L'oscillant musical objet de la présente invention est un appareil électronique de visualisation des sons musicaux comprenant au moins un organe de captage de sons et un tube à rayons cathodiques.
Il est bien connu que l'on peut, au moyen d'un capteur de sons et de circuits électriques adéquats, faire apparaître sur l'écran d'un tube à rayons cathodiques du type de ceux qui équipent par exemple les oscilloscopes à rayons cathodiques une trace représentant le diagramme, en fonction du temps, d'un son musical quelconque; on peut également visualiser les battements de deux sons de fréquences différentes et utiliser ce moyen pour réaliser l'accordage d'un quelconque instrument.
Du point de vue visualisation même d'une note musicale, visualisation qui serait très utile à l'enseignement de la musique par exemple, de tels dispositifs ne sont pas très utiles, car ils ne donnent pas une image immédiatement représentative des trois caractères principaux d'une note musicale qui sont, sa durée, son intensité acoustique et sa hauteur, c'est-à-dire sa fréquence acoustique.
De même, les battements dus à l'émission simultanée de plusieurs notes de fréquence différente constituant un accord devraient, pour que le procédé soit vraiment utile, pouvoir être mis en évidence avec plus de clarté, en particulier en ce qui concerne la forte élévation d'intensité acoustique apparaissant lors des résonances synchrones de deux notes dont les fréquences sont dans un rapport simple, comme, par exemple, les notes do et sol qui sont théoriquement dans le rapport 2 à 3.
Le but t de la présente invention est de fournir un appareil de visualisation des sons musicaux utilisables, notamment dans l'enseignement de la musique, qui fournisse une image immédiatement représentative des trois caractères principaux d'une note musicale, à savoir sa durée, son intensité et sa hauteur, et ceci sous une forme qui établisse un rapport subjectif immédiat entre les paramètres acoustiques à visualiser et les paramètres visuels les représentant.
Dans ce but, la présente invention propose un appareil du type sus-indiqué, caractérisé en ce qu'il comporte des circuits de commande du faisceau cathodique pilotés par l'organe de captage de son et agencés de façon que ledit faisceau, se déplaçant à une vitesse horizontalement uniforme, produise sur l'écran dudit tube un point variablement lumineux et variablement positionné en hauteur, dont la trace ait une élongation horizontale proportionnelle à la durée du son capté, et soit dépendante, en ce qui concerne son intensité de marquage optique et sa position en hauteur sur l'écran, de l'intensité acoustique du son capté, et respectivement de la fréquence acoustique du son capté.
Des formes d'exécution particulièrement avantageuses de l'invention pourraient présenter entre les paramètres usuels et les paramètres acoustiques des modes de dépendance linéaire ou logarithmique, elles pourraient également comporter des dispositifs de présélection établissant rapidement l'ensemble des ajustages et des couplages voulus pour certains types de visualisation. comme, par exemple, la visualisation d'une suite de note, la visualisation de l'attaque d'une note, la visualisation des battements de deux notes consonantes ou de deux notes très voisines, etc.
Ces formes d'exécution pourraient également incorporer avec grand avantage un générateur de fréquence de référence capable de fournir des fréquences bien déterminées comme, par exemple, celles qui correspondent aux notes de la gamme théorique.
Une forme d'exécution est représentée, à titre d'exemple non limitatif, par le dessin annexé dans lequel:
la fig. 1 est le schéma de principe des circuits électroniques de l'appareil
la fig. 2 est le schéma interne d'un circuit montré fig. 1;
la fig. 3 est un diagramme illustrant le fonctionnement d'un organe montré fig. 1
les fig. 4 à 7 sont des diagrammes montrant les courbes obtenues sur l'écran de l'appareil dans différents cas d'utilisation.
Sur la fig. 1, qui représente le schéma bloc d'une forme d'exécution particulière, seuls les circuits et organes importants pour la compréhension du fonctionnement de l'appareil ont été dessinés. On remarque que l'appareil comprend trois chaînes de circuits distinctes quoique présentant malgré tout quelques imbrications.
Ces trois chaînes partent de l'organe de captage qui est ici un microphone M et aboutissent à différents éléments du tube à rayon cathodique TRC. La première chaîne sert à réaliser la déflection verticale du faisceau, déflection qui doit être proportionnelle à la fréquence du son capté par le microphone ou, éventuellement proportionnelle au logarithme de cette fréquence. L'exécution ci-décrite répond à un mode de dépendance proportionnel.
Cette première chaîne comprend tout d'abord à la suite du micro M, un amplificateur Aeh de type particulier qui réalise l'élimination des harmoniques et même de toutes les fréquences supérieures à la fréquence de base, et présente en outre un gain variable asservi de telle manière que l'amplitude du signal apparaissant à sa sortie soit approximativement constante. La structure de cet amplificateur Aeh sera décrite plus loin. On trouve ensuite dans cette chaîne un convertisseur fréquence-tension de précision CFT3, ce convertisseur travaille selon le prinoipe de l'intégration d'une série d'impulsions parfaitement calibrées en grandeur et en durée et qui se présentent à raison d'une par période du signal incident. Ce convertisseur est réglable et peut également être adapté par sauts aux domaines de fréquence à considérer.
Ce type de convertisseur fréquence-tension est connu des gens de métier; son mode de fonctionnement apparaît clairement sur la fig. 3, où les courbes (A) représentent le signal incident, les courbes (B) la suite d'impulsions calibrées et les courbes (C) la tension résultante de l'intégration de cette suite d'impulsions.
Comme on le voit la tension résultante est proportionnelle à la fréquence du signal incident. La constante de temps doit être telle que la tension résultante voulue soit environ atteinte après une dizaine de périodes.
La première chaîne présente ensuite, après le convertisseur fréquence-tension CFTr, un commutateur électronique CE, le rôle de cet organe est de dédoubler la courbe apparaissant sur le tube cathodique dans un cas particulier qui sera examiné plus loin. Dans le cas normal le signal ressort de ce commutateur électronique sous la même forme qu'il y entre. On trouve ensuite un amplificateur de déflection verticale Adv. Cet amplificateur fonctionne en courant continu et doit avoir un gain constant afin de répondre au mode de dépendance proportionnel (ou linéaire) susmentionné; si l'on voulait obtenir un mode de dépendance logarithmique il faudrait modifier ses caractéristiques d'amplification.
Cette amplification peut être commutée sur deux échelles d'amplification différentes par la galette 1 du commutateur présélecteur CSI, il faut encore dire que, pour une tension d'entrée moyenne, la tension de sortie conserve, quel que soit le gain sélectionné par CS1, une valeur moyenne à peu près égale à la tension moyenne fournie par le circuit de cadrage vertical, circuit dont on parlera plus loin. Cette chaîne aboutit enfin à l'une des plaques de déflection verticale du tube à rayon cathodique TRC.
