Installation pour la constitution de tensions pilotes de commande de la commutation électronique d'un moteur à induction On connaît diverses solutions pour alimenter un moteur à induction par une tention ou un courant alter natif de fréquence variable, singulièrement par voie électronique.
L'une des solutions les plus avantageuses consiste en une commutation électronique à découpage de phase qui permet de donner à chaque alternance de courant moteur la forme la mieux adaptée, singulièrement une forme quasi-sinusoïdale. Il est prévu à cet effet deux canaux de commutation par phase, soit un canal par type d'alternances, la commutation électronique étant très généralement unidirectionnelle.
Conformément au principe de cette technique, chaque canal de commutation électronique est doté d'un circuit réactif de découpage , propre à bloquer la commuta tion dès que l'intensité du courant moteur dépasse la limite qui lui est assignée à l'instant considéré. La tension de self-induction du bobinage moteur intéressé est alors écrêtée de telle manière que le courant de self-induction prolonge le courant moteur tout en décroissant exponen- tiellement. Lorsque la valeur de ce courant de self-induc tion tombe au-dessous d'un certain niveau, la commuta tion est de nouveau établie jusqu'à ce que le courant atteigne la nouvelle valeur limite qui lui est assignée, laquelle entraîne le blocage de la commutation et ainsi de suite.
La valeur instantanée limite du courant moteur étant dictée par l'amplitude instantanée d'une tension pilote, le courant moteur épouse en fait la forme approximative de ladite tension pilote.
Avec deux canaux de commutation électronique par phase, ce type de moteur s'accommode particulièrement bien d'un système biphasé qui lui confère pratiquement tous les avantages des moteurs à induction polyphasés tout en limitant le nombre de canaux de commutation à quatre. Alors que le couple de démarrage d'un moteur à induction polyphasé alimenté par le réseau est relative ment élevé en dépit d'une fréquence de glissement importante, grâce à une surintensité considérable, il ne saurait être question d'assurer une telle réserve de puis sance dans un système d'alimentation par commutation électronique.
L'installation de constitution des tensions pilotes doit donc, de préférence, être telle que la fréquence de glissement n'excède jamais la valeur correspondant au couple maximum pour un courant donné, soit 3 à 6 Hz. D'autres conditions évidentes permettent d'énoncer en bref de la manière suivante les caractéristiques essentielles d'une installation idéale de constitution des tensions pilotes: a) Permettre un asservissement de la fréquence pilote à la vitesse de rotation du moteur de manière à ce que la fréquence de glissement ne dépasse pas la valeur cor respondant à un couple maximum pour un courant donné.
b) Permettre d'engendrer un système de tensions polyphasées, singulièrement biphasées, de préférence quasi-sinusoïdales.
c) Permettre une variation rapide de la fréquence sans qu'un régime transitoire n'affecte de manière sen sible la forme, l'amplitude ou la phase relative des ten sions pilotes.
d) Permettre une régulation de vitesse, de préférence par voies manuelle et automatique.
Conçue de manière à satisfaire ces exigences, la pré sente invention a pour objet une installation pour une constitution de tensions pilotes de commande de la com mutation électronique du courant d'alimentation d'un moteur électrique à induction à partir d'une source de tension continue, le courant d'alimentation du bobinage de chaque phase dudit moteur étant soumis à la commu tation alternée de deux canaux de commutation électro nique unidirectionnelle agencés de manière à engendrer dans ledit bobinage de phase un courant alternatif quasi sinusoïdal, les tensions pilotes de commande de chaque canal de commutation ne différant que par leurs phases respectives,
les tensions pilotes correspondant aux deux canaux de commutation d'une même phase étant dépha sées de 180 , caractérisée par le fait qu'elle comprend un premier générateur d'impulsions, asservi au moteur, actionnant au moins un circuit multistable agencé de manière à engendrer au moins deux successions de ten sions digitales périodiques, dite constitutives , sous forme de paliers, chacune des successions correspondant à une demi-alternance d'une courbe périodique approxi mativement sinusoïdale, un circuit de juxtaposition chro nologique des demi-alternances, délivrant deux tensions déphasées constituées chacune d'alternances complètes unipolaires,
constituant lesdites tensions pilotes, un cir cuit de commutation alternée appliquant alternativement et respectivement l'une ou l'autre des tensions pilotes, à un organe de commutation à seuil, attribué à chaque canal de commutation, contrôlant la croissance du cou rant d'alimentation du moteur, des moyens pour intro duire une fréquence de glissement agissant sur le nombre des impulsions actionnant le circuit multistable, la fré quence de glissement étant limitée à une valeur ne dépassant pas celle correspondant au couple maximum du moteur, et un circuit de stabilisation automatique de la vitesse de rotation du moteur agissant sur l'un des paramètres suivants:
fréquence de glissement, nombre d'impulsions du premier générateur, ou amplitude des tensions pilotes.
Le dessin ci-annexé représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution de l'installation selon l'invention.
La figure 1 représente un circuit propre à engendrer des tensions pilotes sur la base d'une juxtaposition de tensions constitutives .
Les figures 2a à 2d sont des formes de tensions pilotes à deux stades d'élaboration.
