Elektronische Schalteinrichtung mit einem Oszillator Die Erfindung nach dem Hauptpatent bezieht sich auf eine elektronische Schalteinrichtung mit einem mit einem ersten Rückkopplungskreis versehenen Oszillator, dessen Schwingverhalten durch Heranführen eines stromleitenden Gegenstandes beeinflussbar ist und bei dem neben dem ersten Rückkopplungskreis ein zweiter Rückkopplungskreis mit einem Wechselspannungs- Schwellwertverstärker vorgesehen ist, der erst bei Er reichen einer bestimmten Amplitude der Oszillatorspan- nung wirksam wird.
Vielfach ist es erwünscht, mit einer solchen Schalt einrichtung steuerbare Halbleiterschalter zu steuern, z. B. sogenannte Thyristoren, die zu ihrer Einschaltung einen Stromimpuls an ihrer Steuerelektrode benötigen. Je nach Art des verwendeten Thyristors (npnp oder pnpn) muss dieser Impuls eine bestimmte Polarität haben.
Normalerweise werden zur Erzeugung dieser Im pulse Schaltungen mit Zweibasis-Transistoren (unijunc- tion-transistors) verwendet. Auch sind Schaltungen mit Sperrschwingoszillatoren bekannt. Diese Impulsgenera toren verursachen zusätzliche Kosten und verhindern dadurch die Anwendung von Thyristoren an Stellen, wo dies an sich technisch möglich wäre.
Die vorliegende Erfindung schafft hier Abhilfe. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass die eingangs genannte Oszillatoranordnung an eine pulsierende Gleichspan nung angeschlossen ist, und dass der Ausgang des Wechselspannungs-Schwellwertverstärkers mit der Steu erelektrode eines Thyristors verbunden ist, dessen Be- triebs-Wechselspannung mit der pulsierenden Gleich spannung synchronisiert ist. Bei einer erfindungsge- mässen Anordnung ist also kein zusätzlicher Impuls geber für den Thyristor notwendig.
Die Aufgabe des Impulsgebers übernimmt die Oszillatoranordnung selbst. Dies ist deshalb möglich, weil die Schalteinrichtung nach dem Hauptpatent ein ausgeprägtes Sprungverhalten auf weist, und dieses Sprungverhalten dient erfindungsge- mäss zum Erzeugen der für das Steuern des Thyristors notwendigen Stromimpulse. Der Thyristor erhält dabei während jeder Periode der Betriebs-Wechselspannung einen neuen Zündimpuls.
Eine weitere Vereinfachung ergibt sich, wenn die pulsierende Gleichspannung eine von einer Wechsel spannung abgeleitete, etwa rechteckförmige Spannung ist, da man dann ein besonders ausgeprägtes Sprung- verhalten erhält und einen besonders kleinen Übertrager verwenden kann. Zum Erzeugen dieser etwa rechteck- förmigen Spannung verwendet man mit Vorteil eine eine pulsierende Spannung liefernde Spannungsquelle und eine an diese angeschlossene Zenerdiode, wobei der Spitzenwert der pulsierenden Spannung ein Mehrfaches der Zenerspannung der Zenerdiode beträgt.
Weiterhin ist auf sehr einfache Weise auch eine Phasenanschnittsteuerung möglich, wie das im folgenden noch beschrieben wird.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildun gen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Aus führungsbeispielen. Es zeigen: Fig.l ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin dungsgemässen Schalteinrichtung, Fig.2 Schaubilder zum Erläutern der Schaltung nach Fig. 1, Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemässen Schalteinrichtung, Fig.4 Schaubilder zum Erläutern der Schaltung nach Fig. 3,
und Fig.5 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemässen Schalteinrichtung.
In den einzelnen Figuren werden gleiche oder gleichwirkende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Die Schaltung nach Fig. 1 ist über die Primärwick lung 10 eines Transformators 11 an die Klemme 12, 13 eines Wechselspannungsnetzes von z. B. 220 V, 50 Hz angeschlossen. Die Anode eines Thyristors 14 ist über einen Lastwiderstand 15 mit der Klemme 12, seine Kathode mit der Klemme 13 verbunden. Der Lastwider- stand 15 kann z. B. ein Relais, ein Stellmotor oder ein Ventil sein.