Admettant que la plaque opposée présente un potentiel fixe, on voit que la composante du champ électrique perpendiculaire à ces deux plaques sera proportionnelle à la tension sortant de l'amplificateur Adv, elle-même proportionnelle à la tension sortant du convertisseur
CTF1 qui est proportionnelle à la fréquence de base du signal capté par le microphone M, après qu'il ait été amplifié et débarrassé de ses fréquences supérieures par l'amplificateur spécial Aeh. La déflection verticale du faisceau du tube à rayon cathodique, conditionnée par le fonctionnement de cette première chaîne, sera donc proportionnelle à la fréquence de base du son capté par le microphone M.
Faisant encore plus ou moins partie de cette chaîne, un circuit de cadrage vertical CV fournit une tension continue moyenne réglable à la seconde plaque de déflection verticale; ce circuit sert à positionner la trace à la hauteur désirée sur l'écran.
La deuxième et la troisième chaîne ont un premier organe commun, il s'agit d'un amplificateur basse-fréquence As de type courant dont la seule particularité est de présenter un seuil de sensibilité en dessous duquel les signaux entrant ne sont pas amplifiés ceci afin d'éliminer les éventuels bruits de fonds captés sur le microphone. Ce seuil n'est pas absolument nécessaire et pourrait éventuellement être supprimé. L'amplificateur As est d'autre part réglable afin d'adapter l'appareil au niveau sonore des notes à visualiser, il pourrait afin de faciliter le réglage comprendre un oeil magique ou autre organe d'indication de puissance du signal. Cet amplificateur As comporte deux sorties indépendantes, une pour chacune des chaînes qu'il commande.
La deuxième chaîne sert à réaliser la modulation de l'intensité de marquage optique du faisceau, et elle a également une fonction complémentaire en liaison avec la troisième chaîne que l'on examinera plus loin. Elle comporte d'abord, après la sortie de l'amplificateur As un circuit de compression dynamique CD1. Ce circuit peut être, pour la fonction principale de la chaîne, contourné lorsque le commutateur de compression dynamique CD est en position hors (h). Ce circuit de com
pression dynamique a pour fonction de maintenir le niveau moyen du signal à une valeur fixe, il possède cependant une constante de temps d'adaptation suffisamment longue pour ne pas trop affaiblir les fluctuations rapides du signal.
Il commence par détecter auxiliairement le signal, la constante de temps de détection étant assez longue, puis la tension détectée est amplifiée et sert à commander une diminution du gain de transfert du signal (ou une augmentation de l'atténuation de ce transfert) ; dans ces conditions moyennes, son gain de transfert est égal à 1. Lorsque la compression dynamique est enclenchée l'intensité de marquage est constante, c'est-à-dire qu'on obtient une trace qui n'indique que la hauteur de la note captée. Ce système peut être avantageux lorsque l'on ne vise qu'à obtenir une hauteur de son exacte et que la note jouée s'affaiblit, la trace reste alors bien visible jusqu'à ce que l'intensité sonore soit tombée au-dessous du seuil de sensibilité.
Lorsque la compression dynamique est déclen chée, le paramètre intensité sonore wy est indiqué par la trace, ce qui correspond à l'effet principal recherché.
La compression dynamique reste par contre toujours enclenchée pour la fonction complémentaire de la deuxième chaîne, fonction qui sera examinée plus loin.
Dans la suite de la deuxième chaîne on trouve un détecteur de brillance Db immédiatement suivi d'un amplificateur de brillance Ab. Ces deux circuits ont pour but de détecter le signal puis d'amplifier la tension continue détectée afin de disposer d'une tension continue capable d'agir sur l'électrode de commande de brillance du tube à rayon cathodique (grille de Wenhelt). L'amplificateur de brillance peut être également réglable afin de marquer plus ou moins les contrastes entre les traces représentant une intensité sonore élevée et celles représentant une intensité sonore faible. L'amplificateur Ab est linéaire comme l'amplificateur Adv, on pourrait cependant aussi lui donner une courbe d'amplification logarithmique.
Cette deuxième chaîne permet donc de commander l'intensité visuelle de la trace laissée sur l'écran du tube par le faisceau cathodique de telle manière que cette intensité soit proportionnelle à l'intensité sonore de la note captée. Lorsqu'aucun signal ne parvient sur le microphone, l'intensité visuelle tombe à zéro et la trace cesse de se marquer, c'est ainsi qu'on arrive à obtenir une trace visible de longueur proportionnelle à la durée des notes captées. Un organe de réglage de luminosité L agit sur une seconde électrode du tube afin de régler le seuil de luminosité; ce réglage de luminosité doit être tel qu'en l'absence de signal aucune trace n'apparaisse, mais que le plus petit signal transmis provoque déjà une luminosité sensible.
Un dispositif spécial, enclenchable par le commutateur ML, complète cette deuxième chaîne et permet de modifier la manière dont est visualisée l'intensité sonore.
A cet effet, un oscillateur auxiliaire Oa peut être enclen ché par le commutateur de marquage de largeur > ML.
Cet oscillateur Oa reçoit le même signal de commande continu que la grille de commande de brillance, et suivant la valeur de cette tension continue. il oscille luimême à une amplitude plus ou moins grande. Ses oscillations sont ensuite superposées à la tension de cadrage vertical dans le circuit adéquat Cv et il en résulte que, même lorsque la tension de déflection verticale est constante, le faisceau cathodique oscille de part et d'autre de sa position de marquage.
Du fait cependant que l'oscillateur auxiliaire fournit un signal de fréquence élevée. cette oscillation n'est pas visible comme telle car les segments de trace correspondant aux périodes successives sont contiguës; ainsi la trace semble simplement s'élargir et, si l'amplitude d'oscillation de l'oscillateur auxiliaire Oa est bien proportionnelle à la tension de commande d'intensité, la largeur de la trace est représentative de l'intensité sonore de la note captée. Cet oscillateur auxiliaire Oa est également réglable afin de pouvoir régler le coefficient de proportionnalité entre l'intensité sonore et la largeur de la trace. L'étage de sortie de cet amplificateur est constitué de manière à fournir un signal d'allure triangulaire (grande proportion d'harmoniques impaires) ; de cette manière l'intensité lumineuse se répartit assez uniformément sur toute la largeur de la trace.
Comme l'intensité lumineuse du spot dû au faisceau cathodique varie aussi proportionnellement à la largeur de la trace, I'effet de luminosité reste sensiblement le même lorsque la trace s'élargit (une plus grande quantité de lumière se répartissant sur une plus grande surface) que lorsque la trace se rétrécit (une plus petite quantité de lumière se répartissant sur une plus petite surface).
Il reste à voir la troisième chaîne, celle qui commande le balayage horizontal du faisceau cathodique.
Elle débute, comme la deuxième, par l'amplificateur à seuil As, puis on trouve un circuit de compression dynamique CD3 analogue à CD1, qui est toujours branché et n'a pas besoin d'avoir une très longue constante de temps. Ce circuit sert à fournir un signal d'amplitude approximativement constante pour le déclenchement du balayage. Ensuite on trouve le commutateur sélecteur
CS dont la fonction sera expliquée plus loin, puis on en arrive, dans un cas par l'intermédiaire de la bascule de blocage BB dont le rôle est examiné plus loin, au circuit de base de temps BT. Ce circuit comporte deux parties. une partie de commande c et une partie de balayage b.