La figure 3 représente un circuit de répartition des tensions pilotes biphasées engendrées par le circuit de la figure 1 entre les quatre canaux de commutation.
La figure 4 représente le schéma d'un circuit de mise en forme des impulsions et de régulation de la vitesse. La figure 5 représente un schéma bloc d'ensemble. Comme le montre la figure 1, le circuit fondamental pour engendrer des tensions pilotes est avantageusement constitué par un circuit multistable agencé en compteur d'impulsions. il s'agit ici d'un circuit multistable com prenant les trois étages bistables classiques B3, B4 et B5 couplés en cascade.
Chaque étage est ici constitué par deux transistors dont on sait que l'un est conducteur tandis que l'autre est bloqué ou réciproquement, une per mutation d'état résultant de l'application d'une impulsion positive respectivement sur la voie 7, 8 ou 9. Il résulte de cette condition que l'étage B4 permute une fois sur deux permutations de l'étage B3 et l'étage B5 une fois sur deux permutations de l'étage B4, ce qui fait en tout huit positions stables distinctes du circuit multistable composé des trois étages.
L'état initial du circuit multistable est caractérisé par le fait que chaque étage ne permutera qu'à la seconde . impulsion reçue par l'étage qui le précède (dans le cas particulier lorsque les transistors pairs sont conducteurs).
Il est entendu queVl est une tension positive tandis que V2 est négative. Considérons alors la contribution des résistances à la conduction unidirectionnelle 11, 13 et 15 sur la tension aux bornes de la résistance de charge 17, étant précisé que la résistance 13 accuse une valeur ohmique double de la résistance 15 et la résistance 11 une valeur double de la résistance 13.
Dans l'état initial, tous les transistors impairs sont bloqués, il n'y a donc pas de tension aux bornes de la résistance 17.
A la première impulsion d'entrée, l'étage B3 bascule seul et la résistance 11 débite sur la résistance 17.
A la seconde impulsion d'entrée, l'étage B3 revient à sa position initiale et c'est l'étage B4 qui bascule d'où le débit de la résistance 13 avec une valeur deux fois plus faible qu'après la première impulsion.
A la troisième impulsion, les résistances 11 et 13 débitent en parallèle (résistance trois fois plus faible).
A la quatrième impulsion, la résistance 15 débite seule (résistance quatre fois plus faible).
A la cinquième impulsion, la résistance 15 débite en parallèle avec la résistance 11 (résistance cinq fois plus faible), etc.
A la sixième impulsion, la résistance est six fois plus faible. Elle est sept fois plus faible à la septième impulsion et de nouveau infinie à la huitième (retour à l'état ini tial).
La figure 2a donne la tension aux bornes de la résis tance 17. La compression vers le sommet dépend évidem ment du rapport de la résistance 17 à la résistance 11, lequel est facilement ajustable par exemple en vue de rapprocher la tension de la figure 2a autant que possible d'une demi-alternance de sinusoïde. L'approximation sera d'autant meilleure que la demi-alternance comporte plus de paliers mais en pratique huit paliers sont plus que suffisants.
Il est évident que les résistances 12, 14 et 16, de valeurs respectivement égales à leurs homologues engendrent sur la résistance 18 une tension réciproque donnée par la figure 2b, le processus se déroulant en sens exactement inverse.
Pour obtenir une suite d'alternances complètes, il s'agit de juxtaposer alternativement une demi-alternance de la tension aux bornes de la résistance de composition digitale 17 avec une demi-alternance aux bornes de la résistance de composition digitale 18.
Deux couples de transistors, 19 et 20 d'une part, 21 et 22 d'autre part comportent respectivement à cet effet une résistance de collecteur commune, 23 d'une part et 24 d'autre part tandis que les bases des transistors d'un même couple sont reliées respectivement aux résistances 17 et 18.
Un étage binaire supplémentaire B7, couplé en cascade, après l'étage B5, permute à chaque retour du circuit multistable à son état initial et bloque alternative ment l'un et l'autre transistors de chaque couple en pola risant fortement sa résistance d'émetteur, de telle manière que la résistance 23 reproduit alternativement la tension aux bornes des résistances 17 et 18 (fig. 2c) tandis que la résistance 24 reproduit ces tensions selon la figure 2d, déphasée d'une demi-alternance par rapport à la première. Le circuit B6 permet ainsi la reconstitution d'alternances complètes, de polarité inversée.
La figure 3 donne, en B10 et Bll, le schéma simplifié des deux canaux de commutation électronique relatifs à une même phase, le bobinage de phase du moteur étant ici divisé en deux parties Ml et M2, travaillant en push- pull .
Au repos le transistor 1 est bloqué et avec lui toute la chaîne du canal B10, avec les transistors 2, 3 et 4.
Si la tension de base du transistor 1 devient négative, toute la chaîne se débloque et un courant est appliqué au bobinage M1. Le déblocage du transistor 1 s'effectue par l'intermédiaire du transistor pilote P1 dont la base est soumise à la tension pilote Vpl.