An die Sekundärwicklung 16 ist ein Einphasen- Brückengleichrichter 17 angeschlossen, zwischen dessen Ausgängen + und - eine pulsierende Gleichspannung U, auftritt, deren Kurvenverlauf in der obersten Reihe von Fig. 2 dargestellt ist.
Über zwei Klemmen 18, 19 ist an diese Ausgänge des Gleichrichters 17 eine Oszillatoranordnung ange schlossen, die in ihrer Gesamtheit mit 22 bezeichnet ist und deren Schaltzustand davon abhängt, wie weit ihr ein mit 23 bezeichneter Metallgegenstand genähert wird. Diese Oszillatoranordnung ist im Hauptpatent beschrie ben.
Die Oszillatoranordnung 22 enthält drei Transi storen: Einen npn-Transistor 24, der zusammen mit zwei Spulen 25, 26 einen Oszillator bildet; einen pnp- Transistor 27, der als Wechselspannungs-Schwellwert- verstärker dient; und einen npn-Leistungstransistor 28 als Ausgangsstufe.
An der Klemme 18 ist über einen Siebwiderstand 29 eine Plusleitung 30 angeschlossen, an die Klemme 19 eine Minusleitung 33. Zwischen den Leitungen 30 und 33 liegt ein Filterkondensator 34 und parallel zu ihm ein Spannungsteiler, der aus zwei über einen Verbin dungspunkt 35 miteinander verbundenen Widerständen 36, 37 besteht.
Die Spule 26 dient als Rückkopplungsspule und ist mit ihrem einen Ende am Verbindungspunkt 35, mit ihrem anderen Ende an der Basis des Transistors 24 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand 38 mit der Minusleitung 33 und dessen Kollektor über einen Widerstand 39 und die mit diesem in Serie ge staltete Spule 25, zu welcher ein Kondensator 40 par allelgeschaltet ist, mit der Plusleitung 30 verbunden ist. Wie ersichtlich, bilden Spule 25 und Kondensator 40 einen Parallelschwingungskreis, z. B. für 500 kHz.
Die Spulen 25 und 26 sind jeweils mit einem Ferritkern 43, 44 versehen und diese Kerne sind über einen Luftspalt miteinander gekoppelt, in den der Me tallgegenstand 23 eingebracht werden kann. Befindet sich dieser in der Nähe der Spulen 25 und 26, so wird die Rückkopplung vermindert und die Oszillatorschwin- gungen werden durch die im Gegenstand 23 induzierten Ströme gedämpft, so dass ihre Amplitude absinkt, oder der Oszillator ganz zu schwingen aufhört.
Der Verbindungspunkt des Widerstands 39 und der Spule 25 ist mit der Basis des Transistors 27 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand 45 mit der Plus leitung 30 und einen Widerstand 46 mit der Minuslei tung 33 verbunden ist. Dieser Emitter hat also ein be stimmtes negatives Potential, z. B. -2 V, bezogen auf das Potential der Plusleitung 30, so dass der Transistor 27 erst verstärkt, wenn die Spannungsamplitude der Schwingungen am Schwingungskreis 25, 40 grösser ist als dieses Potential.
Über ein Potentiometer 47 und zwei mit diesem in Serie geschaltete Widerstände 48, 49 ist der Kollektor des Transistors 27 mit der Minusleitung 33 verbunden. Der Abgriff des Potentiometers 47 ist über einen Kon densator 52 (z. B. 100 pF) mit dem Verbindungspunkt 35 verbunden. Parallel zur Serienschaltung der Wider stände 48 und 49 liegt ein Siebkondensator 53. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände ist mit der Basis des Transistors 28 verbunden, dessen Emitter an der Minusleitung 33 liegt und dessen Kollektor di- rekt mit einem Ausgang A und über einen Widerstand 54 mit der Plusleitung 30 verbunden ist.