La partie de commande est une bascule bistable, lorsqu'un signal parvient sur son entrée e, elle bascule dans un état dit R ouvert qui envoie une tension sur la partie balayage b, cette partie de balayage comporte un amplificateur intégrateur qui fait croître linéairement une tension aux bornes d'un condensateur; c'est cette tension amplifiée que le circuit envoie sur une des plaques de déflection horizontale du tube à rayon cathodique. et qui provoque l'avancement régulier du faisceau dans le sens horizontal, c'est-à-dire le balayage. Le positionnement horizontal exact de la trace est réglé par le circuit de cadrage horizontal Ch qui agit sur la seconde plaque de déflection horizontale.
Cette tension qui croît aux bornes de condensateur apparaît aussi sur une sortie auxiliaire sa du circuit de balayage, d'où elle est ramenée à l'entrée R er > y de la bascule bistable; lorsque cette tension atteint une certaine valeur, elle fait revenir la bascule dans son état antérieur dit fermé . Le condensateur cesse alors de se charger dans la partie balayage et il est même déchargé par une autre branche de la bascule. Le faisceau cathodique revient alors à son point de départ et le circuit se trouve prêt pour un nouveau balayage, pour autant qu'un signal se présente de nouveau sur son entrée e.
II y a lieu maintenant d'examiner les fonctions du commutateur sélecteur CS qui est à quatre positions.
Dans la première position, désignée par A, le signal est connecté directement à l'entrée e du circuit BT; donc, si lorsque le premier balayage est terminé, le signal est toujours présent, un nouveau balayage est réenclenché sans autre. Dans la position B du commutateur CS. le signal est connecté à l'entrée e du circuit BT par l'intermédiaire de la bascule de blocage BB; lorsque celle-ci reçoit un premier signal elle bascule et transmet en basculant une impulsion à l'entrée du circuit BT, mais elle reste ensuite dans sa seconde position.
Comme elle est constituée de manière à ne transmettre son impulsion qu'au moment où elle bascule, elle ne peut plus ensuite, ayant déjà basculé, transmettre une nouvelle impulsion même si un signal se présente à son entrée; pour transmettre une nouvelle impulsion, il faut que la bascule
BB retombe d'abord dans son état antérieur, ce qui se produit lorsque l'on presse le bouton de préparation P.
Lorsque l'on a pressé ce bouton, la présence d'un signal sur l'entrée de la bascule BB la fait à nouveau basculer et un nouveau balayage est enclenché. On voit donc que lorsque le commutateur CS est en position B, il ne peut se produire qu'un seul balayage dont la répétition demande chaque fois l'actionnement préalable du bouton P. C'est ce qu'on appelle la commande de balayage non répétitive.
Dans les positions C et D du commutateur sélecteur
CS, le signal est connecté à l'entrée et du circuit BT; cette entrée est une entrée temporisée ou retardée.
Sur cette entrée un signal ne peut agir que lorsque, après que le balayage précédent ait été terminé, un certain laps de temps s'est écoulé; dans cette position, le balayage est donc commandé à retardement)) par le signal provenant de CD,. Un autre signal est par contre alors conduit directement à l'entrée e du circuit BT, c'est le signal provenant de la deuxième chaîne, ayant passé obligatoirement par le circuit de compression dynamique CD et par le circuit de double détection DD.
Ce circuit de double détection détecte d'abord une première fois le signal provenant de CD1 et fournit une tension continue variant comme l'amplitude du signal venant de CD, les variations de ces tensions continues sont alors amplifiées puis détectées une seconde fois et l'on obtient ainsi une tension uniquement lorsque l'amplitude du signal varie.
On amène ainsi, sur l'entrée e du circuit BT, une tension qui signale une variation de l'amplitude du signal capté, variation due par exemple à un battement. Cette tension fait quant à elle démarrer le balayage. Dans ces positions
C et D du commutateur-sélecteur CS, on obtient ainsi un balayage synchronisé avec les variations du signal sonore capté ou si l'on préfère, on a un balayage commandé par les variations de l'intensité sonore. Lorsque cette intensité ne présente pas de variations, le balayage se fait quand même, mais au ralenti; et si des variations se présentent elles ont tout le temps de déclencher le balayage durant l'intervalle de temporisation de l'entrée et du circuit BT.
Lorsque deux fréquences sonores se présentent simultanément elles produisent un battement qui se traduit par des variations rapides de l'intensité sonore. Si le balayage horizontal est fait en synchronisme avec ces battements, les maximas d'intensité lumineuse se produiront à chaque balayage au même endroit sur l'écran du tube cathodique et l'on aura ainsi une visualisation de ces battements. Si le balayage n'était pas déclenché en synchronisme avec les battements, les maximas d'intensité lumineuse se présenteraient chaque fois à des endroits différents sur l'écran et on ne les distinguerait pas.
Le commutateur-sélecteur CS effectue encore deux autres commutations qui concernent la vitesse de balayage (CS4) et l'échelle de déflection verticale (CS1).
Dans la position A, le balayage est lent et l'échelle de déflection verticale est serrée (gain de l'amplificateur Adv faible), dans la position B, le balayage est rapide et l'échelle de déflection verticale est étalée (gain de l'amplificateur Adv grand), dans la position C le balayage est rapide et l'échelle de déflection verticale est serrée, dans la position D le balayage est lent et l'échelle de déflection verticale est étalée. Comme la longueur de la trace horizontale représente la durée des notes captées et qu'elle est, à durée égale, inversement proportionnelle à la vitesse de balayage, cette vitesse de balayage constitue l'échelle de proportionnalité entre l'élongation horizontale de la trace et la durée des sons captés. D'autre part on a vu que la déflection verticale était représentative de la fréquence des notes captées.
On a donc en position A, une échelle des fréquences serrée, une échelle des durées lente, et une commande répétitive de la trace, ce sont les conditions favorables à la visualisation d'une suite de notes, puisque la trace peut montrer ce qui se passe pendant un temps assez long et que l'échelle des fréquences est apte à représenter plusieurs notes de fréquence assez différente. Ce type de visualisation est représenté fig. 4.
En position B on a une échelle des fréquences étalée, une échelle des durées rapide et une commande non répétitive de la trace, ce sont les conditions favorables à la visualisation de l'attaque d'une note puisque l'échelle des durées rapide fait bien apparaître les phénomènes très brefs et que l'échelle des fréquences étalées fait bien apparaître les petits écarts de fréquence. Ce type de visualisation est représenté fig. 5a et 5b.
En position C on a une échelle des fréquences serrée, une échelle des durées rapide, et une commande répétitive de la trace par les variations du signal, ce sont les conditions favorables à la visualisation des battements rapides, qui sont bien mis en évidence par l'échelle des durées rapides, l'échelle des fréquences serrée donnant la possibilité de voir successivement plusieurs notes de fréquences assez différentes qui justement donnent, quand elles sont émises simultanément, des battements rapides, de plus la commande de la trace par les variations du signal permet de visualiser clairement ces variations. Ce type de visualisation est représenté fig. 6.
