rück- sicht auf den möglichen Polaritätswechsel der Eingangs spannung der Hauptkondensator und gewisse Schal tungsgruppen doppelt vorhanden. Die beiden Haupt kondensatoren sind mit C4 und C bezeichnet. Bei der Erläuterung der Schaltung möge zunächst nur der Kondensator C4 in Betracht gezogen werden.
Die erste Stufe des Differenzverstärkers 1 enthält die Transistoren Q1 und Qs. Ihre Kollektoren liegen über die Kollektorwiderstände Rs und R4 an dem Pluspol der speisenden Spannungsquelle. Ihre Emitter sind über den Widerstand R5 miteinander verbunden, von dem ein verstellbarer Anzapfpunkt über die Kollektor Emitter-Strecke eines weiteren Transistors Qs und einen Widerstand R6 mit dem Minuspol der Speisespannungsquelle verbunden ist. Durch die als Spannungsteiler wirkenden Widerstände R7 und Rs ist die Basis des Transistors Q3 so vorgespannt, dass dessen Arbeitspunkt auf dem nahezu horizontalen Teil der Kollektorstrom-Kol lektorspannung-Kennlinie liegt.
Dadurch wird die Summe der Emitter-Ströme der beiden Transistoren Qt und Qj auf einem nahezu konstanten Wert gehalten.
An dem Widerstand Ri liegt die umzuformende Eingangsspannung UE. Diese Eingangsspannung wird der Basis des Transistors Q1 als dem einen Eingang des Differenzverstärkers zugeführt. Den anderen Eingang des Differenzverstärkers bildet die Basis des Transistors Q. Er liegt an dem oberen Punkt des Ladewiderstandes R2, über den der Ladestrom iL nach Masse abfliesst.
Damit tatsächlich der gesamte Ladestrom iL über den Ladewiderstand Ra fliesst und somit an der Basis von Q2 eine dem Ladestrom proportionale Spannung entsteht, ist die Basis von Q2 ausserdem über einen einstellbaren Widerstand Rg mit dem Pluspol der Speisespannungsquelle verbunden. tuber diesen Widerstand Rg wird, wie schon erwähnt, der Basisstrom des Transistors Qs geliefert, so dass sich dieser Basisstrom nicht von dem Ladestrom iL abzieht und der Ladestrom iL in voller Grosse durch den Ladewiderstand R fliesst.
Um ein beiden Eingängen des Differenzverstärkers gemeinsames Signal noch weiter zu unterdrücken, werden die Kollektorspannungen der Transistoren Q1 und Qz einer zweiten Differenzverstärkerstufe, bestehend aus den Transistoren Q4 und Q5 und den Widerständen Rio, Roll, Ri2, Ria zugeführt.
Es sei hier erwähnt, dass auf die besondere Zufüh- rung des Ladestromes für den Transistor Q2 des ersten Differenzverstärkers über den Widerstand Rg verzichtet werden kann, wenn diese Verstärkerstufe aus Feldeffekttransistoren aufgebaut wird, die bekanntlich sehr hohe Eingangswiderstände aufweisen. Wenn besondere Ansprüche hinsichtlich der Temperaturstabilität auch bei sehr kleinen Signalen gestellt werden, kann der Temperaturgang des Basisstromes von Q2 dadurch kompen siert werden, dass der Stellwiderstand Rg durch einen Widerstand oder eine Widerstandskombination mit entsprechendem Temperaturverhalten ersetzt wird.
An dem Kollektorwiderstand Rlo des Transistors Q5 wird die zum zweiten Mal verstärkte Differenz zwischen den Spannungen UE und UA = iL'Ra ausgekoppelt.
Diese Ausgangsspannung der zweiten Differenzverstär kerstufe wird in einer weiteren Verstärkerstufe mit dem
Transistor Q6 und dem als hochohmiger Arbeitswider stand wirkenden Transistor Q7 noch einmal verstärkt.
Die mit der Verstärkung dieser Stufe multiplizierte Ka pazität des zwischen dem Kollektor und der Basis von Qo liegenden Kondensators Ci bildet eine Gegenkopp lung zur Vermeidung von Instabilitäten. Als Arbeits- widerstand für Q6 wirkt der Transistor Q7, welcher durch den Basis-Spannungsteiler R17, Ris und den Emit terwiderstand Ruz als Konstantstromquelle geschaltet ist. Der Strom wurde so gewählt, dass sich bei fehlen dem Eingangssignal der Mittelpunkt des Widerstandes Ri auf Massepotential befindet. Die Potentiale der
Endpunkte von Rig liegen dann symmetrisch zur Masse.
Nimmt der Kollektorstrom von Qe gegenüber dem Ru hestrom zu, so verschieben sich beide Potentiale in po sitiver Richtung ; nimmt er ab, in negativer Richtung.