La commutation du transistor 4 permet à un courant de prendre naissance dans la bobine Ml. En vertu de la self-induction propre de cette dernière, ce courant croîtra progressivement, plus ou moins rapidement, et avec lui la tension sur la très faible résistance 5. Lorsque, par voie de conséquence, l'émetteur du transistor 1 atteindra le potentiel de sa base (valeur instantanée de la tension pilote) le courant sera interrompu pour un instant très court, ici déterminé par le condensateur de réaction 6. Un dispositif d'écrêtage de la tension de self-induction engendrée sur la bobine Ml (non-représenté) permet au courant de self-induction, qui prolonge le courant moteur, de diminuer progressivement.
Mais le courant est bientôt rétabli et croît à nouveau jusqu'à ce que la tension sur la résistance 5 soit égale à la nouvelle valeur instantanée de la tension pilote. Le courant est alors interrompu à nou veau et ainsi de suite.
Le courant moteur qui comprend également le cou rant de self-induction durant les interruptions oscille ainsi de part et d'autre de la valeur instantanée assignée par la tension pilote dont il reproduit la forme générale.
La tension Vpl, tirée du circuit de la figure 2c par exemple, doit naturellement être distribuée alternative ment sur les canaux BIO et BI1, à raison d'une alternance par canal. Cette commutation alternée est assurée par un nouvel étage binaire supplémentaire, couplé en cascade après l'étage B7 de la figure 1 et, par l'intermédiaire des diodes 7 et 8, paralyse alternativement, au rythme des alternances, un canal et l'autre par une polarisation forte ment positive appliquée sur le transistor 1 ou son homo logue du canal B11.
L'étage binaire B9 travaille alternativement à l'étage B8 pour le contrôle de l'autre phase. Alors que l'étage B8 est attaqué à partir du collecteur de l'un des transistors de l'étage B7 (fig. 1), l'étage B9 sera attaqué à partir du circuit de collecteur de l'autre transistor de cet étage B7. Le choix du transistor d'attaque tient au fait que les alternances distribuées par les étages B8 et B9 ne doivent pas être coupées en deux, ce qui implique une relation de phase convenable entre les alternances considérées et leur commutation alternée.
Un circuit auxiliaire constitué des résistances 9 et 11, de la diode 10 et du condensateur 12, impose une rotation des phases dans un sens prédéterminé à l'exclusion du sens inverse qui entraînerait une inversion de sens de rotation du moteur.
Il faut maintenant revenir à la figure 1, pour préciser quelles sont les sources d'impulsions appliquées en 7. Une demi-alternance ou un quart de période implique 8 impulsions d'entrée. Une période complète demande donc 32 impulsions d'entrée.
Un premier générateur d'impulsions, entraîné en syn chronisme avec le moteur produit ces 32 impulsions à chaque tour du moteur. On peut prévoir à cet effet un couple d'organes émetteur-récepteur dont le couplage est intercepté périodiquement par les dents d'un disque à périphérie échancrée. Par exemple une source lumineuse et un capteur photosensible ou mieux encore une bobine émettrice parcourue par un courant à haute fréquence et une bobine captrice accordée sur la fréquence de la pre mière et excitant la base d'un transistor lorsque le couplage est possible entre les bobines, ce couplage étant périodi quement intercepté par les dents d'un disque conducteur solidaire du rotor du moteur.
On peut imaginer d'autres couplages de nature inductive, capacitive, magnétique, radioactive, etc. permettant de produire finalement 32 impulsions par tour du moteur.
La condition de synchronisme entre la vitesse du moteur et la fréquence du courant d'alimentation est ainsi satisfaite mais elle ne donne lieu à aucun glissement générateur du couple moteur.
Un second générateur d'impulsions ou générateur de glissement est prévu à cet effet. Ce générateur, par exemple du type multivibrateur délivre une fréquence maximum d'impulsions correspondant à la fréquence de glissement optimum (3 à 6 Hz) soit, compte tenu du fac teur 32 de formation des tensions pilotes, une fréquence de 100 à 200 Hz. Ces impulsions de glissement sont additionnées aux impulsions de synchronisme, à l'entrée 7 du circuit multistable de la figure 1.
La fréquence du courant moteur est dès lors supé rieure à la fréquence de synchronisme d'une valeur fixe et optimum représentant la fréquence de glissement, à la faveur de laquelle le moteur prend une accélération maximum pour atteindre la vitesse qui lui est assignée.
La stabilisation de la vitesse assignée peut alors être envisagée au moins de trois manières associées ou indé pendantes a) Par abaissement de la fréquence de glissement.
b) Par élimination d'une partie au moins des impul sions de synchronisme.
c) Par réduction d'amplitude des tensions pilotes, partant du courant moteur.
Dans tous les cas, la vitesse de rotation peut être mesurée par la fréquence des impulsions de synchronisme du premier générateur d'impulsions, entraîné par le moteur.
La figure 4 donne un exemple de circuit de traitement de ces impulsions en vue de la régulation de vitesse.
1 symbolise le capteur placé sur le moteur avec la fonction de délivrer 32 impulsions par tour ou de préfé rence 16 signaux assez larges pour que le début et la fin puissent être constitués en impulsions. 2 et 3 sont les deux transistors d'une bascule de Schmitt classique de mise en forme des signaux délivrés par le capteur I. Le collecteur du transistor 3 constitue une première voie de sortie délivrant 16 impulsions par tour du moteur.