En position D on a une échelle des fréquences étalées, une échelle des durées rapide et une commande répétitive de la trace par les variations du signal, ce sont les conditions favorables à la visualisation des battements lents, que l'échelle lente des durées laisse bien voir, l'échelle des fréquences étalée permettant de voir successivement plusieurs notes de fréquences peu différentes qui justement, lorsqu'elles sont émises simultanément, donnent des battements lents, de plus, la commande de la trace par les variations du signal permet la visualisation claire de ces variations. Ce type de visualisation est représenté fig. 7a et 7b.
Le commutateur-sélecteur fournit donc par chacune de ces quatre positions, la possibilité d'effectuer dans les meilleures conditions possibles chacune des quatre visualisations typiques susmentionnées.
Examinons plus en détail la structure de l'amplifica- teur spécial Aeh dont le rôle est d'éliminer les harmoniques et les fréquences supérieures à la fréquence de base, ce rôle étant également de fournir à la sortie de l'amplificateur un signal d'amplitude à peu près constante qui doit commander le convertisseur fréquence-tension.
On voit, fig. 2, que cet amplificateur se compose d'un certain nombre de cellules, en l'occurrence quatre, marquées I, II, III et IV, dont seules la première et la dernière sont dessinées en détail. Chacune de ces cellules comprend d'abord un double circuit R intégrateur DCI, puis un étage d'amplification à gain asservi AGA. Une adaptation par sauts des circuits intégrateurs à différentes gammes de fréquences est prévue par doublement successif des valeurs des condensateurs intégrateurs, mais n'est pas représentée sur la figure. Si les condensateurs sont adaptés à la gamme de fréquence de travail (réactances capacitives nettement plus faibles que les résistances ohmiques), chaque circuit intégrateur atténue les composantes des signaux environ proportionnellement à leur fréquence.
Prenons par exemple deux fréquences situées dans le rapport 4 à 5, ce qui correspond aux notes do et mi, qui à l'origine auraient même amplitude; après passage dans un circuit intégrateur, l'amplitude du mi sera environ les quatre cinquièmes de celle du do, après un double circuit intégrateur l'amplitude du mi sera environ les 16/25 de l'amplitude du do, les valeurs absolues des amplitudes étant naturellement fort atténuées elles aussi, dans une mesure qui dépend de l'adaptation à la gamme de fréquence. Une amplification est donc ensuite indispensable, et si cette amplification est asservie à la valeur du signal, comme c'est ici le cas, le signal sortant de l'étage amplificateur se rapprochera d'une valeur prescrite, valeur qui concernera l'ensemble des fréquences, mais où la fréquence la plus basse, dans notre cas le dos, prendra une importance prépondérante.
L'amplification se décomposera en deux parties. celles correspondant d'une part à l'atténuation de la fréquence la plus basse dans le double circuit intégrateur et celles correspondant d'autre part au rapport de l'amplitude du signal présent à l'entrée dudit circuit à l'amplitude prescrite par l'asservissement. Le gain de l'amplificateur pouvant être très élevé mais présentant tout de même une limite maximum, il est nécessaire de ne pas trop augmenter l'atténuation de la fréquence la plus basse dans le double circuit intégrateur.
C'est pour cela qu'il est bon de procéder par gammes, couvrant un rapport de fréquence de 1 à 3 environ et à l'intérieur desquelles devra se situer la fréquence la plus basse; les fréquences plus élevées n'entrent pas en ligne de compte puisque plus elles sont hautes, plus elles sont atténuées, et que c'est justement là ce qu'on cherche.
Reprenant notre exemple do-mi, où chaque celulle provoque un affaiblissement du mi par rapport au do de 16/25 environ, on voit qu'une suite de quatre cellules provoquera une atténuation de 164/254 soit 65536/ 390625 soit environ 1/6 ce qui paraît suffisant, si cela ne l'était pas on pourrait augmenter le nombre des cellules.
Pour une harmonique 2, do inférieur-do octave par exemple, I'atténuation serait déjà de 1 à 16 avec deux cellules, et atteindrait 256 avec quatre cellules; on voit donc que ce dispositif fait disparaître pratiquement totalement toutes les harmoniques, tout en atténuant suffisamment les fréquences supérieures plus basses que l'harmonique 2.
Ce dispositif quoique coûteux présente par rapport à un filtre unique le gros avantage suivant: il permet tout à la fois d'éliminer des fréquences très peu supérieures à la fréquence de base et de travailler avec des fréquences de base pouvant varier de 1 à 2 (ou même de 1 à 3) sans modifier l'ajustage de fréquence.
II faut mentionner encore le dispositif auxiliaire constitué par le générateur de fréquence de référence, ou oscillateur de référence Or. Cet oscillateur Or produit des fréquences sinusoïdales de niveau déterminé; il possède trois sorties dont une d'amplitude réglable sr et deux d'amplitudes fixes sft et sf. Un commutateur à huit positions c8 permet de faire fournir par cet oscillateur Or les 8 fréquences différentes correspondant à un octave de la gamme théorique.
Cet oscillateur Or peut alimenter les différents circuits par 3 voies. La première commandée par lninter- rupteur ORE (oscillateur de référence à l'entrée) permet de conduire, par l'intermédiaire d'un atténuateur Ae, le signal de l'oscillateur de référence à l'entrée de l'appareil exactement comme le signal provenant du microphone M. On peut de cette manière visualiser les notes de référence comme celles provenant du microphone.
La seconde voie, commandée par l'interrupteur ORT (oscillateur de référence affectant l'intensité) permet de connecter le signal de référence sur la chaîne de visuali sation de l'intensité ; l'interrupteur ORI : n'agit que lors teurs ORF et ORE; dans ce cas, la troisième voie n'ajoute rien à la visualisation puisque de toutes manières la fréquence visualisée à partir de l'entrée de l'appareil est celle qui provient de l'oscillateur de référence.
Cette combinaison permet cependant de contrôler la symétrie des deux convertisseurs fréquences-tensions CFT3 et Cet2, si cette symétrie est parfaite on ne doit voir qu'une seule trace sur l'écran. Comme cette perfection de symétrie est indispensable à la bonne utilisation de l'appareil, cette possibilité de contrôle est appréciable.
Cet oscillateur de référence Or est également pourvu d'étages doubleurs de fréquence enclenchables l'un à la suite de l'autre qui permettent de sauter d'un octave à l'autre. Un commutateur CO effectue ces commutations, il effectue de même les autres commutations nécessaires quand la note à visualiser passe d'un octave à l'autre; il agit donc ainsi également sur l'amplificateur spécial Aeh (on a déjà vu pour quelle raison), de même que sur les deux convertisseurs fréquence-tension CFTj et CFT2 et sur les circuits de compression dynamique CDl et de double détection DD, ces quatre circuits devant avoir des constantes de temps approximativement en rapport avec l'inverse de la fréquence à considérer.
Ceci est nécessaire, pour les convertisseurs fréquence-tension afin que la mesure se fasse sur un nombre suffisant de période, mais malgré tout dans chaque cas aussi vite que possible et afin aussi que le convertisseur fournisse la même tension de sortie pour les mêmes notes de différents octaves, pour le circuit CDt afin que les battements entre deux notes voisines ne soient pas trop atténuées, même pour les notes basses, mais que la compression dynamique ne soit pas trop retardée pour les notes de fréquence élevées, et enfin pour le double détecteur DD afin que la détection prenne en considération suffisamment de périodes dans le cas des notes basses, mais que les battements soient encore détectés dans le cas des notes élevées.