An den Ausgang A ist der eine Anschluss der Pri märwicklung 55 eines Übertragers 56 angeschlossen, zu der eine Löschdiode 57 parallelgeschaltet ist und deren anderer Anschluss über einen Widerstand 58 mit dem Ausgang + des Gleichrichters 17 verbunden ist.
Die Sekundärwicklung 59 des Übertragers 56 ist mit ihrem einen Anschluss mit der Kathode und mit ihrem anderen Anschluss mit der Steuerelektrode des Thyristors 14 verbunden.
Die Anordnung nach Fig. 1 arbeitet wie folgt: Es sei zunächst angenommen, dass der Metall gegenstand 23 weit von den Spulen 25, 26 entfernt ist, so dass diese nicht bedämpft sind. Liegt nun im Zeit punkt t, zwischen den Leitungen 30 und 33 eine sehr kleine Spannung, so schwingt der aus den Spulen 25, 26 und dem Transistor 24 bestehende Oszillaor ent weder überhaupt nicht oder nur mit einer sehr kleinen Amplitude, die nicht ausreicht, um den Transistor 27 leitend zu machen, so dass durch die Widerstände 47, 48, 49 kein Strom fliesst und der Transistor 28 gesperrt ist, da bei ihm zwischen Basis und Emitter die Span nung Null liegt.
Steigt nun nach dem Zeitpunkt t, die Spannung zwischen den Leitungen 30 und 33 an, so nimmt die Schwingungsamplitude des Oszillators 24, 25, 26 zu, reicht jedoch zunächst nicht aus, um den Transistor 27 leitend zu machen. Entsprechend bleibt auch der Transi stor 28 gesperrt.
Erst im Zeitpunkt t_ (Fig.2) werden die Schwin gungsamplituden am Schwingkreis 25, 40 so gross, dass der Transistor durch die negativen Maxima dieser Schwingungen jeweils kurzzeitig leitend gesteuert wird. Hierdurch entsteht plötzlich eine zweite Rückkopp lungsverbindung über diesen Transistor 27, das Poten- tiometer 47 und den Kondensator 52 zur Basis des Transistors 24, so dass in einem ausserordentlich kurzen Zeitraum von etwa zwei Perioden (bei 500 kHz ent sprechend einer Zeit von etwa 4 usec) die Schwingungs amplitude am Schwingkreis 25, 40 stark ansteigt.
Da durch fliesst jetzt auch im Transistor 27 ein grosser Kol- lektorstrom, und dieser Strom erzeugt am Widerstand 49 einen Spannungsabfall, der den Transistor 28 schlag artig einschaltet. Hierdurch fliesst plötzlich ein Strom durch die Primärwicklung 55, der in der Sekundärwick lung 59 die in der zweiten Reihe von Fig.2 gezeigte Spannung u,; induziert, die den Thyristor 14 im Zeit punkt t, leitend steuert, wenn seine Anode positiver ist als seine Kathode, was bei jeder zweiten Halbwelle der Fall ist. Es fliesst dann ein Strom il,, wie er in der dritten Reihe von Fig.2 dargestellt ist.
Dieser Strom wird wieder unterbrochen, wenn die Anode des Thyri- stors 14 negativer wird als die Kathode.
Im Zeitpunkt t3 wird die Spannung U, so klein, dass die Schwingungsamplitude am Schwingkreis 25, 40 nicht mehr ausreicht, um den Transistor 27 leitend zu steuern. Entsprechend wird auch der Transistor 28 wieder ge sperrt, wodurch sich die in der zweiten Reihe von Fig. 2 dargestellten negativen Spannungsspitzen ergeben.