Les transistors 6 et 7 forment une seconde bascule de Schmitt constituée en flip-flop monostable réexcitable pendant sa période métastable. A cet effet le transistor 4 décharge complètement une capacité de temporisation 8 chaque fois qu'il est rendu conducteur par une impulsion négative sur sa base, c'est-à-dire à chaque déblocage de la première bascule de Schmitt. La capacité 8 se recharge alors plus ou moins rapidement à travers la résistance ajustable 9 jusqu'à ce que, par l'intermédiaire du tran sistor amplificateur de courant 5, le fiip-$op mono- stable bascule.
L'impulsion suivante de décharge du condensateur 8 ramène le flip-flop monostable dans son état initial en donnant une impulsion de sortie positive sur le collecteur du transistor 7 qui engendrera également 16 impulsions par tour, formant une suite équidistante avec les 16 impulsions par tour issues du transistor 3, aussi longtemps que la vitesse requise n'est pas atteinte. Lorsque la vitesse assignée est atteinte, la résistance 9 n'a plus le temps de recharger le condensateur 8 jusqu'à faire permuter la bascule monostable. Le transistor 7 ne délivre alors plus d'impulsion et la fréquence tombe sensiblement de moitié.
La vitesse est-elle réduite, alors l'intervalle entre les impulsions augmente, la résistance 9 a de nouveau le temps de charger le condensateur 8 de manière à entraîner la permutation du flip-flop monostable et les impul sions réapparaissent sur le transistor 7.
En réalité la régulation n'est pas aussi brusque, les imperfections mécaniques des échancrures pratiquées sur la périphérie du disque entraîné par le moteur, par exemple, ayant pour conséquence une certaine dispersion cyclique des intervalles entre impulsions, elles sont en fait éliminées les unes après les autres de la sortie du transis tor 7, ce qui adoucit le réglage.
Signalons qu'il peut y avoir intérët, dans certains cas particuliers, à ce que la fréquence de glissement aug mente légèrement avec la vitesse. Dans ce cas, ledit premier générateur d'impulsions, au lieu de délivrer des impulsions en nombre propre à synchroniser le courant d'alimentation sur la vitesse, en délivrera une ou deux de plus par tour, ce qui ne nuira pas à l'efficacité du réglage de la vitesse par le procédé susmentionné, tout en engen drant une composante de la fréquence de glissement fonction de la vitesse.
La partie inférieure de la figure 4, avec les transistors 10, 11 et 12, se rapporte à cette autre possibilité de réglage de la vitesse qui consiste à agir sur l'intensité du courant moteur par l'intermédiaire de l'amplitude des tensions pilotes.
Le circuit proposé à titre d'exemple non limitatif, fonctionne de la manière suivante: Le transistor 10, saturé au repos, assure l'équilibre du flip-flop monostable constitué des transistors 11 et 12, le dernier étant conduc teur au repos. Une dérivation part de sa résistance de collecteur 21 pour aboutir, par une diode et les résistances 19 et 20 sur le curseur des résistances 17 et 18 de la figure 4. Dans l'état conducteur du transistor 12, les ten sions relatives sont telles que la résistance 21 ne participe pas à la définition des tensions pilotes engendrées sur les résistances 17 et 18 de la figure 1. Par contre, si le tran sistor 12 se trouve bloqué, le côté actif de la résistance 21 est rappelé à la tension V3, laquelle est plus négative que V2.
Les résistances 19, 20 et 21 contribuent alors à réduire l'amplitude des tensions pilotes. Le transistor 12 ne doit se bloquer que lorsque la vitesse requise du moteur est atteinte. Pour cette raison, le transistor 10, normale ment conducteur, est attaqué par des impulsions de blo cage en provenance du collecteur du transistor 2 mais à travers un circuit auxiliaire constitué de la résistance 15 et de la diode 13. Si le transistor 7 est préalablement bloqué, la résistance 15 polarise fortement la diode 13 dans le sens bloqué. Une impulsion positive fournie par le condensateur 14 n'est alors pas transmise au transistor 10 qui reste conducteur.
Si par contre le transistor 7 est conducteur, la polarisation de la diode 13 disparaît et une impulsion positive fournie par le condensateur 14 sera transmise à la base du transistor 10 qui se bloquera le temps nécessaire à faire basculer le flip-fiop mono- stable, par conséquent à bloquer momentanément le transistor 12.
Une analyse du circuit montre qu'une prépolarisation de blocage est appliquée à la diode 13 au moment de l'impulsion sur le condensateur 14, aussi longtemps que l'intervalle entre deux impulsions successives transmises par la première bascule de Schmitt (transistors 2 et 3) n'est pas extrêmement voisin ou inférieur à la durée de temporisation du condensateur 8, c'est-à-dire aussi long temps que la vitesse requise du moteur n'est pas atteinte. Par contre, dès que cette vitesse est atteinte, le transistor 7 reste conducteur jusqu'à l'application de l'impulsion posi tive sur le condensateur 14 qui entraîne par conséquent chaque fois le blocage momentané du transistor 12.