Notons encore que l'appareil est pourvu d'une prise pour un second microphone, ce qui peut être utile pour capter les notes de plusieurs instruments, et que l'appareil est pourvu aussi d'une prise permettant de prélever la fréquence de référence, afin de l'amener sur un écouteur ou sur un haut-parleur par exemple. Cette fréquence est prélevée sur la sortie sf de l'oscillateur de référence Or, ce découplage permettant de brancher n'importe quel appareil sur la prise de fréquence de référence sans perturber le fonctionnement de l'apppareil décrit.
Il y a lieu encore de décrire brièvement les fig. 4 à 7, qui représentent les traces obtenues dans les quatre cas de visualisation typiques.
Notons d'abord que l'échelle des durées est donnée au bas de chacune de ces figures tandis que l'échelle des fréquences découle de la position des notes indiquées à droite de chaque figure. La fig. 4 représente la visualisation d'une suite de notes, on voit en haut une ligne pointillée représentant à titre de référence la trace précédemment obtenue avec la note de référence sol, la ligne du bas est donnée par la visualisation simultanée de la note do provenant de l'oscillateur de référence. La trace illustre une suite do-ré-mi-fa-sol jouée devant le microphone dans laquelle les durées des notes sont égales, à l'exception de celle du fa un peu trop courte, les hauteurs des notes sont correctes, les intensités sonores sont variables, celle du ré étant la plus faible, celles du do et du sol étant les plus grandes.
On note que la trace de référence do subit les mêmes variations de largeur que la trace principale; on voit également que le sol se prolonge jusqu'au début d'un second balayage, puis le son capté disparaît pour le restant de ce second balayage.
Pour cette opération, le commutateur sélecteur CS est en position A, l'interrupteur ORF enclenché, les interrupteurs ORE et ORI déclenchés, le commutateur CD de compression dynamique déclenché.
Les fig. 5a et 5b illustrent la visualisation de l'attaque d'une note mi. La ligne pointillée du bas montre à titre de référence la trace précédente d'un mib, on remarque une droite horizontale représentant un mi de référence et on voit que la note jouée tatonne s avant d'atteindre la fréquence exacte; son intensité n'est pas
stable non plus, comme cela apparaît sur la fig. 5a représentant le cas où la compression dynamique est déclenchée, cela n'apparaît pas par contre sur la fig. 5b représentant le cas où la compression dynamique est enclenchée. Pour cette opération, le commutateur sélecteur CS est en position B, I'interrupteur ORF est enclenché et les interrupteurs ORE et ORI sont déclenchés.
La fig. 6 illustre la visualisation d'un battement domi, une ligne pointillée montre un mi de référence préalablement tracé, on voit que la trace se situe au niveau du do et que l'intensité subit des variations régulières dues au battement. Pour cette opération le commutateur-sélecteur CS est en position C et les interrupteurs ORF, ORE et ORI sont déclenchés.
Les fig. 7a et 7b illustrent la visualisation d'un battement lent dans le cas de l'accordage de la note mi. La ligne pointillée du bas sur la fig. 7a montre un mib de référence préalablement tracé; on voit également sur la fig. 7a le mi de référence provenant de l'oscillateur de référence et l'on voit une note mx5 s'approchant du mi juste avec lequel elle présente encore des battements bien visibles. Sur la fig. 7b le mi de référence n'est plus donné par l'oscillateur de référence, on voit simplement sa trace antérieure en pointillé, d'autre part la note captée est maintenant mx3 plus proche du mi juste que mxt et l'on voit que le rythme de battement diminue.
Pour cette opération le commutateur-sélecteur est en position D,
I'interrupteur ORI est enclenché, l'interrupteur ORE est déclenché et l'interrupteur ORF est enclenché dans le cas de la fig. 7a et déclenché dans le cas de la fig. 7b.
Remarquons que seule la fig. 4 montre le quadrillage lumineux que l'on peut toujours faire apparaître ou non sur un écran de tube à rayon cathodique, les fig. 5 à 7 ne le montrent pas.
The musical oscillator which is the subject of the present invention is an electronic device for visualizing musical sounds comprising at least one sound pickup member and a cathode ray tube.
It is well known that it is possible, by means of a sound sensor and suitable electrical circuits, to display on the screen of a cathode ray tube of the type of those which equip for example cathode ray oscilloscopes a trace representing the diagram, as a function of time, of any musical sound; one can also visualize the beats of two sounds of different frequencies and use this means to achieve the tuning of any instrument.
From the point of view of even visualization of a musical note, a visualization which would be very useful in teaching music for example, such devices are not very useful, because they do not give an image immediately representative of the three main characters of 'a musical note which are, its duration, its acoustic intensity and its pitch, that is to say its acoustic frequency.
Likewise, beats due to the simultaneous emission of several notes of different frequencies constituting a chord should, for the method to be really useful, be able to be demonstrated with more clarity, in particular as regards the strong rise of 'acoustic intensity appearing during synchronous resonances of two notes whose frequencies are in a simple ratio, such as, for example, the C and G notes which are theoretically in the ratio 2 to 3.
The aim of the present invention is to provide an apparatus for visualizing musical sounds which can be used, in particular in music teaching, which provides an image immediately representative of the three main characters of a musical note, namely its duration, its sound. intensity and height, and this in a form which establishes an immediate subjective relationship between the acoustic parameters to be visualized and the visual parameters representing them.
For this purpose, the present invention provides an apparatus of the aforementioned type, characterized in that it comprises circuits for controlling the cathode beam driven by the sound pickup member and arranged so that said beam, moving at a horizontally uniform speed, produces on the screen of said tube a variably bright point and variably positioned in height, the trace of which has a horizontal elongation proportional to the duration of the sound picked up, and is dependent, with regard to its optical marking intensity and its height position on the screen, the acoustic intensity of the sound picked up, and respectively the acoustic frequency of the sound picked up.
Particularly advantageous embodiments of the invention could present between the usual parameters and the acoustic parameters linear or logarithmic modes of dependence, they could also include preselection devices rapidly establishing all of the desired adjustments and couplings for some. types of visualization. such as, for example, the visualization of a series of notes, the visualization of the attack of a note, the visualization of the beats of two consonant notes or of two very close notes, etc.
These embodiments could also incorporate with great advantage a reference frequency generator capable of providing well-defined frequencies such as, for example, those which correspond to the notes of the theoretical scale.
One embodiment is shown, by way of non-limiting example, by the appended drawing in which:
fig. 1 is the block diagram of the electronic circuits of the device
fig. 2 is the internal diagram of a circuit shown in fig. 1;
fig. 3 is a diagram illustrating the operation of an organ shown in FIG. 1
figs. 4 to 7 are diagrams showing the curves obtained on the screen of the device in different use cases.
In fig. 1, which represents the block diagram of a particular embodiment, only the circuits and components important for understanding the operation of the device have been drawn. It is noted that the apparatus comprises three chains of distinct circuits although despite everything having some overlapping.