Diese Potentiale steuern die beiden komplementären Transistoren Qs und Q9 an. Ihre Kollektorströme werden bei den erwähnten Potentialverschiebungen gegensinnig beeinflusst. Sie dienen dazu, die Anderungen der Potentiale der Enden des Widerstandes Rio zu wenden, und steuern ihrerseits die beiden ebenfalls zueinander komplementären Ausgangstransistoren QIO und Qn an.
Die gemeinsame Verbindung zwischen den Kollektoren der Transistoren Qlo und Qll nimmt infolgedessen ein positives Potential an, wenn die Eingangsspannung UE ebenfalls positiv ist, und ein negatives Potential, wenn die Eingangsspannung UE negativ ist. Im ersten Falle fliesst über die Diode D1 ein Ladestrom dem Kondensator C4 zu, der den Widerstand RW von oben nach unten durchfliesst. Im zweiten Falle verhindert die Diode D1 eine Aufladung des Kondensators C4, dagegen gestattet die Diode D2 eine Aufladung des zweiten Kondensators C5, wobei nunmehr dessen Ladestrom den Widerstand R2 von unten nach oben durchfliesst, an diesem also ebenfalls eine Spannung in umgekehrter Richtung erzeugt.
In Abhängigkeit von der infolge der Aufladung des Kondensators C. an diesem auftretenden Spannung soll nun die Entladung des Kondensators gesteuert werden. Dazu dient der als Kollektorverstärker arbeitende Transistor Qia und der aus den Transistoren Q13 und Q14 gebildete Schmitt-Trigger 2. Der Strom durch Q12 steigt proportional zur Spannung, welche die obere Belegung von C4 gegen Masse hat und damit ist die Spannung über Ri9 ebenfalls proportional zur Spannung der oberen Belegung C4 gegen Masse.
Sobald die Spannung über Ria grösser als die Schwellenspannung des Schmitt Triggers 2 wird, kippt dieser um, d. h. Q13 wird schlagartig leitend und Q14 gesperrt. Die Spannung, welche die obere Belegung von ¯4 gegen Masse hat, ist aber nicht die Spannung, auf die der Kondensator C4 aufgeladen ist, sondern die Summe dieser Spannung am Kondensator mit der Spannung, die der Ladestrom iL an dem Widerstand R2 hervorruft. Durch den Transistor Q12 wird also nicht die Kondensatorspannung, sondern die genannte Summenspannung abgetastet.
Die Grosse der Summenspannung im Moment, in welchem der Schmitt-Trigger 2 anspricht und damit, mit einer noch näher zu beschreibenden Schaltung die Entladung des Kondensators C4 einleitet, soll im folgenden mit Us bezeichnet werden.
Die Verwendung der genannten Summenspannung, statt der Kondensatorspannung als Kriterium für das Einsetzen der Kondensatorentladung ist deshalb wesentlich, weil es dadurch gelingt, den Einfluss der endlichen Entladezeit tE des Kondensators auf die Ausgangsfrequenz zu beseitigen.
Das ergibt sich aus folgender Rechnung :
Ist die Eingangsspannung UE konstant und die Verstärkung des Differenzverstärkers sehr gross, so gilt für die Kondensatorspannung Uc = US-iL Wäre die Entladezeit tE verschwindend klein, so wäre die Periodendauer der erzeugten Sägezahnspannung T C4-UC iL
Hierzu addiert sich nun die endliche Entladungszeit tF. Es gilt also in Wirklichkeit T = C4 . Uc /iL+ tE.
Dafür kann man mit Uc = Us-iL'Ra auch schreiben
T= C4 ò Us/IL-R2 ò C4 + tE iL
Für die erzeugte Frequenz gilt also C4-Ug- + (tE-R2-C4) IL
Wird der Kondensator nicht auf Null sondern auf eine Restspannung Usk entladen, so geht obige Gleichung über in
1 "C4(Ug-UR)..--" @@@@@@@ iL + (tE - C4 ò R2)
Man ersieht daraus, dass die Frequenz dem Ladestrom iL und damit dem Eingangssignal Us genau proportional wird, wenn die Bedingung tE = C4 R2 erfüllt wird. Die Gleichungen gelten jedoch nur dann, wenn durch den Kondensator C4 und den Widerstand R2 genau der gleiche Strom iL fliesst.
Für den Aufbau der Entladeschaltung sind daher folgende Gesichtspunkte massgebend :
Während der Entladung soll, bei konstanter Eingangsspannung Us, UA konstant sein, d. h. es darf kein zusätzlicher Strom durch die Ansteuerung der Entladeschaltung über den Widerstand R2 abfliessen.
Die Restspannung über C4 soll klein und konstant sein, z. B. gleich der Kollektor-Emitter-Spannung eines gesättigten Transistors.
Am Ende der Entladezeit soll der Entladekreis sofort wieder sehr hochohmig werden.