Wird nun der Metallgegenstand 23 in die Nähe der Spulen 25 und 26 gebracht, so wird der Schwingkreis 25, 40 stark gedämpft, so dass in keinem Augenblick mehr die Spannungsamplitude an ihm ausreicht, um den Transistor 27 leitend zu steuern. Der Thyristor 14 bleibt also gesperrt, da die Spannung uG dann zu Null wird. Der Thyristor 14 wird also nur leitend gehalten, solange der Metallgegenstand 23 weit entfernt ist, nicht aber, wenn dieser dem Schwingkreis 25, 40 genähert wird. Die Anordnung wirkt also als kontaktloser End- schalter.
Das schlagartige Einschalten des Transistors 28 er gibt sich durch den zweiten Rückkopplungskreis - Tran sistor 27, Potentiometer 47, Kondensator 52 - der ein ausserordentlich rasches Ansteigen der Schwingungs amplitude und damit ein sprungartiges Schalten bewirkt. Der Übertrager 56 muss bei einer Netzfrequenz von 50 Hz für 100 Hz ausgelegt werden. Die Diode 57 ver hindert, dass die zulässige Spitzenspannung zwischen Kathode und Steuerelektrode des Thyristors 14 über schritten wird.
Bei der Anordnung nach Fig. 3 ist die gleiche Oszi- latoranordnung 22 verwendet wie bei der Anordnung nach Fig. 1; jedoch wird als Gleichspannung zu ihrer Versorgung eine Rechteckspannung verwendet, wie sie in der obersten Reihe von Fig. 4 dargestellt ist.
An diese Rechteckspannung ist auch die Primärwicklung 55 des Übertragers 56 angeschlossen, so dass man an ihr einen sehr steilen Spannungsanstieg erhält, d. h. der übertra- ger 56 kann für eine höhere Frequenz ausgelegt werden als der Übertrager 56 nach Fig. 1 und wird dadurch kleiner. Ausserdem wird der Thyristor 14 früher in der Periode gezündet, als dies bei Fig. 2 der Fall ist, und man erhält einen entsprechend höheren Strom 'L (dritte Reihe von Fig. 4).
Zum Erzeugen der etwa rechteckförmigen Span nung UZ wird eine Zenerdiode 62 mit einer Zenerspan- nung von z. B. 12 V zwischen die Klemmen 18 und 19 geschaltet und die Wechselspannungsseite des Gleich richters 17 wird über einen Widerstand an die Netz klemmen 12, 13 (z. B. 220 V, 50 Hz) angeschlossen. Die Spannung zwischen den Klemmen 18 und 19 steigt dann zunächst ebenso an wie bei der gleichgerichteten Spannung am Ausgang des Gleichrichters 17.
Bei Über schreiten der Zenerspannung wird jedoch die Zener- diode 62 stromleitend und begrenzt so die Spannung an ihr auf z. B. 12 V. Man erhält so die dargestellte Span nungsform.
Die Anordnung nach Fig. 3 arbeitet im übrigen wie diejenige nach Fig. 1, d. h. wenn ihr ein Metallgegen stand genähert wird, wird der Thyristor 14 gesperrt. Wird der Metallgegenstand dagegen entfernt, so wird der Thyristor 14 leitend.
In manchen Fällen ist es erforderlich, den Strom durch den Thyristor 14 einstellbar zu machen. Diesem Zweck dient die Anordnung nach Fig. 5, die weitgehend mit derjenigen nach Fig. 1 übereinstimmt. Jedoch ist bei ihr zwischen die Sekundärwicklung 16, die mit einer Mittelanzapfung 66 versehen ist, und den Gleichrichter 17 ein Phasenschieber eingeschaltet, der aus zwei Wi derständen 67, 68 und einem Kondensator 69 besteht. Durch diesen Phasenschieber wird bewirkt, dass die Spannung an den Klemmen 18, 19 der Spannung am Thyristor 14 nacheilt.
Der Thyristor 14 wird also je nach der Einstellung des Widerstandes 67 verschieden lang gezündet, und dadurch wird der Strom durch den Widerstand 15 einstellbar. Gleichzeitig hat sich gezeigt, dass auch bei dieser Schaltung der Übertrager 56 nur für hohe Frequenzen bemessen zu werden braucht und da durch eine kleine und billige Bauart für diesen über trager 56 möglich ist. Hierfür genügt bereits eine Pha senverschiebung von wenigen Grad.
