Monolithische Halbleiteranordnung mit mindestens einem <B>Leistungstransistor, insbesondere zur Verwendung als</B> <B>Spannungsregler von Fahrzeuglichtmaschinen</B> Die Erfindung bezieht sich auf eine monolithische Halbleiteranordnung, die in einem gemeinsamen Halb leiterkörper mindestens einen Leistungstransistor und einen oder mehrere Vorstufentransistoren enthält und insbesondere zur Verwendung als Spannungsregler von Fahrzeuglichtmaschinen vorgesehen ist.
Es ist bekannt, elektronische Schaltungen, die meh rere aktive und passive Bauelemente, wie Transistoren, Dioden, Widerstände und auch Kondensatoren enthal ten, in einem einzigen Halbleiterplättchen herzustellen und dabei das sogenannte Planarverfahren anzuwen den.
Bei diesem Verfahren werden die erforderlichen p- bzw. n-leitenden Zonen in eine mit einem spezifischen Widerstand zwischen 0,1 und 1 .i2 cm hergestellte Epita- xieschicht eindiffundiert, wobei sich die Epitaxieschicht auf einem entgegengesetzt dotierten, höherohmigen Sub strat von beispielsweise<I>5</I> .s2 cm befindet. Der pn-Über- gang zwischen Substrat und Epitaxieschicht dient zur Isolation der einzelnen Bauelemente gegeneinander.
Damit er diese Funktion erfüllen kann, darf der pn- Übergang an keiner Stelle und in keinem möglichen Betriebszustand in Durchlassrichtung gepolt sein. Die Kollektoranschlüsse können deshalb nur nach oben herausgeführt werden. Hierdurch ergeben sich relativ grosse Kollektorbahnwiderstände, die nur Transistoren für kleine Kollektorströme erlauben.
Während integrierte Schaltungen üblicherweise nur Transistoren eines einzigen Leitfähigkeitstyps, also ent weder nur npn- oder nur pnp-Transitoren enthalten, sind auch Anordnungen mit komplementären Paaren be kanntgeworden, wobei der zur normalen Struktur kom plementäre Transistortyp entweder als Lateraltransistor oder aber als Substrattransistor ausgebildet ist. Wegen des hochohmigen Substrats besitzen jedoch auch diese Substrattransistoren einen grossen Bahnwiderstandr:'.'ysö dass auch sie nicht für grosse Ströme brauchbar sind.
Um grössere Ausgangsströme bzw. Ausgangsleistun gen zu erhalten, sieht man deshalb für die leistungs schwachen Vorstufen und die Leistungsstufen getrennte Kristallplättchen vor, die dann meist in einem gemeinsa men Gehäuse untergebracht werden. Diese bekannte Lösung verlangt aber neben der Fertigung zweier .ver schiedener Kristallplättchen mit unterschiedlichen Her stellungsverfahren auch noch zusätzliche Isolationen und Verbindungsleitungen im Gehäuse und ist . also ziemlich aufwendig.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine vor allem für oder als Spannungsregler für Fahrzeuglichtma schinen verwendbare monolithische Halbleiteranord nung zu schaffen, in welcher der zusammen mit einer oder mehreren leistungsschwachen Vorstufen in einem gemeinsamen Halbleiterkörper integrierte Leistungstran sistor Ströme von mindestens zwei Ampere mit einer Schaltfrequenz von wenigstens 20 Hz im Dauerbetrieb ein- und auszuschalten vermag. Ausserdem sollen zur Herstellung eines derartigen integrierten Schaltkreises möglichst wenig Diffusionsvorgänge erforderlich sein.
Dies ist bei einer Halbleiteranordnung der eingangs beschriebenen Art möglich, bei welcher erfindungsge- mäss der Halbleiterkörper aus einem hochdotierten, niederohmigen Substrat und einer auf diesem sitzenden, schwächer dotierten und höherohmigen Epitaxieschicht besteht und bei welcher der Leistungstransistor komple mentär in wenigstens einem der Vorstufentransistoren ausgebildet : ist. Zweckmässig ist wenigstens der Lei stungstransistor als Substrattransistor ausgebildet.
Be sondere Vorteile ergeben sich, wenn der Leistungstransi-' stor in Kollektorschaltung betrieben wird.
