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Selbsttätige Optimiereinrichtung für einen elektrischen Drehzahlregelanlrieb mit veränderlicher Schwungmasse Bei Regelkreisen ist es üblich und meistens notwendig, die einzelnen Parameter des Reglers, wie z. B. Verstärkung, Nachstell- und Vorhaltzeiten, an die Gegebenheiten der Regelstrecke anzupassen, um ein möglichst günstiges dynamisches Übergangsverhalten zu erreichen.
Je nachdem, ob man auf eine möglichst kleine Ansprechzeit oder auf möglichst kleines Überschwingen bei der Ausregelung eines Regelfehlers oder auf einen vernünftigen Kompromiss zwischen diesen beiden Forderungen Wert legt, bieten sich die verschiedensten Optimierungsvorschriften für die Anpassung der Reglerdaten an die Eigenschaften der Regelstrecke an. Für Drehzahlregelungen soll nach allen den bekannten Optimierungsvorschriften die Reglerverstärkung proportional zur angetriebenen Schwungmasse sein.
Es gibt nun eine Reihe von Drehzahlregelantrieben, bei denen die angetriebene Schwungmasse nicht dieselbe bleibt, sondern betriebsmässig verändert wird. Hierzu gehören z. B. Prüfstände für die Kraftfahrzeugindustrie, bei denen Motoren mit unterschiedlichen Schwungmas- sen oder unterschiedlicher Getriebeübersetzung geprüft werden, ferner Karusselldrehbänke, bei denen ebenfalls die zu bearbeitenden Werkstücke beträchtliche Unterschiede in ihren Schwungmassen aufweisen.
Aufgabe der Erfindung ist es, bei einem Drehzahl- regelanträeb vorgenannter Art eine selbsttätige Anpassung der Reglerverstärkung an jede Schwungmasse zu erreichen, so dass für sämtliche vorkommenden Betriebsfälle die Drehzahlregelung stets optimal arbeitet und demzufolge ein günstiges Übergangsverhalten erzielt wird.
Die Erfindung bezieht sich auf eine selbsttätige Optimiereinrichtung für einen elektrischen Drehzahlregelantrieb mit veränderlicher Schwungmasse, gekennzeichnet durch einen elektronischen Integrator, dessen Eingang während der Zeit, die beim unbelasteten Hochlauf für das Durchlaufen eines bestimmten Drehzahlintervalls benötigt wird, vor einer dem Drehmoment des Antriebs proportionalen Grösse beaufschlagt ist und dessen Ausgangsgrösse die Eingangsgrösse des Drehzahlreglers proportional beeinflusst. Die Erfindung beruht auf der Überlegung, dass beim unbelasteten Hochlauf unter Vernachlässigung der Reibung die Beziehung gilt:
6-dn/dt=K-Ma, wobei 6 die Schwung- oder Drehmasse, n die Drehzahl, K eine Konstante und M., das Antriebsmoment ist. Wenn nun während der Zeit, in der der Antrieb ein bestimmtes Drehzahlintervall durchläuft, das Zeitintegral des Antriebsmoments M., gebildet wird, dann ist diese die Ein- gangsgrösse des Drehzahlreglers beeinflussende Grösse proportional zur Schwungmasse des Antriebs.
Die so gebildete Grösse kann entweder durch Modulation des sonst direkt dem Drehzahlregeleingang zugeführten Regelabweichungssignals den Verstärkungsgrad des Drehzahlreglers beeinflussen oder aber durch entsprechende Änderung der Eingangsimpedanz des Drehzahlreglers. Als Modulationseinrichtung kann gemäss einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ein Hallmultiplikator verwendet werden, der sich bekanntlich durch seine grosse Genauigkeit und seinen einfachen Aufbau auszeichnet. Daneben können hierfür andere übliche Multiplikationseinrichtungen, wie z. B. Zeit- Basismultiplizierer, Parabelmultiplizierer oder sogenannte Servo-Multiplizierer eingesetzt werden.