Wie ersichtlich, ist bei der Anordnung nach Fig. 5 ein Brückengleichrichter 70 für die Speisung des Thy- ristors 14 vorgesehen. Hierdurch erhält man im Last widerstand 15 einen Strom, der etwa doppelt so gross ist wie bei der Schaltung nach Fig. 1, da der Thyristor 14 während jeder Periode zweimal gezündet wird.
Die Erfindung gestattet es, durch wenige Zusatz bauteile zur Oszillatoranordnung 22 eine Schalteinrich tung zu schaffen, mit der Thyristoren gesteuert werden können und mit der sogar eine Einstellung des Zünd- winkels möglich ist.
Electronic switching device with an oscillator The invention according to the main patent relates to an electronic switching device with an oscillator provided with a first feedback circuit, the oscillation behavior of which can be influenced by introducing a current-conducting object and in which a second feedback circuit with an AC voltage threshold amplifier is provided in addition to the first feedback circuit which only becomes effective when a certain amplitude of the oscillator voltage is reached.
In many cases it is desirable to control controllable semiconductor switches with such a switching device, for. B. so-called thyristors, which require a current pulse on their control electrode to turn on. Depending on the type of thyristor used (npnp or pnpn), this pulse must have a certain polarity.
Normally, circuits with two-base transistors (union transistors) are used to generate these pulses. Circuits with blocking oscillators are also known. These pulse generators cause additional costs and thereby prevent the use of thyristors in places where this would be technically possible.
The present invention provides a remedy here. It is characterized in that the aforementioned oscillator arrangement is connected to a pulsating DC voltage, and that the output of the AC voltage threshold amplifier is connected to the control electrode of a thyristor, the operating AC voltage of which is synchronized with the pulsating DC voltage. In an arrangement according to the invention, no additional pulse generator is necessary for the thyristor.
The task of the pulse generator is performed by the oscillator arrangement itself. This is possible because the switching device according to the main patent has a pronounced jump behavior, and this jump behavior is used according to the invention to generate the current pulses necessary for controlling the thyristor. The thyristor receives a new ignition pulse during each period of the operating AC voltage.
A further simplification is obtained when the pulsating direct voltage is an approximately square-wave voltage derived from an alternating voltage, since a particularly pronounced jump behavior is then obtained and a particularly small transformer can be used. To generate this roughly square-wave voltage, it is advantageous to use a voltage source that supplies a pulsating voltage and a Zener diode connected to it, the peak value of the pulsating voltage being a multiple of the Zener voltage of the Zener diode.
Furthermore, phase control is also possible in a very simple manner, as will be described below.
Further details and advantageous developments of the invention emerge from the exemplary embodiments described below and shown in the drawing. 1 shows a first embodiment of a switching device according to the invention, FIG. 2 diagrams to explain the circuit according to FIG. 1, FIG. 3 shows a second embodiment of a switching device according to the invention, FIG. 4 diagrams to explain the circuit according to FIG. 3,
and FIG. 5 shows a third exemplary embodiment of a switching device according to the invention.
In the individual figures, parts that are the same or have the same effect are denoted by the same reference symbols.
The circuit of Fig. 1 is on the primary winding 10 of a transformer 11 to the terminal 12, 13 of an AC network of z. B. 220 V, 50 Hz connected. The anode of a thyristor 14 is connected to terminal 12 via a load resistor 15, and its cathode to terminal 13. The load resistor 15 can z. B. be a relay, a servomotor or a valve.
A single-phase bridge rectifier 17 is connected to the secondary winding 16 and a pulsating DC voltage U occurs between the + and - outputs, the curve of which is shown in the top row of FIG.
Via two terminals 18, 19 an oscillator arrangement is connected to these outputs of the rectifier 17, which is designated in its entirety by 22 and the switching state depends on how far you are approximated by a metal object designated 23. This oscillator arrangement is described in the main patent ben.