Nachstehend sind in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben: Es zeigen: Fig. 1 einen Querschnitt durch eine übliche Struktur einer integrierten Schaltung, Fig. 2 einem Querschnitt durch eine Struktur gemäss der Erfindung mit einer Epitaxieschicht vom gleichen Leitfähigkeitstypus wie das Substrat, Fig. 3 einen Querschnitt durch eine besonders vorteilhafte Struktur gemäss der Erfindung mit einer Epitaxieschicht vom entgejenoesetzten Leitfähigkeitsty- pus wie das Substrat,
Fig. 4 als Anwendungsbeispiel der Erfindung die Prinzipschaltung eines Spannungsreglers für eine Kraft fahrzeug-Lichtmaschine, Fig. 5 die Gesamtschaltung des Spannungsreglers nach Fig. 4, während Fig. 6 eine bevorzugte, geringfügig abgewandelte Ausführungsform zeigt.
In Fig. 1 sind die heute üblichen Strukturen inte grierter Schaltungen im Querschnitt dargestellt. In die sem Beispiel ist Tl ein in üblicher Weise integrierter npn-Transistor; T2 ein dazu komplementärer pnp- Lateraltransistor; T3 ist ein komplementärer pnp-Sub- strattransistor und T4 ist ein ebenfalls komplementärer pnp-Transistor, der durch eine zusätzlich p - --Diffu sion gewonnen wurde. Die integrierte Schaltung kann jeweils mehrere der Transistoren TI bis T4 enthalten, die auch in bekannter Weise als Dioden eingesetzt werden können.
Auf dem p-dotierten, hochohmigen Substrat mit einem spezifischen Widerstand Qo von etwa 5 d2 cm ist eine niederohmige n-dotierte Epotaxieschicht (P .; 0,5 n cm) mit einer Dicke d von ca. l0 ,um aufgebracht. Diese Epitaxieschicht ist durch die Isolie- rungsdiffusion J in n-leitende Wannen unterteilt, welche die einzelnen Transistoren aufnehmen.
Um wirksam zu sein, muss diese Isolierungsdiffusion durch die Epitaxie- schicht bis zum p-Substrat hindurchreichen.
Eine weniger tief geführte p-Diffusion bildet die Basis BI und eine noch weniger tief reichenden- Diffusion ergibt den Emitter El des Transistors T1. Die verbleibende n-Epitaxiewanne ist die zum Transistor T1 gehörende Kollektorzone K1, die jedoch nur von oben her für eine Anschlusselektrode zugänglich ist.
Bei dem lateral angeordneten komplementären pnp- Transistor T2 bildet die n-Epitaxiewanne die Basis B2, während sich mit der vorher erwähnten, für die Basen B1 erforderlichen p-Diffusion der Kollektor K2 und der Emitter E2 erzeugt werden können.
Auch der komplementäre pnp-Substrattransistor T3 lässt sich ohne zusätzliche Diffusiort gewinnen. Bei ihm bildet die n-Epitaxiewanne die Basis B3, die p-Diffusion ergibt den Emitter E3 und das p-Substrat den Kollektor K3.
Eine weitere Möglichkeit, komplementäre Transisto ren zu erhalten, ist durch eine zusätzliche p# +-Diffusion wie bei T4 gegeben. Hier bildet die n-Epitaxie die Isolierwanne, die erste p-Diffusion ergibt den Kollektor K4, die n--Diffusion liefert die Basis B4 und die zusätzliche p- --Diffusion den Emitter E4.
Die Span nungsfestigkeit der Kollektor-Basis- bzw. der Basis- Emitter-i7bergänge ist bei dieser Anordnung- jedoch geringer als bei den Transistoren T1 bis T3.
Wenn auch die in Fig. 1 angegebenen Polaritäten üblich sind, lässt sich die Struktur grundsätzlich auch komplementär aufbauen, indem die p-Zonen :furch Zonen und die n-Zonen durch p-Zonen ersetzt w den.
Anordnungen nach Fig. 1 erfordern mindestens dre- Diffusionen, nämlich die Isolierungsdiffusion (p), die Basisdiffusion B1 (p) und die Emitterdiffusion EI (n#)_ Grundsätzlich anders aufgebaut ist die Struktur gemäss der Erfindung nach Fig. 2.
In dem dargestellten Beispiel sind T1 und T2 expitaxiale Substrattransistoren vom pnp-Typus, T3 ein dazu komplementärer npn- Transisotr, der in seinem Aufbau dem normalen inte grierten Transistor TI gemäss Fig. 1 entspricht. Auch hier können die einzelnen Transistoren T1, T2 und T3 mehrfach in der Schaltung enthalten sein.