Für besonders hohe Ansprüche hinsichtlich der Genauigkeit und der Konstanz des ermittelten Zeitintegrals des Antriebsdrehmoments empfiehlt sich ein elektronischer digitaler Zähler als Integrator, dessen Eingang über einen Spannungs-Impulsumsetzer mit einer dem Antriebsdrehmoment proportionalen Impulsfolgefre- quenz beaufschlagt ist und dessen verschieden bewich- tete Zählstufenausgänge elektronische Torschaltungen betätigen, welche durch Zuschalten von Widerständen die Eingangsimpedanz des Drehzahlreglers im umgekehrten Verhältnis zu den Zählstufengewichten verändern.
Auf diese Weise ist gewährleistet, dass der während des Drehzahlintervalls erhaltene Wert des Zeit- integrals infolge der Driftunempfindlichkeit des Digital-
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zählers praktisch unbegrenzt lange Zeit exakt gespeichert werden kann, was besonders bei sehr lang dauernden, sich an den Hochlaufvorgang anschliessenden Arbeitsgängen von Wichtigkeit ist.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sollen im folgenden anhand der Figuren beschrieben werden. In Figur 1 ist ein üblicher Drehzahlregelantrieb dargestellt, welcher aus dem rückgekoppelten elektrischen Drehzahl- regeiverstärker 1, dem Stellglied in Form eines gitterge- stüuerten Stromrichters 2 und dem mit der konstanten Spannung U erregten Gleichstrommotor 3 besteht, welcher einerseits zur Gewinnung einer der Drehzahl proportionalen Spannung n mit einem Gleichstromtachodynamo 4 und über eine Kupplung 5 mit der Antriebsmaschine 6 mechanisch verbunden ist.
Es ist vorgesehen, dass sich die mit 0 bezeichnete Schwungmasse der Antriebsmaschine 6 für verschiedene Betriebsfälle verändert, bei einem Motorenprüfstand beispielsweise, weil der Prüfling ausgewechselt oder mit anderer übersetzung betrieben wird, wobei sich in letzterem Fall dadurch die auf die Welle des Antriebsmotors 3 bezogene Drehmasse ändert, oder wie schon erwähnt bei Karusselldrehbän- ken, wenn Werkstücke unterschiedlicher Grösse bearbeitet werden sollen.
Der Drehzahlistwert n ist einer Vergleichseinrichtung 7 zugeführt, wo durch Vergleich mit dem Drehzahlsollwert n l: das den Drehzahlregler 1 beaufschlagende Regelabweichungssignal erhalten wird.
Die drehzahlproportionale Spannung n ist nun auch den Spulen zweier Schaltrelais 8 und 9 zugeführt, welche so bemessen sind, dass sie jeweils nach überschreiten der Spannungswerte n1 beziehungsweise n2 ansprechen. Da es sich bei dem dargestellten Beispiel um einen konstant erregten Gleichstrommotor handelt, genügt zur Erfassung des Drehmoments der Ankerstrom I", welcher mittels eines in den Ankerkreis des Motors 3 geschalteten Messwertumformers 10 gewonnen wird und über die Kontakte der Schaltrelais 8 und 9 auf den Eingang eines elektrischen Integrators 11 gelangen kann.
Der Integrator 11 kann aus einem kapazitiv rückgekop- pe-Iten elektronischen Verstärker bestehen, der, wie in dem mit 11 bezeichneten Blocksymbol angedeutet, bekanntlich bei einer sprunghaften Veränderung einer Gleichstromeingangsgrösse einen zeitlinearen Anstieg seiner Ausgangsgrösse zeigen würde.
Das Ausgangssignal des Integrators 11 beaufschlagt die Erregerwicklung eines mit 12 bezeichneten Hallgenerators. An zwei Elektroden des ihm zugeordneten Hallplättchens 13 ist das von dem Ausgang der Vergleichseinrichtung 7 gelieferte Regelabweichungssignal angeschlossen, so dass an den senkrecht dazu angeordneten beiden anderen Elektroden des Hallplättchens 13 das Produkt aus der Regelabweichung und dem Ausgangssignal des Integra- tors 11 als Ausgangsspannung entsteht.