II est évident que ce flip-flop monostable de com mande de l'amplitude des tensions pilotes pourrait égale ment et avantageusement être du type réexcitable durant sa période métastable.
La figure 5 donne un schéma-bloc des circuits de l'ins tallation décrite.
B1 représente le moteur avec une voie d'alimentation en provenance de la source B16, quatre voies de commuta tion en provenance des canaux B10 à B13 tandis que le moteur Bl délivre les signaux de synchronisme au discri- minateur de mise en forme B2. Les impulsions de syn chronisme sont transmises au circuit multistable constitué des blocs B3 à B5. En B6 se trouvent les circuits de com position digitale, de formation des demi-alternances tan dis que B7 constitue le circuit de formation des alternances complètes selon deux voies biphasées.
B8 distribue alter nativement les alternances pilotes à l'un et à l'autre des deux canaux de commutation d'une même phase, B10 et B11 tandis que B9 en fait autant pour les deux canaux de commutation de l'autre phase, B12 et B13. Le bloc B15 représente le générateur d'impulsions de glissement dont les impulsions s'ajoutent à celles de B2 à l'entrée de B3. Le bloc B14 est le circuit sélecteur de vitesse qui, à partir de la fréquence des impulsions de synchronisme, commande: soit la sortie des impulsions de B2, soit la fréquence du générateur de glissement B15, soit l'ampli tude des tensions pilotes engendrées en B6 ou encore une combinaison quelconque de ces trois possibilités.
Les avantages d'une telle installation de formation des tensions pilotes sont considérables, ne fût-ce qu'en ce qu'elle réalise à la perfection les conditions fondamentales requises pour le bon fonctionnement d'un moteur à induction à commutation électronique. Aucune surcharge de démarrage n'est possible, l'intensité du courant moteur étant, dans la règle, limitée par l'amplitude prédéterminée des tensions pilotes. L'accélération ne s'en fait pas moins dans les meilleures conditions possibles, avec le glissement optimum et un couple de démarrage maximum. La varia tion manuelle ou automatique de la vitesse est des plus simples, aucun décrochage n'est possible.
L'installation décrite présente cet avantage considé rable de permettre une variation instantanée de la fré quence sans affecter la forme, l'amplitude ou la phase relative des tensions pilotes.
Le circuit multistable peut prendre un grand nombre de formes passant notamment par tous les dispositifs électroniques compteurs d'impulsions. Il en est de même du générateur d'impulsions de synchronisme, du généra teur d'impulsions de glissement et du circuit sélecteur de vitesse qui peut aussi bien s'accommoder d'un générateur tachymétrique que de toute autre solution.
Installation for the constitution of pilot voltages for controlling the electronic commutation of an induction motor Various solutions are known for supplying an induction motor with voltage or a native alternating current of variable frequency, particularly by electronic means.
One of the most advantageous solutions consists of an electronic phase-chopped switching which makes it possible to give each alternation of motor current the best suited shape, in particular a quasi-sinusoidal shape. Two switching channels per phase are provided for this purpose, ie one channel per type of half-wave, the electronic switching being very generally unidirectional.
In accordance with the principle of this technique, each electronic switching channel is provided with a reactive chopping circuit capable of blocking the switching as soon as the motor current intensity exceeds the limit assigned to it at the time considered. The self-induction voltage of the motor winding concerned is then clipped in such a way that the self-induction current prolongs the motor current while decreasing exponentially. When the value of this self-induction current falls below a certain level, switching is reestablished until the current reaches the new limit value assigned to it, which results in the blocking of switching and so on.
The instantaneous limit value of the motor current being dictated by the instantaneous amplitude of a pilot voltage, the motor current in fact follows the approximate shape of said pilot voltage.
With two electronic switching channels per phase, this type of motor adapts particularly well to a two-phase system which gives it practically all the advantages of polyphase induction motors while limiting the number of switching channels to four. While the starting torque of a polyphase induction motor supplied by the network is relatively high despite a high slip frequency, thanks to a considerable overcurrent, there can be no question of ensuring such a reserve of power. sance in an electronic switching power supply system.
The installation for constituting the pilot voltages must therefore preferably be such that the slip frequency never exceeds the value corresponding to the maximum torque for a given current, ie 3 to 6 Hz. Other obvious conditions make it possible to Briefly state the essential characteristics of an ideal installation for constituting pilot voltages as follows: a) Allow control of the pilot frequency to the speed of rotation of the motor so that the slip frequency does not exceed the value corresponding to a maximum torque for a given current.
b) Make it possible to generate a system of polyphase, singularly two-phase, preferably quasi-sinusoidal voltages.
c) To allow a rapid variation of the frequency without a transient regime not appreciably affecting the shape, the amplitude or the relative phase of the pilot voltages.
d) Allow speed regulation, preferably by manual and automatic means.