Im Gegensatz zur Struktur nach Fig.l ist hier jedoch das auf einer Metallunterlage 1 sitzende Substrat 2 extrem hoch dotiert und deshalb niederohmig. Ausser- dem hat die schwächer dotierte Epitaxieschicht 3 die gleiche Polarität wie das Substrat. In die Epitaxieschicht sind nacheinander drei Zonen n, p# und n- # eindiffun diert.
Bei den pnp-Substrattransistoren T1 und T2 bildet die p-Epitaxieschicht 3 die Kollektorzonen KI und K2, die erste n-Diffusion ergibt die Basen B1 und B2 und die p--Diffusion die Emitter El und E2.
Die Kollektoren dieser Substrattransistoren sind über das extrem nieder- ohmige Substrat 2 nach unten herausgeführt; sie haben deshalb ähnlich niedrige Kollektorbahnwiderstände wie getrennt hergestellte, epitaxiale Leistungstransistoren.
Die leistungsschwachen Vorstufen werden mit den dazu komplementären npn-Transistoren T3 ausgeführt, bei denen die erste n-Diffusion für die Kollektotzone K3 und die p--Diffusion für die Basis B3 herangezogen werden; die Emitter E3 der T3-Transistoren werden durch die zweite n-Diffusion (n # #) erzeugt.
Da die n- Zonen der ersten n-Diffusion in die p-Epitaxieschicht 3 eingebettet sind, verlangt diese Struktur keine Isolie- rungsdiffusion, so dass sie sich ebenso wie die Struktur nach Fig. 1 mit drei Diffusionen herstellen lässt. Um die Isolierung zu verbessern, kann die p--Diffusion auch zwischen die n-Wannen gelegt und mit dem Substrat verbunden werden, wie es zwischen den Transistoren T2 und T3 bzw. rechts vom Transistor T3 angedeutet ist.
Eine besonders vorteilhafte Abwandlung der Erfin dung stellt die Struktur nach Fig. 3 dar, bei der sich für die besonders kritischen Leistungstransitoren eine homo gen dotierte Basiszone ergibt.
Das hochdotierte p y-Substrat 2 trägt eine schwächer dotierte n-Epitaxieschicht 4. von welcher die Basen B1, B2 der beiden Leistungstransitoren Tl und T2 und der Kollektor K3 des dazu komplementären Transistors T3 gebildet werden. Die einzelnen Transistorsysteme wer den durch eine erste p-Diffusion I als Isolierungsdiffu- sion voneinander getrennt. Durch die nachfolgende p- Diffusion werden die Emitter E1, E2 der Leistungstran sistoren TL T2 bzw. die Basis B3 des komplementären Transistors T3 hergestellt.
Der Emitter E3 des Transi- stores T3 wird anschliessend in einer dritten Diffusion (n+ +) erzeugt.
Auch diese Struktur erfordert nur drei Diffusionen. Sie besitzt darüber hinaus den grossen Vorzug, dass sich alle Transistoren leicht mit gleicher Kollektorspannung herstellen lassen, da diese bei hinreichendem Abstand der p+-Diffusionszone vom p--Substrat allein durch die Dotierung der n-Epitaxieschicht bestimmt ist.
Entspre chend den diskreten Leistungstransistoren mit homoge ner Basis dehnt sich bei den Substrattransitoren T1, 72 die Kollektorsperrschicht mit zunehmender Kollektor spannung in die Basiszone hinein aus.
Die Strukturen getnäss der Erfindung weisen im Gegensatz zu den herkömmlichen Strukturen ein koch dotiertes p-Substrat 2 auf. Dies hat zur Folge, dass die Dotierungssubstanz des Substrats während der nachfol genden Prozesse, die ja hohe Temperaturen erfordern, in die n-Epitaxieschicht hineindiffundieren wird. Es ist deshalb vorgesehen, das Substrat mit solchen Stoffen zu dotieren, die niedrigere Diffusionskoeffizienten aufwei sen als die Dotierungsstoffe der einzudiffundierenden Zonen.