The oscillator arrangement 22 contains three Transi interfere: an npn transistor 24, which together with two coils 25, 26 forms an oscillator; a pnp transistor 27 which serves as an alternating voltage threshold amplifier; and an npn power transistor 28 as an output stage.
A positive line 30 is connected to terminal 18 via a screen resistor 29, and a negative line 33 to terminal 19. A filter capacitor 34 is located between lines 30 and 33 and parallel to it is a voltage divider consisting of two resistors connected to one another via a connection point 35 36, 37 exists.
The coil 26 serves as a feedback coil and is connected with its one end to the connection point 35, with its other end to the base of the transistor 24, the emitter of which is connected to the negative line 33 via a resistor 38 and its collector via a resistor 39 and which is connected to this in Series ge designed coil 25, to which a capacitor 40 is connected in par allel, with the positive line 30 is connected. As can be seen, coil 25 and capacitor 40 form a parallel oscillating circuit, e.g. B. for 500 kHz.
The coils 25 and 26 are each provided with a ferrite core 43, 44 and these cores are coupled to one another via an air gap into which the metal object 23 can be introduced. If this is in the vicinity of the coils 25 and 26, the feedback is reduced and the oscillator oscillations are damped by the currents induced in the object 23, so that their amplitude decreases or the oscillator stops oscillating entirely.
The connection point of the resistor 39 and the coil 25 is connected to the base of the transistor 27, the emitter of which is connected via a resistor 45 to the plus line 30 and a resistor 46 to the minus line 33. This emitter has a certain negative potential, for. B. -2 V, based on the potential of the positive line 30, so that the transistor 27 is only amplified when the voltage amplitude of the oscillations on the oscillating circuit 25, 40 is greater than this potential.
The collector of the transistor 27 is connected to the negative line 33 via a potentiometer 47 and two resistors 48, 49 connected in series with it. The tap of the potentiometer 47 is connected to the connection point 35 via a capacitor 52 (z. B. 100 pF). A filter capacitor 53 is connected in parallel to the series connection of resistors 48 and 49. The connection point of these two resistors is connected to the base of transistor 28, the emitter of which is connected to negative line 33 and whose collector is directly connected to an output A and via a resistor 54 is connected to the positive line 30.
One terminal of the primary winding 55 of a transformer 56 is connected to the output A, to which a quenching diode 57 is connected in parallel and the other terminal of which is connected to the + output of the rectifier 17 via a resistor 58.
The secondary winding 59 of the transformer 56 is connected with its one connection to the cathode and with its other connection to the control electrode of the thyristor 14.
The arrangement according to FIG. 1 works as follows: It is initially assumed that the metal object 23 is far away from the coils 25, 26 so that these are not damped. If there is now a very low voltage between lines 30 and 33 at time t, the oscillator consisting of coils 25, 26 and transistor 24 does not oscillate at all or only with a very small amplitude that is insufficient to make the transistor 27 conductive so that no current flows through the resistors 47, 48, 49 and the transistor 28 is blocked, since the voltage between the base and emitter is zero.
If the voltage between lines 30 and 33 increases after time t, then the oscillation amplitude of oscillator 24, 25, 26 increases, but is initially not sufficient to make transistor 27 conductive. Accordingly, the Transi stor 28 remains blocked.
Only at time t_ (FIG. 2) do the oscillation amplitudes on the oscillating circuit 25, 40 become so large that the transistor is briefly switched on by the negative maxima of these oscillations. This suddenly creates a second feedback connection via this transistor 27, the potentiometer 47 and the capacitor 52 to the base of the transistor 24, so that in an extremely short period of about two periods (at 500 kHz corresponding to a time of about 4 usec ) the oscillation amplitude at the oscillating circuit 25, 40 increases sharply.
A large collector current now also flows through the transistor 27, and this current generates a voltage drop across the resistor 49, which suddenly switches the transistor 28 on. As a result, a current suddenly flows through the primary winding 55, which in the secondary winding 59, the voltage u shown in the second row of Figure 2; induced, which controls the thyristor 14 at the time point t, conductive when its anode is more positive than its cathode, which is the case with every second half-wave. A stream II then flows, as shown in the third row of FIG.