Die Entladezeit soll einstellbar sein.
Im dargestellten Schaltungsbeispiel besteht die Entladeschaltung aus dem monostabilen Multivibrator 3, dem Schalttransistor Qi7, dem Impulsüberträger Tr 1 und dem eigentlichen Entladetransistor Qr8. Die Forderung, dass während der Entladung kein zusätzlicher Strom durch R2 fliessen darf, erreicht man praktisch nur durch eine galvanische Trennung des eigentlichen Entladekreises von den ihn ansteuernden Schaltkreisen.
Nachdem die Spannung zwischen Masse und ohne Belegung von C4 den Wert Us erreicht hat, spricht (wie schon beschrieben) der Schmitt-Trigger 2 an, d. h. der Transistor Q14 wird schlagartig gesperrt, und damit steigt seine Kollektorspannung sprunghaft auf den Wert Usai.
Dieser positive Spannungssprung gelangt über C6 und D3 auf die Basis des Transistors Qi5 im monostabilen Multivibrator 3. Der monostabile Multivibrator kippt von seinem Normalzustand (Q15 gesperrt, QLG leitend) in den Ausnahmezustand (Qig leitend, Q16 gesperrt).
Die Dauer des Ausnahmezustandes und damit die Entladezeit tE, ist im wesentlichen durch die Zeitkonstante C7R20 bestimmt. Die Entladezeit kann mittels des Widerstandes R20 eingestellt werden. Da die Entladezeit bei der kürzesten Ladezeit des Kondensators C4 den grössten Einfluss auf die Ausgangsfrequenz hat, ist R20 ein Justiermittel für die höchste Frequenz.
Der Wert der Summenspannung über R2 und C4, bei dem der Schmitt-Trigger 2 anspricht (also Us) kann mit Rto eingestellt werden. Rua ist damit ein Justiermittel für die betragsmässige Beziehung zwischen dem Ein gangssignal und der Ausgangsfrequenz. Die Einstellung soll bei mittleren Frequenzen durchgeführt werden.
Während des Ausnahmezustandes des monostabilen Multivibrators ist Q16 gesperrt und damit seine Kollektorspannung positiv. tuber R21 und C8 wird damit der Transistor Qi7 stromführend. Der Strom durch die Wicklung Wj des Impulstransformators Tr 1 im Kol lektorkreis von Q17 steigt exponentiel an und induziert in W2 eine Spannung. Diese Spannung erzeugt den für die Entladung benötigten Basisstrom des Transistors Qig. tuber die Kollektor-Emitter-Strecke von Qla fliesst wäh- rend dieser Phase der durch UE erzeugte Strom iL und der Entladestrom von C4.
Ist der Kondensator C4 entladen, so bleibt nur noch die Kollektor-Emitter-Sätti- gungsspannung von Qig als Restspannung über C4. Es fliesst dann nur noch der Ladestrom iL durch Q18.
Wenn der monostabile Multivibrator 3 wieder in den Normalzustand zurückkippt (also am Ende der Entladezeit tE) wird der Transistor Q17 gesperrt und es wird in W2 eine Spannung so induziert, dass der Entladetransistor Qig sofort sperrt. Für Q18 muss ein schneller Siliziumtransistor mit möglichst kleinem Sperrstrom und grosser zulässiger Verlustleistung eingesetzt werden.
Für die Langzeitstabilität sind vor allem der Widerstand R2, die Ladekapazität C4 und alle Komponenten, die einen Einfluss auf den Wert Us der Summenspannung haben, verantwortlich. Bei den hohen Frequenzen haben dazu die Elemente, die die Entladezeit bestimmen, einen wesentlichen Einfluss auf die Langzeitstabilität.
Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemässen Schaltung besteht noch darin dass bei dem Fehlersignal 0, d. h. wenn UE gleich UA ist, beide Ausgangstransistoren des Differenzverstärkers Qio und Qu bereits Strom führen. Wenn ein Fehlersignal entsteht, werden die Basisspannungen beider Transistoren Qlo und Qu gleichsinnig geändert, d. h. während der eine Transistor langsam gesperrt wird, öffnet der zweite immer mehr. Der Differenzstrom zwischen ihren Kollektorströmen fliesst dem Kondensator C4 bzw. C5 zu. Damit ist vermieden, dass zunächst irgendwelche Basis-Emitterspannungen überwunden werden müssen, bevor Strom zu dem entsprechenden Kondensator fliessen kann.
Dies würde nämlich ein unverhältnismässig hohes Fehlersignal bedingen, das bei sehr kleinen Eingangsspannungen die Genauigkeit beeinträchtigen könnte. Ausserdem wird mit dieser Massnahme erreicht, dass gerade für einen beschränkten Bereich kleiner Signale die Verstärkung durch die Differenzwirkung der beiden Transistoren Qlo und Qu erhöht wird.