Umgekehrt ist es vorteilhaft, für die Isolierungs- diffusion Stoffe mit hohem Diffusionskoeffizienten zu verwenden. Beispielsweise werden folgende Stoffe vorge schlagen:
EMI0003.0011
Die Herstellung von Widerständen und Sperrschicht kapazitäten in den Strukturen nach Fig. 2 und 3 unterscheidet sich nicht von den seitherigen Lösungen; auf sie wurde deshalb nicht besonders eingegangen.
Die schaltungstechnische Anwendung dieser Struk turen ist nachstehend an einem Spannungsregler für eine Kraftfahrzeuglichtmaschine als Beispiel erläutert: Die pn-Obergänge von der Epitaxieschicht 4 zum Substrat 1 müssen wegen der Isolationsbedingung stets in Sperrichtung gepolt sein.
Dies bedeutet, da die Kollektoren der Leistungstran sistoren mit dem Substrat verbunden sind, dass die Arbeitswiderstände der Leistungstransistoren im Emit- terkreis angeordnet werden müssen. In Fig. 4 bezeichnet Tr einen in Kollektorschaltung arbeitenden Leistungs transistor, in dessen Emitterkreis die Erregerwicklung 11 der im übrigen nicht dargestellten Lichtmaschine mit ihrem Kupferwiderstand 12 liegt. Der Regler arbeitet nach dem Ein-Aus-Prinzip. Parallel zu 11, 12 liegt deshalb eine Freilaufdiode D4.
Der Leistungstransistor Tr wird von einem Vorverstärker mit den Transistoren Tu und Tv angesteuert; R2 ist der Kollektorwiderstand des Transistors Tu; mit Z1 ist eine als Spannungsrefe- renzelement dienende Zenerdiode angedeutet. Die Wi derstände R1, RS sind Basis-Emitter-Widerstände zur Erzielung einer grösseren Temperaturstabilität des Reg lers. Die Widerstände RS, R10 dienen als Spannungstei- ler zum Einstellen der Sollspannung des Reglers.
Der Widerstand R6 bildet zusammen mit dem resultierenden Widerstand von R3, R10 einen Mitkipplungszweig, der sicherstellt, dass der Leistungstransistor entweder voll stromleitend oder ganz gesperrt ist. Hierdurch werden unerwünschte Zwischenlaoen des Reglers und sonst entstehende hohe Verlustleistungen im Leistungstransi stor Tr vermieden. Z2 bezeichnet eine Zenerdiode, die dazu dient, sonst in der Anlage auftretende unerwünsch- te Spannungsspitzen abzufangen. Mit 13, 14 sind die Anschlussklemmen der nicht dargestellten Lichtmaschi ne angedeutet.
Solange die Klemmenspannung der Lichtmaschine kleiner ist als die Sollspannung, bleibt die Zenerdiode Z1 und demzufolge auch der Transistor Tr stromlos. Die Basis des Transistors Tv liegt dann über R2 an der vollen Betriebsspannung, der Transistor Tv ist einge schaltet und daher die Basis des Transistors Tr mit der Klemme 13 verbunden; Tr ist daher stromleitend,<B>und</B> die Lichtmaschine wird voll erregt, wobei ihre Spannung an den Klemmen 13, 14 ansteigt, und zwar so weit, bis Z1 leitend wird.
Dann wird Tr stromleitend, wohingegen Tv und damit auch Tr stromlos werden. Der in der Erregerwicklung 11 seither fliessende Strom kann über die Freilaufdiode ausklingen.
Infolge des Abbaus des Magnetfeldes fällt die Spannung der Lichtmaschine ebenfalls ab. Die Zener- diode Z1 wird demzufolge wieder stromlos, der Transi stor Tu ebenfalls, und das Spiel beginnt von neuem.
Die in Fig. 4 im Prinzip dargestellte Schaltung kann auf einem p- oder n-Substrat aufgebaut sein. Liegt in der Lichtanlage des Kraftfahrzeugs der Minuspol an Masse, so ist es zweckmässig, p-leitendes Substrat zu verwen den, da dann der Kollektor des oder der Leistungstransi storen ebenfalls an Masse gelegt werden kann, so dass keine Isolation zwischen Gehäuse und wärmeabfühien= der Masse erforderlich ist.
Ausserdem ergibt sich ein weiterer Vorteil: Die Basiszone des Leistungstransistors Tr ist dann n-leitend, und wegen der höheren Trägerbe weglichkeit der Elektronen bei gleicher zulässiger Kol- lektorsperrspannung für den Transistor Tr ergibt sich eine höhere Leitfähigkeit als bei p-leitender Basiszone.