Es soll nun im einzelnen die Wirkungsweise der bisher beschriebenen erfindungsgemässen Einrichtung bei einem Anlaufvorgang verfolgt werden. Die dargestellten Kontakte sind in ihrer jeweils unbetätigten Stellung gezeichnet. Vor oder beim Einschalten des noch unbelasteten Antriebs wird durch kurzzeitige Betätigung eines mit 14 bezeichneten Drucktasters das Ausgangssignal des Integrators 11 auf Null gesetzt. Ein Hochlaufen des Gleichstrommotors 3 hat das Auftreten einer Spannung am Eingang des Reglers 1 zur Bedingung.
Da die Ausgangsspannung des Hallmultiplikators 12 im Moment des Einschalteis noch Null ist, wird zunächst der Hallmultiplikator 12 durch den Ruhekontakt 8' überbrückt. Dieser Kontakt 8' kann zweckmässigerweise entweder unmittelbar oder mittelbar, gegebenenfalls mit einer entsprechenden Zeitverzögerung, durch das Schaltrelais 8 betätigt werden. Bei Erreichen einer bestimmten Drehzahl n1 spricht das Schaltrelais 8 an.
Da hierbei die höhere Ansprechschwelle n2 des Schaltrelais 9 noch nicht erreicht ist, bleibt dessen Kontakt vorerst geschlossen und die dem Antriebsmoment proportionale Grösse I" gelangt auf den Eingang des Integrators 11, dessen Ausgangsgrösse sich bis zum Erreichen der Ansprechschwelle n2 des Schaltrelais 9 proportional dem Zeitintegral des Antriebsdrehmoments zu verändern be- ginnt. Da spätestens bis zum Ansprechen des Relais 9 der Ruhekontakt 8' geöffnet wurde,
ist durch die Wirkung des von dem Ausgangssignal des Integrators 11 be- aufschlagten Hallmultiplikators 12 spätestens nach Ansprechen des Relais 9 die Verstärkung der Regelabweichung proportional der Schwungmasse 0 der Antriebsmaschine 6 angepasst worden. Nach beendetem Hochlauf, gegebenenfalls schon nach Ansprechen des Relais 9, kann der Antrieb belastet werden, wobei der im Integrator gespeicherte Wert nicht mehr verändert wird.
In Figur 2 ist ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei dem im Unterschied zu der Anordnung nach Figur 1 die Ermittlung des Zeitinte- grals des Drehmoments sowie die darauf folgende entsprechende Veränderung der Reglerverstärkung mittels elektronischer, digital arbeitender Bauelemente realisiert ist. Für die mit der Anordnung nach Figur 1 übereinstimmenden Schaltungseinzelheiten wurde die gleiche Bezifferung beibehalten.
Kennzeichnend für die verwendeten digitalen Bauelemente ist, dass sie unter Verwendung von sogenannten Schalttransistoren aufgebaut sind, welche entweder in vollkommen durchlässigem oder völlig gesperrtem Zustand betrieben werden und demzufolge nur zwei definierte Signale zu liefern vermögen, nämlich ein sogenanntes 0-Signal, welches im dargestellten Fall dem Erd- oder Massepotential entspricht, und ein sogenanntes L-Signal, welches beim dargestellten Beispiel ein positives Potential haben möge.
Als Integrator ist ein digitaler elektronischer Binärzähler 15 verwendet, dessen vier niedrigstwertige Zählstufen die Gewichte 1, 2, 4 und 8 aufweisen. Tritt an den Zählstufenausgängen ein L-Signal auf, so können damit die jeweils zugeordneten elektronischen Torschaltungen 32-35 durchlässig gesteuert werden, wodurch das Regelabweichungssignal über einen oder mehrere von diesen wirkungsmässig in betätigtem Zustand wie geschlossene Schalter zu betrachtende Torschaltungen sowie über diesen zugeordneten Widerständen auf den Eingang des Regelverstärkers 1 gelangen kann.
Da der Verstärkungsfaktor des im dargestellten Beispiel verwendeten Regelverstärkers sich aus dem Verhältnis von Rückkopplungs- widerstand R1 zu Eingangswiderstand ergibt, ist aus der im Beispiel angegebenen Dimensionierung der wahlweise zuschaltbaren Eingangswiderstände ersichtlich, dass der Verstärkungsgrad des Regelverstärkers 1 proportional der Summe der Gewichte der jeweils L-Signale führenden Zählstufen ist.