These three chains start from the pickup device which is here a microphone M and end in various elements of the cathode ray tube TRC. The first chain is used to achieve the vertical deflection of the beam, which deflection must be proportional to the frequency of the sound picked up by the microphone or possibly proportional to the logarithm of this frequency. The execution described below responds to a mode of proportional dependence.
This first chain includes first of all, following the microphone M, a special type Aeh amplifier which eliminates harmonics and even all frequencies above the base frequency, and also has a variable gain controlled by such that the amplitude of the signal appearing at its output is approximately constant. The structure of this amplifier Aeh will be described later. We then find in this chain a precision frequency-voltage converter CFT3, this converter works according to the principle of the integration of a series of pulses perfectly calibrated in size and in duration and which occur at the rate of one per period of the incident signal. This converter is adjustable and can also be adapted in steps to the frequency domains to be considered.
This type of frequency-voltage converter is known to those skilled in the art; its mode of operation appears clearly in fig. 3, where the curves (A) represent the incident signal, the curves (B) the series of calibrated pulses and the curves (C) the voltage resulting from the integration of this series of pulses.
As can be seen the resulting voltage is proportional to the frequency of the incident signal. The time constant should be such that the desired resulting voltage is reached after about ten periods.
The first chain then has, after the frequency-voltage converter CFTr, an electronic switch CE, the role of this member is to duplicate the curve appearing on the cathode ray tube in a particular case which will be examined below. In the normal case the signal emerges from this electronic switch in the same form as it enters it. Then there is an Adv vertical deflection amplifier. This amplifier operates in direct current and must have a constant gain in order to respond to the aforementioned proportional (or linear) dependence mode; if we wanted to obtain a logarithmic dependence mode, we would have to modify its amplification characteristics.
This amplification can be switched to two different amplification scales by wafer 1 of the preselector switch CSI, it must also be said that, for an average input voltage, the output voltage maintains, whatever the gain selected by CS1, an average value roughly equal to the average voltage supplied by the vertical alignment circuit, a circuit which will be discussed later. This chain finally ends at one of the vertical deflection plates of the CRT cathode ray tube.
Assuming that the opposite plate has a fixed potential, we see that the component of the electric field perpendicular to these two plates will be proportional to the voltage coming out of the Adv amplifier, itself proportional to the voltage coming out of the converter
CTF1 which is proportional to the base frequency of the signal picked up by the microphone M, after it has been amplified and freed from its higher frequencies by the special amplifier Aeh. The vertical deflection of the cathode ray tube beam, conditioned by the operation of this first chain, will therefore be proportional to the base frequency of the sound picked up by the microphone M.
Still more or less part of this chain, a vertical CV alignment circuit supplies an adjustable average DC voltage to the second vertical deflection plate; this circuit is used to position the track at the desired height on the screen.
The second and the third chain have a first common organ, it is a low-frequency amplifier As of current type whose only feature is to present a sensitivity threshold below which the incoming signals are not amplified in order to eliminate any background noises picked up on the microphone. This threshold is not absolutely necessary and could possibly be removed. The amplifier As is on the other hand adjustable in order to adapt the device to the sound level of the notes to be displayed, it could in order to facilitate the adjustment include a magic eye or other signal strength indication member. This As amplifier has two independent outputs, one for each of the channels it controls.
The second chain serves to achieve the modulation of the optical marking intensity of the beam, and it also has a complementary function in connection with the third chain which will be examined below. It firstly comprises, after the output of the amplifier As, a dynamic compression circuit CD1. This circuit can be bypassed for the main function of the chain when the CD dynamic compression switch is in the off (h) position. This com circuit
dynamic pressure has the function of maintaining the average level of the signal at a fixed value, however it has a sufficiently long adaptation time constant so as not to weaken the rapid fluctuations of the signal too much.
It begins by auxiliary detecting the signal, the detection time constant being long enough, then the detected voltage is amplified and serves to control a decrease in the transfer gain of the signal (or an increase in the attenuation of this transfer); under these average conditions, its transfer gain is equal to 1. When dynamic compression is engaged, the marking intensity is constant, that is to say that a trace is obtained which only indicates the height of the note picked up. This system can be advantageous when the aim is only to obtain an exact pitch and the note played becomes weaker, the trace then remains clearly visible until the loudness has fallen below the pitch. sensitivity threshold.
When dynamic compression is triggered, the loudness parameter wy is indicated by the trace, which corresponds to the main effect sought.
On the other hand, dynamic compression always remains engaged for the complementary function of the second chain, a function which will be examined later.
In the continuation of the second chain there is a brightness detector Db immediately followed by a brightness amplifier Ab. The purpose of these two circuits is to detect the signal and then to amplify the DC voltage detected in order to have a DC voltage available. capable of acting on the brightness control electrode of the cathode ray tube (Wenhelt grid). The image intensifier can also be adjustable in order to more or less mark the contrasts between the traces representing a high sound intensity and those representing a low sound intensity. The amplifier Ab is linear like the amplifier Adv, we could however also give it a logarithmic amplification curve.
This second chain therefore makes it possible to control the visual intensity of the trace left on the screen of the tube by the cathode beam in such a way that this intensity is proportional to the sound intensity of the note picked up. When no signal reaches the microphone, the visual intensity drops to zero and the trace ceases to be marked, thus we manage to obtain a visible trace of length proportional to the duration of the notes picked up. A brightness adjustment member L acts on a second electrode of the tube in order to adjust the brightness threshold; this brightness adjustment must be such that in the absence of a signal no trace appears, but the smallest transmitted signal already causes a noticeable brightness.
A special device, which can be activated by the ML switch, completes this second chain and makes it possible to modify the way in which the sound intensity is viewed.
For this purpose, an auxiliary oscillator Oa can be activated by the width marking switch> ML.
This oscillator Oa receives the same DC control signal as the brightness control grid, and depending on the value of this DC voltage. it itself oscillates at a greater or lesser amplitude. Its oscillations are then superimposed on the vertical alignment voltage in the appropriate circuit Cv and it follows that, even when the vertical deflection voltage is constant, the cathode beam oscillates on either side of its marking position.
However, because the auxiliary oscillator provides a high frequency signal. this oscillation is not visible as such because the trace segments corresponding to the successive periods are contiguous; thus the trace simply seems to widen and, if the amplitude of oscillation of the auxiliary oscillator Oa is indeed proportional to the intensity control voltage, the width of the trace is representative of the loudness of the note captured. This auxiliary oscillator Oa is also adjustable in order to be able to adjust the coefficient of proportionality between the sound intensity and the width of the trace. The output stage of this amplifier is formed so as to provide a triangular-shaped signal (large proportion of odd harmonics); in this way the light intensity is distributed fairly evenly over the entire width of the trace.
As the luminous intensity of the spot due to the cathode beam also varies in proportion to the width of the trace, the luminosity effect remains substantially the same when the trace widens (a greater quantity of light being distributed over a larger surface area). ) than when the trace narrows (a smaller amount of light spreading over a smaller area).