Conceived in such a way as to satisfy these requirements, the object of the present invention is an installation for a constitution of pilot voltages for controlling the electronic switching of the supply current of an electric induction motor from a voltage source. continuous, the supply current of the winding of each phase of said motor being subjected to the alternating switching of two unidirectional electronic switching channels arranged so as to generate in said phase winding a quasi-sinusoidal alternating current, the control pilot voltages of each switching channel differing only in their respective phases,
the pilot voltages corresponding to the two switching channels of the same phase being phase shifted by 180, characterized in that it comprises a first pulse generator, slaved to the motor, actuating at least one multistable circuit arranged so as to generate at least two successions of periodic digital voltages, known as constitutive, in the form of stages, each of the successions corresponding to a half-wave of an approximately sinusoidal periodic curve, a circuit of chronological juxtaposition of the half-waves, delivering two voltages phase-shifted each consisting of complete unipolar halfwaves,
constituting said pilot voltages, an alternating switching circuit applying alternately and respectively one or the other of the pilot voltages, to a threshold switching device, allocated to each switching channel, controlling the growth of the supply current motor, means for introducing a slip frequency acting on the number of pulses actuating the multistable circuit, the slip frequency being limited to a value not exceeding that corresponding to the maximum torque of the motor, and an automatic stabilization circuit of the motor rotation speed acting on one of the following parameters:
slip frequency, number of pulses of the first generator, or amplitude of pilot voltages.
The appended drawing represents, by way of example, an embodiment of the installation according to the invention.
FIG. 1 represents a circuit suitable for generating pilot voltages on the basis of a juxtaposition of constituent voltages.
Figures 2a to 2d are forms of pilot voltages at two stages of development.
FIG. 3 represents a circuit for distributing the two-phase pilot voltages generated by the circuit of FIG. 1 between the four switching channels.
FIG. 4 represents the diagram of a circuit for shaping the pulses and regulating the speed. FIG. 5 represents an overall block diagram. As shown in FIG. 1, the fundamental circuit for generating pilot voltages is advantageously constituted by a multistable circuit arranged as a pulse counter. this is a multistable circuit comprising the three conventional bistable stages B3, B4 and B5 coupled in cascade.
Each stage is here made up of two transistors, one of which is known to be conducting while the other is blocked or vice versa, a change of state resulting from the application of a positive pulse respectively on channel 7, 8 or 9. It follows from this condition that the stage B4 permutes once on two permutations of the stage B3 and the stage B5 once on two permutations of the stage B4, which makes in all eight stable positions distinct from the multistable circuit composed of three stages.
The initial state of the multistable circuit is characterized by the fact that each stage will not change until the second. pulse received by the stage which precedes it (in the particular case when the even transistors are conducting).
It is understood that V1 is a positive voltage while V2 is negative. Let us then consider the contribution of the resistors to the unidirectional conduction 11, 13 and 15 on the voltage at the terminals of the load resistor 17, it being specified that the resistor 13 shows a double ohmic value of the resistor 15 and the resistor 11 a double value of resistance 13.
In the initial state, all the odd-numbered transistors are blocked, so there is no voltage across resistor 17.
At the first input pulse, stage B3 switches on its own and resistor 11 debits resistor 17.
At the second input pulse, stage B3 returns to its initial position and it is stage B4 which switches, hence the flow rate of resistor 13 with a value twice as low as after the first pulse.
At the third pulse, resistors 11 and 13 deliver in parallel (resistance three times lower).
At the fourth pulse, the resistance 15 delivers alone (resistance four times lower).
At the fifth pulse, resistor 15 delivers in parallel with resistor 11 (resistance five times lower), etc.
At the sixth pulse, the resistance is six times lower. It is seven times weaker at the seventh pulse and again infinite at the eighth (return to the initial state).
Figure 2a gives the tension at the terminals of the resistor 17. The compression towards the top obviously depends on the ratio of the resistor 17 to the resistor 11, which is easily adjustable for example with a view to bringing the tension of figure 2a as close as half-wave of a sinusoid as possible. The approximation will be all the better as the half-wave has more stages, but in practice eight stages are more than sufficient.
It is obvious that the resistors 12, 14 and 16, of values respectively equal to their counterparts generate on the resistor 18 a reciprocal voltage given by FIG. 2b, the process taking place in exactly the opposite direction.
To obtain a series of complete alternations, it is a matter of alternately juxtaposing a half-wave of the voltage across the terminals of the digital composition resistor 17 with a half-wave across the terminals of the digital composition resistor 18.
Two pairs of transistors, 19 and 20 on the one hand, 21 and 22 on the other hand respectively comprise for this purpose a common collector resistor, 23 on the one hand and 24 on the other hand, while the bases of the transistors the same couple are respectively connected to resistors 17 and 18.
An additional binary stage B7, coupled in cascade, after stage B5, switches on each return of the multistable circuit to its initial state and alternately blocks one and the other transistors of each pair by strongly polishing its resistance. emitter, so that resistor 23 alternately reproduces the voltage across resistors 17 and 18 (fig. 2c) while resistor 24 reproduces these voltages according to figure 2d, phase-shifted by half an alternation with respect to the first . The circuit B6 thus allows the reconstitution of complete alternations, of reversed polarity.
FIG. 3 gives, at B10 and B1, the simplified diagram of the two electronic switching channels relating to the same phase, the phase winding of the motor being here divided into two parts M1 and M2, working in push-pull.