In völlig analoger Weise zu der Anordnung nach Figur 1 wird nun dafür gesorgt, dass innerhalb eines Drehzahlintervalls, welches sich von der Drehzahl n1 bis zu der Drehzahl n2 des Antriebsmotors 3 erstreckt, eine dem Drehmoment des Antriebsmotors 3 proportionale Grösse integriert, d. h. in kleinen Schritten aufsummiert wird.
Hierzu wird die analoge Ausgangsspannung des Messwertformers 10 in einem Spannungsimpulsumsetzer 16 in eine Impulsfolge umgesetzt, deren Frequenz der
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Eingangsgrösse I., entspricht, und über eine elektronische Gatterschaltung 17 dem Eingang des Binärzählers 15 zugeführt. Eine der Antriebszahl n proportionale Spannung wird zwei elektronischen Grenzwertmeldern mit den Ansprechschwellen n1 und n, zugeführt, deren Wirkungsweise vergleichbar mit der der elektromechanischen Schaltrelais 8 und 9 aus Figur 1 ist.
Nach überschreiten ihrer jeweiligen 'Ansprechschwellen liefern diese Grenzwertmelder ein P-Signal. Die Realisierung eines solchen Grenzwertmelders kann auf verschiedenartigste Weise erfolgen. Im einfachsten Fall besteht er aus einem Schalttransistor, bei dem durch eine entsprechende Vorspannung 11 seines Steuerkreises dafür gesorgt ist, dass erst eine Steuerspannung bestimmter Höhe ihn in einen solchen Zustand zu steuern vermag, bei dem an seinem Kollektor ein Ausgangs(P)-Signal erscheint.
Die Ausgänge der beiden Grenzwertmelder 18 und 19 sind mit den beiden Eingängen einer bistabilen Kipp- stufe 20 verbunden. Eine bistabile Kippstufe besitzt zwei komplementäre bzw. antivalente Ausgänge, d. h. wenn der eine Ausgang ein L-Signal führt, ist an dem anderen Ausgang ein 0-Signal und umgekehrt.
Wenn an den dem einen Ausgang zugeordneten Eingang der bi- stabilen Kippstufe ein L-Signal gelegt wird, so erscheint an dem ihm zugeordneten Ausgang ebenfalls ein L-Si- gnal, welches auch nach Verschwinden des Eingangssignals so lange bestehen bleibt, bis auf dem anderen Eingang ein L-Signal gegeben wird. Es ist auch möglich, die bistabile Kippstufe mit Impulsflanken in die eine oder andere Lage zu kippen. In der Regel wird die bistabile Kippstufe so ausgelegt bzw. die Impulsansteuerung so getroffen, dass nur eine Impulsflanke bestimmter Richtung in der Lage ist, die Stufe umzukippen, z. B. entweder nur ansteigende oder abfallende Impulsflanken.
So kippen die in der Figur dargestellten bistabilen Kipp- stufen immer nur dann, wenn an ihren entsprechenden Eingängen ein Signalwechsel von O- auf L-Sign#al stattfindet. Der dem Eingang E1 zugeordnete Ausgang A1 der bistabilen Kippstufe 20 ist auf den zweiten Eingang eines Norgatters 17 geführt. Ein Norgatter zeigt nur dann an seinem Ausgang ein L-Signal, wenn an seinen sämtlichen Eingängen ein 0-Signal herrscht, in allen anderen Fällen weist der Norgatterausgang ein 0-Signal auf.
Aus der bisher erläuterten Wirkungsweise der elektronischen Bauelemente wird deutlich, dass am Eingang des Binärzählers 15 nur dann eine dem Drehmoment proportionale Impulsfolgefrequenz über das Norgatter 17 eintreffen kann, wenn beim Hochlauf sich die Antriebsdrehzahl innerhalb des durch die Grenzwerte n1 und n2 bestimmten Drehzahlintervalls befindet.