This current is interrupted again when the anode of the thyristor 14 becomes more negative than the cathode.
At the point in time t3, the voltage U, becomes so small that the oscillation amplitude at the oscillating circuit 25, 40 is no longer sufficient to make the transistor 27 conductive. Accordingly, the transistor 28 is blocked again, which results in the negative voltage peaks shown in the second row of FIG.
If the metal object 23 is now brought into the vicinity of the coils 25 and 26, the resonant circuit 25, 40 is strongly damped so that at no moment the voltage amplitude is sufficient to control the transistor 27 to be conductive. The thyristor 14 thus remains blocked, since the voltage uG then becomes zero. The thyristor 14 is therefore only kept conductive as long as the metal object 23 is far away, but not when it is approached to the oscillating circuit 25, 40. The arrangement thus acts as a contactless limit switch.
The sudden turn on of the transistor 28 he is through the second feedback circuit - Tran sistor 27, potentiometer 47, capacitor 52 - which causes an extremely rapid increase in the oscillation amplitude and thus a sudden switching. The transformer 56 must be designed for 100 Hz at a line frequency of 50 Hz. The diode 57 prevents ver that the permissible peak voltage between the cathode and control electrode of the thyristor 14 is exceeded.
In the arrangement according to FIG. 3, the same oscillator arrangement 22 is used as in the arrangement according to FIG. 1; however, a square-wave voltage, as shown in the top row of FIG. 4, is used as the DC voltage for its supply.
The primary winding 55 of the transformer 56 is also connected to this square-wave voltage, so that a very steep voltage rise is obtained across it, ie. H. The transmitter 56 can be designed for a higher frequency than the transmitter 56 according to FIG. 1 and is therefore smaller. In addition, the thyristor 14 is triggered earlier in the period than is the case in FIG. 2, and a correspondingly higher current 'L is obtained (third row of FIG. 4).
To generate the approximately rectangular voltage UZ, a Zener diode 62 with a Zener voltage of z. B. 12 V connected between terminals 18 and 19 and the AC side of the rectifier 17 is connected to the mains terminals 12, 13 (z. B. 220 V, 50 Hz) via a resistor. The voltage between terminals 18 and 19 then initially rises in the same way as with the rectified voltage at the output of rectifier 17.
If the Zener voltage is exceeded, however, the Zener diode 62 becomes conductive and thus limits the voltage across it to z. B. 12 V. This gives the voltage form shown.
The arrangement according to FIG. 3 otherwise operates like that according to FIG. H. when a metal object is approached, the thyristor 14 is blocked. On the other hand, if the metal object is removed, the thyristor 14 becomes conductive.
In some cases it is necessary to make the current through the thyristor 14 adjustable. The arrangement according to FIG. 5, which largely corresponds to that according to FIG. 1, serves this purpose. However, between the secondary winding 16, which is provided with a center tap 66, and the rectifier 17, a phase shifter is switched on, which consists of two resistors 67, 68 and a capacitor 69 Wi. This phase shifter causes the voltage at terminals 18, 19 to lag behind the voltage at thyristor 14.
The thyristor 14 is therefore ignited for different lengths of time depending on the setting of the resistor 67, and the current through the resistor 15 can thereby be adjusted. At the same time, it has been shown that the transformer 56 only needs to be dimensioned for high frequencies in this circuit, and since a small and inexpensive design for this transformer 56 is possible. A phase shift of just a few degrees is sufficient for this.
As can be seen, in the arrangement according to FIG. 5, a bridge rectifier 70 is provided for feeding the thyristor 14. This gives a current in the load resistor 15 which is about twice as large as in the circuit according to FIG. 1, since the thyristor 14 is ignited twice during each period.
The invention makes it possible to use a few additional components for the oscillator arrangement 22 to create a switching device with which the thyristors can be controlled and with which the ignition angle can even be set.