At rest, transistor 1 is blocked and with it the entire chain of channel B10, with transistors 2, 3 and 4.
If the base voltage of transistor 1 becomes negative, the entire chain unlocks and a current is applied to winding M1. The deblocking of the transistor 1 is effected by means of the pilot transistor P1, the base of which is subjected to the pilot voltage Vpl.
The switching of the transistor 4 allows a current to arise in the coil M1. By virtue of the self-induction proper of the latter, this current will increase progressively, more or less rapidly, and with it the voltage on the very low resistance 5. When, consequently, the emitter of transistor 1 will reach the potential from its base (instantaneous value of the pilot voltage) the current will be interrupted for a very short instant, here determined by the reaction capacitor 6. A device for clipping the self-induction voltage generated on the coil M1 (non- shown) allows the self-induction current, which extends the motor current, to gradually decrease.
But the current is soon restored and increases again until the voltage on resistor 5 equals the new instantaneous value of the pilot voltage. The current is then interrupted again and so on.
The motor current, which also includes the self-induction current during interruptions, thus oscillates on either side of the instantaneous value assigned by the pilot voltage, the general shape of which it reproduces.
The voltage Vpl, taken from the circuit of FIG. 2c for example, must naturally be distributed alternately over the channels BIO and BI1, at the rate of one half-wave per channel. This alternating switching is ensured by a new additional binary stage, coupled in cascade after stage B7 of FIG. 1 and, by means of diodes 7 and 8, alternately paralyzes, at the rate of the alternations, one channel and the other by a strongly positive bias applied to transistor 1 or its homolog of channel B11.
Binary stage B9 works alternately with stage B8 for the control of the other phase. While stage B8 is driven from the collector of one of the transistors of stage B7 (fig. 1), stage B9 will be driven from the collector circuit of the other transistor of this stage B7 . The choice of the driving transistor is due to the fact that the halfwaves distributed by the stages B8 and B9 must not be cut in half, which implies a suitable phase relationship between the halfwaves considered and their alternating switching.
An auxiliary circuit consisting of resistors 9 and 11, of diode 10 and of capacitor 12, imposes a rotation of the phases in a predetermined direction to the exclusion of the reverse direction which would cause a reversal of the direction of rotation of the motor.
It is now necessary to return to FIG. 1, to specify which are the sources of pulses applied at 7. A half-cycle or a quarter of a period involves 8 input pulses. A complete period therefore requires 32 input pulses.
A first pulse generator, driven in synchronicity with the motor, produces these 32 pulses at each revolution of the motor. For this purpose, a pair of transceiver members can be provided, the coupling of which is periodically intercepted by the teeth of a disc with a notched periphery. For example a light source and a photosensitive sensor or better still an emitting coil carrying a high frequency current and a sensing coil tuned to the frequency of the first and exciting the base of a transistor when coupling is possible between the coils , this coupling being periodically intercepted by the teeth of a conductive disc integral with the rotor of the motor.
One can imagine other couplings of an inductive, capacitive, magnetic, radioactive nature, etc. finally producing 32 pulses per revolution of the motor.
The condition of synchronism between the speed of the motor and the frequency of the supply current is thus satisfied but it does not give rise to any slip that generates the motor torque.
A second pulse generator or slip generator is provided for this purpose. This generator, for example of the multivibrator type, delivers a maximum frequency of pulses corresponding to the optimum slip frequency (3 to 6 Hz), ie, taking into account the factor 32 of formation of the pilot voltages, a frequency of 100 to 200 Hz. These slip pulses are added to the synchronism pulses at input 7 of the multistable circuit of FIG. 1.
The motor current frequency is therefore greater than the synchronism frequency by a fixed and optimum value representing the slip frequency, thanks to which the motor takes maximum acceleration to reach the speed assigned to it.
The stabilization of the rated speed can then be considered in at least three associated or independent ways a) By lowering the slip frequency.
b) By eliminating at least part of the synchronism pulses.
c) By reducing the amplitude of the pilot voltages, starting from the motor current.
In all cases, the speed of rotation can be measured by the frequency of the synchronous pulses of the first pulse generator, driven by the motor.
FIG. 4 gives an example of a circuit for processing these pulses for the purpose of speed regulation.
1 symbolizes the sensor placed on the motor with the function of delivering 32 pulses per revolution or preferably 16 signals large enough so that the beginning and the end can be constituted in pulses. 2 and 3 are the two transistors of a conventional Schmitt flip-flop for shaping the signals delivered by sensor I. The collector of transistor 3 constitutes a first output channel delivering 16 pulses per revolution of the motor.
Transistors 6 and 7 form a second Schmitt flip-flop constituted as a re-excitable monostable flip-flop during its metastable period. To this end, transistor 4 completely discharges a timing capacitor 8 each time it is made conductive by a negative pulse on its base, that is to say on each unblocking of the first Schmitt flip-flop. The capacitor 8 is then recharged more or less rapidly through the adjustable resistor 9 until, via the current amplifier transistor 5, the monostable fiip- $ op switches.
