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Anordnung zur Verminderung des Winkelfehlers eines Messstromwandlers Bekanntlich rührt der Winkelfehler von Messstrom- wandlern, d.h. der Phasenwinkel zwischen Primär- und Sekundärstrom, davon her, dess wegen des ohmschen Widerstandes der Sekundärwicklung und wegen der Belastungsimpedanz in der Sekundärwicklung noch eine gewisse Spannung induziert werden muss.
Deshalb kann der magnetische Fluss in dem Eisenkern des Messstrom- wandlers nicht völlig verschwinden, und zu seiner Erregung ist eine magnetische Spannung nötig, die bei ohm- scher Belastung gegenüber den Durchflutungen der Wicklungen um etwa 90 in der Phase verschoben ist und darum nur durch einen Phasenunterschied zwischen Primär- und Sekundärstrom zustandekommen kann.
Man sucht darum, die zur Erregung des Restflusses nötige magnetische Spannung möglichst klein zu halten, indem man für den Wandlerkern Eisen von hoher Permeabilität verwendet und die Kerninduktion durch einen grossen Kernquerschnitt klein macht. Das bedeutet, dass die Selbstinduktivität der Sekundärwicklung gegenüber ihrem ohmschen Widerstand gross gemacht wird.
Bei einem Messstromwandler der klassischen Art gilt bei rein ohmscher Belastung mit der Belastungsimpedanz ZZ für den Phasenwinkel cp zwischen Primär- und Sekundärstrom die Beziehung
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worin R= den ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung, L. ihre Selbstinduktivität und w die Kreisfrequenz bedeutet.
Man erkennt, dass der Phasenwinkel cp nur dadurch zu Null gemacht werden könnte, dass die Sekundärwicklung ohne ohmschen Widerstand hergestellt und widerstandslos kurzgeschlossen wird. Ersteres ist prinzipiell und ein widerstandsloser Kurzschluss wegen der an den Messstromwandler anzuschliessenden Messgeräte nicht möglich.
Die Erfindung gestattet es, durch Verminderung des Restflusses in dem Wandlerkern den Winkelfehler weitestgehend zu kompensieren, so dass gegenüber einem klassischen Messstromwandler der Kernquerschnitt und damit die Abmessungen des ganzen Wandlers wesentlich kleiner gemacht werden können und für den Wandler- kern gegebenenfalls statt hochpermeablen Eisens gewöhnliches Dyamoblech verwendet werden kann.
Gemäss der Erfindung wird dies dadurch erreicht, dass mit dem Sekundärkreis des Messstromwandlers der Ausgang eines Verstärkers, dessen Eingang an einer auf dem Eisenkern des Messstromwandlers angebrachten Hilfswicklung liegt, derart in Reihe geschaltet ist, dass die Ausgangsspannung des Verstärkers die in der Sekundärwicklung induzierte Spannug unterstützt.
In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, anhand dessen die Erfindung näher erläutert werden soll.
In der Zeichnung ist mit 1 die Primärwicklung, mit 2 die Sekundärwicklung und mit 3 der von beiden Wicklungen umschlossene Eisenkern eines Messstromwand- lers 4 bezeichnet. 5 und 6 sind die sekundären Ausgangsklemmen des Messstromwandlers 4, an die die Belastungsimpedanz Z, angeschlossen sein möge. Auf dem Eisenkern 3 des Messstromwandlers 4 ist nun noch als dritte Wicklung die Hilfswicklung 7 angebracht, die an den Eingang eines Verstärkers 8 hohen Verstärkungs- grades angeschlossen ist.
Die von der Hilfswicklung 7 erzeugte Verstärker-Eingangsspannung UE erscheint, mit dem Verstärkungsfaktor V. multipliziert und in der Phase um 180 gedreht, als Spannung Un am Ausgang des Verstärkers B. Durch Reihenschaltung des Verstär- ker-Ausgangs mit der Sekundärwicklung 2 des Mess- stromwandlers 4 addiert sich die Verstärker-Ausgangs- spannunggleichsinnig zu der in der Sekundärwicklung induzierten Spannung U2.
Die Wirkungsweise der Schaltung kann man sich leicht klarmachen, wenn man vorübergehend einmal annimmt, der Leerlauf-Verstärkungsfaktor Va des Verstärkers 8 sei unbegrenzt hoch. Dann kann seine Ausgangsspannung jeden beliebigen Wert annehmen, ohne dass seine Eingangsspannung von Null verschieden ist, d.h. ohne dass im Eisenkern 3 des Messstromwandlers 4 der Magnetfluss einen endlichen Wert annimmt. Ist der Fluss im Eisenkern 3 aber gleich Null, so wird auch in der Sekundärwicklung 2 keine Spannung induziert.
Andererseits kann der Fluss bei Vernachlässigung des äus- serst geringen Eingangsstromes des Verstärkers nur dann
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gleich Null sein, wenn die unter Berücksichtigung der Streuung wirksamen Durchflutungen der Primär- und der Sekundärwicklung 1 und 2 im Gleichgewicht sind, was nur bei verschwindender Phasenverschiebung zwischen Primär- und Sekundärstrom 11 beziehungsweise 12 möglich ist. Mittels des Durchflutungsgleichgewichtes erzwingt also der Primärstrom einen ihm proportionalen und mit ihm gleichphasigen Sekundärstrom 12.