Zuvor, d. h. entweder beim oder schon vor dem Einschalten, wurden durch Betätigung eines Drucktasters die Kontakte 14a, 14b und 14c vorübergehend geschlossen, wodurch der Binärzähler 15, die Kippstufe 20 und eine weitere bistabile Kippstufe 21 in einen definierten Zustand versetzt wurden, der bei dem Binärzähler darin besteht, dass sämtliche Zählstufenausgänge 0-Potentiale aufweisen, d. h.
die Torschaltungen 32 bis 35 nicht durchlässig gesteuert sind, der bei der bistabilen Kipp- stufe 20 darin besteht, dass der Ausgang A1 ein L-Signal führt und demzufolge das Norgatter 17 gesperrt und der schliesslich bei der bistabilen Kippstufe 21 darin besteht, dass der auf die Torschaltung 22 wirkende Ausgang ein L-Signal führt und diese durchlässig steuert. Die Torschaltung 22 ist vergleichbar mit dem Schaltkontakt 8' in Figur 1 und stellt sicher, dass zu Beginn des Anlau- fens ein Eingangssignal auf den Regelverstärker 1 und damit ein von O abweichender Stellbefehl auf das Stellglied 2 möglich ist.
Die Grösse des durch die Torschaltung 22 zur Wirkung gebrachten Eingangswiderstandes wird zweckmässigerweise so gewählt wie der Wert des Widerstandes, welcher der von der niedrigstwertigen Zählstufe des Binärzählers 15 betätigten Torschaltung 35 zugeordnet ist.
Nach dem zweiten, am Eingang des Binärzählers 15 eintreffenden, vom Spannungsimpulsumsetzer 16 gelieferten Zählimpuls weist von sämtlichen Zählstufenausgängen nur der mit 2 bewichtete Ausgang ein L-Signal auf, worauf durch die Torschaltung 34 ein Eingangswiderstand vom Wert % Ro eingeschaltet und gleichzeitig mittels der bistabilen Kippstufe 21 durch die Torschaltung 22 der bis dahin wirksame Überbrük- kungswiderstand 23 von dem Regelabweichungssignal abgetrennt wird.
Nach Durchlaufen des durch die Grenzwerte n1 und m definierten Drehzahlintervalls weist der Stand des Binärzählers einen der Schwungmasse des Antriebs 6 proportionalen Wert auf und hat Seinerseits vermöge der Torschaltungen 32 bis 35 den Verstärkungsgrad des Drehzahlreglers 1 dieser Schwungmasse proportional angepasst. Für den Wert dieser Anpassung spielt es prinzipiell keine Rolle, nach welcher Zeitfunktion der Ankerstrom sich bewegt oder welche Veränderungen im Eingangskreis des Drehzahlreglers 1 erfolgen. Stets wird das Drehmomentenzeitintegral exakt gemessen, und nach Überschreiten der Drehzahlgrenze wird eine dementsprechende Anpassung der Reglerverstärkung erfolgt sein.
Die Realisierung der Torschaltungen 32 bis 35 und 22 kann auf beliebige Art erfolgen. Wesentlich für sie ist nur, dass sie in der Lage sind, auf ein bestimmtes Span- nungs- oder Stromsignal hin die Regelabweichung auf den ihnen zugeordneten Widerstand durchzuschalten. Für besonders schnelle und störungssichere Schalthandlungen empfehlen sich elektronische Torschaltungen, z. B. nach Art der mit 35 bezeichneten und näher dargestellten Torschaltung.
Eine derartige elektronische Torschaltung eröffnet die Möglichkeit, auf einfachste Weise mit den normierten Signalen der digitalen Schaltkreise, welche beim dargestellten Beispiel in einem positiven, von der Spannungsquelle P abgeleiteten L-Signal und dem Massepotential bzw. 0-Signal bestehen, schaltkreis- fremde Spannungen, im vorliegenden Fall das Regelabweichungssignal durchzuschalten, wobei dieses Fremdsignal auch wechselnde Polaritäten aufweisen kann.