The third channel remains to be seen, that which controls the horizontal scanning of the cathode beam.
It begins, like the second, with the threshold amplifier As, then we find a dynamic compression circuit CD3 analogous to CD1, which is always connected and does not need to have a very long time constant. This circuit is used to provide a signal of approximately constant amplitude for triggering the sweep. Then we find the selector switch
CS, the function of which will be explained later, then we arrive, in one case via the blocking flip-flop BB, the role of which is examined below, at the time base circuit BT. This tour has two parts. a control part c and a scanning part b.
The control part is a flip-flop, when a signal arrives at its input e, it switches to a state called R open which sends a voltage to the scanning part b, this scanning part comprises an integrating amplifier which linearly increases a voltage across a capacitor; it is this amplified voltage that the circuit sends to one of the horizontal deflection plates of the cathode ray tube. and which causes the regular advancement of the beam in the horizontal direction, that is to say the scanning. The exact horizontal positioning of the track is regulated by the horizontal alignment circuit Ch which acts on the second horizontal deflection plate.
This voltage which increases at the capacitor terminals also appears on an auxiliary output sa of the scanning circuit, from where it is brought back to the input R er> y of the flip-flop; when this voltage reaches a certain value, it causes the latch to return to its previous so-called closed state. The capacitor then ceases to charge in the scanning part and it is even discharged by another branch of the flip-flop. The cathode beam then returns to its starting point and the circuit is ready for a new scan, provided that a signal appears again on its input e.
It is now necessary to examine the functions of the selector switch CS which is with four positions.
In the first position, designated by A, the signal is connected directly to input e of the BT circuit; therefore, if when the first scan is completed, the signal is still present, a new scan is restarted without further. In position B of switch CS. the signal is connected to the input e of the circuit BT via the blocking rocker BB; when the latter receives a first signal it switches and transmits by switching a pulse at the input of the LV circuit, but it then remains in its second position.
As it is constituted in such a way as to transmit its impulse only when it switches over, it cannot then, having already switched over, transmit a new impulse even if a signal occurs at its input; to transmit a new impulse, the rocker must
BB first falls back to its previous state, which happens when the P brew button is pressed.
When this button has been pressed, the presence of a signal on the input of the rocker BB causes it to switch again and a new scan is initiated. It can therefore be seen that when the switch CS is in position B, only one sweep can occur, the repetition of which each time requires the prior actuation of button P. This is called the non-sweep command. repetitive.
In positions C and D of the selector switch
CS, the signal is connected to the input and BT circuit; this input is a delayed or delayed input.
On this input a signal can only act when, after the previous scan has been completed, a certain period of time has elapsed; in this position, the scanning is therefore delayed)) by the signal coming from CD ,. Another signal is on the other hand then led directly to the input e of the circuit BT, it is the signal coming from the second chain, having necessarily passed through the dynamic compression circuit CD and through the double detection circuit DD.
This double detection circuit first detects the signal coming from CD1 and supplies a DC voltage varying like the amplitude of the signal coming from CD, the variations of these DC voltages are then amplified and then detected a second time and the a voltage is thus obtained only when the amplitude of the signal varies.
A voltage which signals a variation in the amplitude of the signal picked up, variation due for example to a beat, is thus brought to the input e of the circuit BT. This voltage starts the scan. In these positions
C and D of the selector switch CS, a scanning synchronized with the variations of the sound signal picked up is thus obtained or, if preferred, a scanning controlled by the variations of the sound intensity is obtained. When this intensity does not show any variations, the sweep is done all the same, but in slow motion; and if variations occur they have plenty of time to trigger the sweep during the timeout interval of the input and the LV circuit.
When two sound frequencies occur simultaneously they produce a beat which results in rapid variations in loudness. If the horizontal scan is done in synchronism with these beats, the maximum light intensity will occur at each scan at the same place on the screen of the cathode ray tube and we will thus have a visualization of these beats. If the scanning were not triggered in synchronism with the beats, the maximum light intensity would appear each time at different places on the screen and we would not distinguish them.
The CS selector switch performs two more switchings which relate to the sweep speed (CS4) and the vertical deflection scale (CS1).
In position A the sweep is slow and the vertical deflection scale is tight (gain of the Adv amplifier low), in position B the sweep is fast and the vertical deflection scale is spread (gain of l Adv amplifier large), in position C the sweep is fast and the vertical deflection scale is tight, in position D the sweep is slow and the vertical deflection scale is spread. As the length of the horizontal trace represents the duration of the notes picked up and that it is, for equal duration, inversely proportional to the sweep speed, this sweep speed constitutes the scale of proportionality between the horizontal elongation of the trace and the duration of the sounds picked up. On the other hand, we have seen that the vertical deflection was representative of the frequency of the notes picked up.
We therefore have in position A, a tight frequency scale, a slow duration scale, and a repetitive control of the trace, these are the conditions favorable to the visualization of a series of notes, since the trace can show what is happening. passes for a fairly long time and that the frequency scale is suitable for representing several notes of quite different frequency. This type of visualization is represented in fig. 4.
In position B we have a spread frequency scale, a fast duration scale and a non-repetitive control of the trace, these are the conditions favorable to the visualization of the attack of a note since the fast duration scale does well. appear very brief phenomena and that the spread frequency scale clearly shows the small frequency deviations. This type of visualization is represented in fig. 5a and 5b.
In position C we have a tight frequency scale, a fast duration scale, and a repetitive control of the trace by the variations of the signal, these are the conditions favorable to the visualization of the fast beats, which are well demonstrated by the 'scale of rapid times, the scale of tight frequencies giving the possibility of successively seeing several notes of quite different frequencies which precisely give, when they are emitted simultaneously, rapid beats, moreover the control of the trace by the variations of the signal allows you to clearly visualize these variations. This type of visualization is represented in fig. 6.
In position D we have a spread frequency scale, a fast scale of the durations and a repetitive control of the trace by the variations of the signal, these are the conditions favorable to the visualization of the slow beats, that the slow scale of the durations leaves well. see, the scale of the frequencies spread allowing to see successively several notes of slightly different frequencies which precisely, when they are emitted simultaneously, give slow beats, moreover, the control of the trace by the variations of the signal allows the clear visualization of these variations. This type of visualization is represented in fig. 7a and 7b.
The selector switch therefore provides, through each of these four positions, the possibility of performing each of the four typical displays mentioned above under the best possible conditions.
Let us examine in more detail the structure of the special amplifier Aeh, the role of which is to eliminate harmonics and frequencies above the base frequency, this role also being to supply to the output of the amplifier a signal of approximately constant amplitude which should control the frequency-voltage converter.
We see, fig. 2, that this amplifier consists of a number of cells, in this case four, marked I, II, III and IV, of which only the first and the last are drawn in detail. Each of these cells firstly comprises a double DCI integrating circuit R, then an AGA controlled gain amplification stage. A jump adaptation of the integrator circuits to different frequency ranges is provided by successive doubling of the values of the integrator capacitors, but is not shown in the figure. If the capacitors are adapted to the working frequency range (capacitive reactances significantly lower than ohmic resistances), each integrator circuit attenuates the components of the signals approximately in proportion to their frequency.