Da die in der Sekundärwicklung 2 induzierte Spannung gleich Null ist, muss sich die Leerlauf-Ausgangsspannung des Verstärkers 8 so einstellen, dass sie die von dem Sekundärstrom 12 in dem ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung 2, in der Belastungsimpedanz Z., und der Ausgangsimpedanz 4, des Verstärkers 8 hervorgerufenen Spannungsabfälle gerade deckt.
Da in Wirklichkeit der Leerlauf-Verstärkungsfaktor V, des Verstärkers 8 einen endlichen Wert hat und in seinem Eingangskreis ein Strom fliesst, der in dem ohmschen Widerstand der Hilfswicklung 7 und der Eingangsimpedanz ZE des Verstärkers 8 Spannungsabfälle zur Folge hat, kann die in der Hilfswicklung 7 induzierte Spannung nicht ganz verschwinden, und im Eisenkern 3 des Messstromwandlers 4 muss ein gewisser Rest- fluss bestehen bleiben. Infolgedessen verschwindet auch die Phasenverschiebung cp zwischen Primär- und Sekundärstrom nicht restlos.
Unter Zugrundelegung einiger Annahmen, die in der Praxis ohne weiteres erfüllt sind, und wenn man ferner voraussetzt: Verstärkungsfaktor V" @ 1000 Eingangsimpedanz ZE ] Rh, wobei Rh den ohmschen Widerstand der Hilfswicklung 7 bedeutet, erhält man die folgende, besonders übersichtliche Beziehung zwischen dem Primärstrom Il und dem Sekundärstrom 1_:
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worin n, die Windungszahl der Primärwicklung 1, n_ die Windungszahl der Sekundärwicklung 2, n,, die Windungszahl der Hilfswicklung 7, K", den Kopplungsfaktor zwischen der Primärwicklung 1 und der Hilfswicklung 7, K:
,, den Kopplungsfaktor zwischen der Sekundärwicklung 2 und der Hilfswicklung 7, K,@ den Kopplungsfaktor zwischen der Primärwicklung 1 und der Sekundärwicklung 2, Z, die Belastungsimpedanz ZE die Eingangsimpedanz des Verstärkers 8, Z., die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 8, R_ den ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung 2, L.. die Selbstinduktion der Sekundärwicklung 2, V" den Leerlauf-Verstärkungsfaktor des Verstärkers 8 und w die Kreisfrequenz bedeuten.
Bei ohmschen Impedanzen Z wirken sich die beiden imaginären Terme, die den Winkelfehler ausmachen, entgegen.
Bei sehr guter Kopplung K;; ist das zweite Glied der Beziehung vernachlässigbar klein. Man erhält dann folgende einfache Beziehung:
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Sind die Ausgangsimpedanz Z,, des Verstärkers 8 und die Belastungsimpedanz Z., ohmisch, dann liegt der ungünstigste Fall vor und der entsprechende Winkelfehler beträgt dann
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Vergleicht man diese Beziehung für den Winkelfehler mit derjenigen, die für einen Stromwandler der klassischen Art gilt, so ersieht man, dass bei kleiner Ausgangsimpedanz Z,, des Verstärkers 8, anstelle von L2 w jetzt
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steht, wobei die Gesamtverstärkung
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bedeutet. Daraus ergibt sich, dass man durch eine hohe Verstärkung den Phasenwinkel cp beliebig klein machen kann.
Lässt man umgekehrt einen bestimmten Phasenwinkel zu, so kann die Induktivität L_ gegenüber einem gewöhnlichen Messstromwandler um den Verstärkungsfaktor V, kleiner gemacht werden, was auf eine Verkleinerung der Abmessungen des Eisenkernes und damit des ganzen Messstromwadlers beziehungsweise auf die Verwendbarkeit einer geringer permeablen Eisensorte, zum Beispiel von gewöhnlichem Dynamoblech, hinausläuft.
Man kann sogar noch einen Schritt weiter gehen und, was bei einem konventionellen Messstromwandler eben mit Rücksicht auf den Phasenfehler nicht möglich ist, einen Luftspalt in dem Eisenkern vorsehen. Damit kann man in Fälle, in welchen der Primärstrom des Mess- stromwandlers eine beträchtliche Gleichstromkomponente enthält, erreichen, dass der Eisenkern durch den Gleichstromanteil nicht störend vormagnetisiert wird beziehungsweise in den Sättigungszustand gerät. Begrenzt man die Spannung am Ausgang des Verstärkers auf etwa 15 Volt, so kann der Verstärker mit Transistoren ausgeführt werden. Seine Abmessungen bleiben dann klein.
Besonders kleine Abmessungen und Kosten erhält man, wenn der Verstärker als Transistorverstärker in integrierter Technik hergestellt wird.