Zur Ansteuerung der elektronischen Torschaltung dient der in der niedrigstwertigen Zählstufe des binären Zählers 15 befindliche Ausgangsschalttransistor 25. Sein Kollektor ist über den Widerstand 26 mit der mit P bezeichneten positiven Spannungsquelle verbunden, während sein Emitter an das Masse- oder Erdpotential geschaltet ist. Es handelt sich hierbei um einen in Emitter- schaltung betriebenen npn-Transistor. Im durchlässigen Zustand liegt an seinem Kollektor das Potential von 0 Volt, während dieser im gesperrten Zustand das Potential der Spannungsquelle P aufweist. Bei diesem Zustand stellt die gegenüber dem Erdpotential negative Spannung N in nicht näher dargestellter Weise die vollständige Sperrung des Schalttransistors 25 sicher.
Die Torschaltung besteht nun aus einem Ansteuertransistor 27 und einem von diesen angesteuerten Tortransistor 28, welcher als idealer Schalter die Aufgabe hat, je nach den an seiner Basis herrschenden Potentialverhältnissen die an seine Eingangsklemme 29 angeschlossene schalt-
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kreisfremde Spannung des Regelabweichungssignals auf den mit Ro bezeichneten Widerstand durchzuschalten oder von diesem Widerstand abzuschalten. Das Regelabweichungssignal kann dabei sowohl positive als auch negative Werte annehmen.
Befindet sich der Schalttransistor 25 in seinem durchlässig gesteuerten Zustand, so tritt an seinem Lastwiderstand 26 eine Spannung auf, welche so gerichtet ist, dass die Steuerstrecke des Ansteuertransistors 27 über die Entkopplungsdiode 24 durchlässig gesteuert wird. Dann stellt sich am Kollektor des Transistors 27 ein gegenüber Masse positives Potential ein, dessen Höhe durch die Dimensionierung der Widerstände 30 und 31 bestimmt ist.
Dieses Potential wird nun so gewählt, dass es mit Sicherheit höher ist als das des maximalen, betriebsmässig auftretenden Regelabweichungs- signals, so dass der Transistor 28 dieses Regelabwei- chungssignal zu sperren vermag.
Für den Fall, dass der Schalttransistor 25 gesperrt wird, kann kein oder jedenfalls nur ein vernachlässig- bar kleiner Strom über die Emitterbasissteuerstrecke des Ansteuertransistors 27 fliessen, der Transistor 27 ist damit gesperrt, und die Basis des Transistors 28 steht praktisch nur über den Widerstand 31 mit der negativen Sperrspannungsquelle N in Verbindung.
Bei einer, gegenüber dem Massepotential positiven Spannung des Regelabweichungssignals wird die Kollektorbasisstrecke des Tortransistors 28 in Durchlassrichtung beaufschlagt, so dass sich an der Basis des Transistors 28 deren Potential einstellt. Die in Durchlassrichtung durchflutete Kollektorbasisstrecke des Transistors 28 verursacht durch die Transistorwirkung ein Leitendwerden der Emitterbasisstrecke, so dass das positive Regelabwei- chungssignal auf den mit Ro bezeichneten Widerstand durchgeschaltet ist.
Der Tortransistor 28 wird bei dieser Polung des Regelabweichungssignals als Schalttransistor invers betrieben, d. h. die Funktion des Emitters und des Kollektors sind gegenüber dem Normalbetrieb vertauscht. Der invers betriebene Schalttransistor zeichnet sich dadurch aus, dass sein Reststrom in gesperrtem Zustand sowie seine Restspannung in seinem durchlässig gesteuerten Zustand besonders klein werden.
Liegt an der mit 29 bezeichneten Eingangsklemme der Torschaltung ein negatives Regelabweichungssignal, so werden sowohl die Kollektorbasisstrecke als auch die Emitter- basisstrecke des Tortransistors 28 in Durchlassrichtung beaufschlagt, so dass wiederum das Regelabweichungs- signal in voller Höhe am Widerstand Ro liegt. Die Torschaltung 35 eröffnet also die Möglichkeit,
unter Verwendung der ohnehin bei dem digitalen Schaltkreissystem vorhandenen Versorgungsispannungen eine schaltkreisfremde Spannung wechselnder Polarität exakt durchzuschalten, wobei die Grenzen der durchzuschaltenden Fremdspannung beliebig zwischen den durch die Potentiale der mit P und N bezeichneten Spannungsquellen liegen können.