Let us take for example two frequencies located in the ratio 4 to 5, which corresponds to the notes do and mi, which originally would have the same amplitude; after passing through an integrator circuit, the amplitude of E will be around four-fifths of that of C, after a double integrator circuit the amplitude of E will be approximately 16/25 of the amplitude of C, the absolute values of the amplitudes being naturally strongly attenuated too, to an extent which depends on the adaptation to the frequency range. Amplification is therefore then essential, and if this amplification is slaved to the value of the signal, as is the case here, the signal leaving the amplifier stage will approach a prescribed value, a value which will concern all of the frequencies, but where the lowest frequency, in our case the back, will be of paramount importance.
Amplification will be broken down into two parts. those corresponding on the one hand to the attenuation of the lowest frequency in the double integrator circuit and those corresponding on the other hand to the ratio of the amplitude of the signal present at the input of said circuit to the amplitude prescribed by l 'enslavement. As the gain of the amplifier can be very high but still has a maximum limit, it is necessary not to increase the attenuation of the lowest frequency too much in the dual integrator circuit.
This is why it is good to proceed in ranges, covering a frequency ratio of approximately 1 to 3 and within which the lowest frequency must be located; the higher frequencies are not taken into account since the higher they are, the more they are attenuated, and that is precisely what we are looking for.
Taking our C-E example, where each cell causes a weakening of the E with respect to the C of approximately 16/25, we see that a series of four cells will cause an attenuation of 164/254 or 65536/390625 or approximately 1/6 which seems sufficient, if it was not, we could increase the number of cells.
For a 2 harmonic, C lower-C octave for example, the attenuation would already be from 1 to 16 with two cells, and would reach 256 with four cells; it can therefore be seen that this device eliminates practically all the harmonics, while sufficiently attenuating the upper frequencies lower than harmonic 2.
This device, although expensive, has the following big advantage compared to a single filter: it allows at the same time to eliminate frequencies very little higher than the base frequency and to work with base frequencies which can vary from 1 to 2 ( or even from 1 to 3) without changing the frequency adjustment.
Mention should also be made of the auxiliary device constituted by the reference frequency generator, or gold reference oscillator. This Gold oscillator produces sinusoidal frequencies of a determined level; it has three outputs, one of which has an adjustable amplitude sr and two has a fixed amplitude sft and sf. An eight-position switch c8 enables this Gold oscillator to supply the 8 different frequencies corresponding to one octave of the theoretical range.
This Gold oscillator can supply the various circuits by 3 channels. The first one, controlled by the ORE switch (reference oscillator at the input), allows the signal of the reference oscillator to be driven to the input of the device by means of an attenuator Ae. signal from microphone M. In this way, reference notes can be visualized like those coming from the microphone.
The second channel, controlled by the ORT switch (reference oscillator affecting the intensity) is used to connect the reference signal to the intensity display chain; the ORI switch: acts only during ORF and ORE; in this case, the third channel adds nothing to the visualization since in any case the frequency visualized from the input of the device is that which comes from the reference oscillator.
However, this combination makes it possible to control the symmetry of the two frequency-voltage converters CFT3 and Cet2, if this symmetry is perfect, only one trace should be seen on the screen. As this perfection of symmetry is essential for the correct use of the apparatus, this possibility of control is appreciable.
This Gold reference oscillator is also equipped with frequency doubling stages which can be switched one after the other, which allow you to jump from one octave to another. A CO switch performs these switchings, it also performs the other necessary switching when the note to be displayed passes from one octave to another; it therefore also acts on the special amplifier Aeh (we have already seen for what reason), as well as on the two frequency-voltage converters CFTj and CFT2 and on the dynamic compression circuits CD1 and double detection DD, these four circuits having to have time constants approximately in relation to the inverse of the frequency to be considered.
This is necessary for frequency-voltage converters so that the measurement is made over a sufficient number of periods, but nevertheless in each case as fast as possible and also so that the converter provides the same output voltage for the same ratings. different octaves, for the CDt circuit so that the beats between two neighboring notes are not too attenuated, even for low notes, but that the dynamic compression is not too delayed for high frequency notes, and finally for the double detector DD so that the detection takes into account enough periods for low notes, but beats are still detected for high notes.
Note also that the device is provided with a socket for a second microphone, which can be useful for picking up the notes of several instruments, and that the device is also provided with a socket allowing to take the reference frequency, in order to bring it to an earpiece or a loudspeaker for example. This frequency is taken from the output sf of the gold reference oscillator, this decoupling making it possible to connect any device to the reference frequency tap without disturbing the operation of the device described.
It is also necessary to briefly describe figs. 4 to 7, which represent the traces obtained in the four typical visualization cases.
Note first that the duration scale is given at the bottom of each of these figures while the frequency scale derives from the position of the notes indicated to the right of each figure. Fig. 4 represents the visualization of a series of notes, we see at the top a dotted line representing as a reference the trace previously obtained with the reference note G, the bottom line is given by the simultaneous visualization of the note C coming from the reference oscillator. The trace illustrates a C-D-E-F-G suite played in front of the microphone in which the lengths of the notes are equal, except for that of the F which is a little too short, the pitches of the notes are correct, the sound intensities are variable, that of D being the weakest, those of C and G being the largest.
It is noted that the reference trace do undergoes the same variations in width as the main trace; we also see that the ground continues until the start of a second sweep, then the sound picked up disappears for the remainder of this second sweep.
For this operation, the selector switch CS is in position A, the ORF switch engaged, the ORE and ORI switches released, the dynamic compression CD switch released.
Figs. 5a and 5b illustrate the visualization of the attack of an E note. The dotted line at the bottom shows as a reference the previous trace of an Eb, we notice a horizontal straight line representing a reference E and we see that the note played fumbles s before reaching the exact frequency; its intensity is not
stable either, as shown in fig. 5a representing the case where dynamic compression is triggered, this does not appear on the other hand in FIG. 5b showing the case where dynamic compression is engaged. For this operation, the selector switch CS is in position B, the ORF switch is engaged and the ORE and ORI switches are released.
Fig. 6 illustrates the visualization of a domi beat, a dotted line shows a reference E previously plotted, we see that the trace is located at the level of C and that the intensity undergoes regular variations due to the beat. For this operation the selector switch CS is in position C and the switches ORF, ORE and ORI are tripped.
Figs. 7a and 7b illustrate the visualization of a slow beat in the case of the tuning of the note E. The dotted line at the bottom in fig. 7a shows a previously plotted reference Eb; we also see in fig. 7 has the reference E coming from the reference oscillator and we see a note mx5 approaching just E with which it still shows clearly visible beats. In fig. 7b the reference mi is no longer given by the reference oscillator, we simply see its previous trace in dotted lines, on the other hand the note picked up is now mx3 closer to just e than mxt and we see that the beat rate decreases.
For this operation the selector switch is in position D,
The ORI switch is engaged, the ORE switch is released and the ORF switch is engaged in the case of fig. 7a and triggered in the case of FIG. 7b.
Note that only fig. 4 shows the luminous grid which can always be shown or not on a cathode ray tube screen, FIGS. 5 to 7 do not show it.