The next discharge pulse of capacitor 8 returns the monostable flip-flop to its initial state by giving a positive output pulse on the collector of transistor 7 which will also generate 16 pulses per revolution, forming an equidistant sequence with the 16 pulses per revolution from transistor 3, as long as the required speed is not reached. When the rated speed is reached, resistor 9 no longer has time to recharge capacitor 8 until the monostable rocker is switched. The transistor 7 then no longer delivers a pulse and the frequency drops substantially by half.
Is the speed reduced, then the interval between the pulses increases, the resistor 9 again has time to charge the capacitor 8 so as to cause the permutation of the monostable flip-flop and the pulses reappear on the transistor 7.
In reality the regulation is not so abrupt, the mechanical imperfections of the notches made on the periphery of the disc driven by the motor, for example, resulting in a certain cyclic dispersion of the intervals between pulses, they are in fact eliminated one after the other. the others from the output of transis tor 7, which softens the setting.
It should be noted that there may be an advantage, in certain particular cases, for the slip frequency to increase slightly with the speed. In this case, said first pulse generator, instead of delivering a number of pulses suitable for synchronizing the supply current to the speed, will deliver one or two more per revolution, which will not affect the efficiency. adjusting the speed by the aforementioned method, while generating a component of the slip frequency which is a function of the speed.
The lower part of figure 4, with the transistors 10, 11 and 12, relates to this other possibility of adjusting the speed which consists in acting on the intensity of the motor current by means of the amplitude of the pilot voltages .
The circuit proposed by way of non-limiting example operates as follows: The transistor 10, saturated at rest, ensures the equilibrium of the monostable flip-flop consisting of the transistors 11 and 12, the latter being conductive at rest. A branch starts from its collector resistance 21 to end, via a diode and the resistors 19 and 20 on the cursor of the resistors 17 and 18 of FIG. 4. In the conductive state of the transistor 12, the relative voltages are such that the resistor 21 does not participate in the definition of the pilot voltages generated on the resistors 17 and 18 of FIG. 1. On the other hand, if the transistor 12 is blocked, the active side of the resistor 21 is recalled to the voltage V3, which is more negative than V2.
The resistors 19, 20 and 21 then contribute to reducing the amplitude of the pilot voltages. Transistor 12 should only turn off when the required motor speed is reached. For this reason, the normally conductive transistor 10 is driven by blocking pulses coming from the collector of transistor 2 but through an auxiliary circuit consisting of resistor 15 and diode 13. If transistor 7 is previously blocked, resistor 15 strongly biases diode 13 in the blocked direction. A positive pulse supplied by capacitor 14 is then not transmitted to transistor 10 which remains conductive.
If, on the other hand, transistor 7 is conductive, the bias of diode 13 disappears and a positive pulse supplied by capacitor 14 will be transmitted to the base of transistor 10 which will turn off for the time necessary to make the mono-stable flip-fiop switch, consequently to momentarily block transistor 12.
An analysis of the circuit shows that a blocking prepolarization is applied to diode 13 at the moment of the pulse on capacitor 14, as long as the interval between two successive pulses transmitted by the first Schmitt flip-flop (transistors 2 and 3 ) is not extremely close to or less than the delay time of capacitor 8, that is to say as long as the required motor speed is not reached. On the other hand, as soon as this speed is reached, the transistor 7 remains conducting until the application of the positive pulse on the capacitor 14 which consequently causes the momentary blocking of the transistor 12 each time.
It is obvious that this monostable flip-flop for controlling the amplitude of the pilot voltages could also and advantageously be of the re-excitable type during its metastable period.
FIG. 5 gives a block diagram of the circuits of the installation described.
B1 represents the motor with a supply path coming from the source B16, four switching paths coming from the channels B10 to B13 while the motor B1 delivers the synchronism signals to the shaping discriminator B2. The synchronic pulses are transmitted to the multistable circuit consisting of blocks B3 to B5. In B6 are found the circuits of digital com position, of formation of the half-waves while B7 constitutes the circuit of formation of the complete half-waves according to two two-phase channels.
B8 distributes alternately the pilot alternations to one and the other of the two switching channels of the same phase, B10 and B11, while B9 does the same for the two switching channels of the other phase, B12 and B13. Block B15 represents the slip pulse generator whose pulses are added to those of B2 at the input of B3. Block B14 is the speed selector circuit which, from the frequency of the synchronism pulses, controls: either the output of the pulses from B2, or the frequency of the slip generator B15, or the amplitude of the pilot voltages generated in B6 or even any combination of these three possibilities.
The advantages of such an installation for forming pilot voltages are considerable, if only in so far as it perfectly achieves the fundamental conditions required for the correct operation of an electronically commutated induction motor. No starting overload is possible, the intensity of the motor current being, as a rule, limited by the predetermined amplitude of the pilot voltages. The acceleration does not do less under the best possible conditions, with optimum slip and maximum starting torque. The manual or automatic speed variation is very simple, no stalling is possible.
The installation described has this considerable advantage of allowing an instantaneous variation of the frequency without affecting the shape, the amplitude or the relative phase of the pilot voltages.
The multistable circuit can take a large number of forms passing in particular through all the electronic pulse counter devices. The same is true of the synchronism pulse generator, of the slip pulse generator and of the speed selector circuit which can be accommodated as well with a tachometric generator as with any other solution.