In der Schaltung nach Fig. 4 kann die Zenerdiode Z1 mit den übrigen Bauelementen integriert werden; sie wird erhalten durch die n + +-Diffusion, indem beispiels weise für den Transistor Tu ein Aufbau wie für den Transistor T3 nach Fig. 2 oder 3 vorgesehen und ein zweiter n+ #-Emitter innerhalb der Basiszone B3 erzeugt wird. Bei den üblichen Diffusionsprozessen liegt die Zenerspannung zwischen 6 V und 10 V.
Da einerseits sich in diesem Spannungsbereich der Temperaturkoeffi zient der Zenerspannung von etwa Null bei 6 V mit zunehmender Spannung in Richtung positiver Werte stark ändert, andererseits aber die Schaltung in einem weiten Temperaturbereich brauchbar arbeiten soll, ist vorgesehen, den Temperaturkoeffizienten der Zenerdio- de Z1 durch eine oder mehrere in Reihe geschaltete Dioden D1, D2, D3 zu kompensieren. Die Entschei dung, ob und wieviele dieser Dioden zur Kompensation erforderlich sind, wird vor dem Kontaktieren aufgrund einer Messung der Zenerspannung von Z1 gefällt.
Zenerdioden können Störspannungen von mehr als 100 mV aufweisen. Bei diskreten Elementen lassen sich diese durch parallelgeschaltete Kondensatoren von eini gen nF unterdrücken. Von aussen kommende Störspan nungen werden ebenfalls durch Schaltungen ausgesiebt, die Kondensatoren enthalten. In monolithisch integrier ten Schaltungen ist dieser Weg jedoch nicht gangbar. Es ist deshalb vorgesehen, die jeweils stromführenden Tran sistoren im Sättigungsbereich zu betreiben.
Die Funktion der bei bekannten Regleranordnungen verwendeten Kondensatoren wird somit durch die Speicherwirkung von mit Ladungsträgern überschwemmten pn-übergän- gen übernommen. Fig. 5 zeigt ein für einen Erregerstrom von ca. 4 A vorgesehenes Ausführungsbeispiel, bei dem der Minus pol am Substrat und am Gehäuse der integrierten Reglerschaltung liegt. Der zu integrierende Teil der Schaltung ist mit unterbrochenen Linien umrahmt.
Der Leistungstransistor Tr wird zweckmässig durch mehrere untereinander parallelgeschaltete Transistoren T1, T2 der in Fig. 2 oder 3 angegebenen Art realisiert, die Vortransistoren Tu und Tv mit Transistorsystemen der dort mit T3 angedeuteten Art.
Zur Erhöhung der Stromverstärkung sind gegenüber Fig. 4 zwei Transistoren Tx und Ty in Kollektorschal- tung eingefügt. Hierbei ist vorgesehen, dass der Transi stor Tx wie ein npn-Transistor T3 nach Fig. 2 oder 3, der Transistor Ty jedoch wie einer der Leistungstransi storen T1 oder T2 nach Fig. 2 oder 3 ausgebildet wird.
Zur Kompensation des Temperaturganges der Zenerdio- de Z1 dienen die Dioden D1, D2, D3 mit den Anschlusspunkten 15, 16, 17 und 18. Die Sollspannung des Reglers wird beispielsweise durch das Potentiometer R9 eingestellt.
Der Mitkopplungswiderstand R6 in Fig. 4 ist hoch- ohmig und nimmt deshalb relativ viel Platz ein. Es werden deshalb anhand von Fig. 5 weitere Mitkop- plungswege angegeben.
Das Mitkopplungsnetzwerk ist entweder gegeben durch die Widerstände R6, R7, dann haben R11, R12, R13, R14 den Wert Null Ohm, oder durch R3, R11, R12, dann sind R7, R13, R14 jeweils Null und R6 unendlich, oder durch R13, dann sind R7, R11, R12, R14 jeweils Null und R6 unendlich, oder schliesslich durch R14, dann sind R7, R11, R12, R13 Null und R6 unendlich. Die einfachste Mitkopplung ergibt sich durch R13 oder R14, wobei zweckmässig R14 in der Anschlusslei- tung des Reglers untergebracht ist. In diesem Falle entsteht die Verlustwärme, die bei 4 A Erregerstrom ca. 1 W beträgt, ausserhalb der integrierten Schaltung.
Niederohmig, mit extrem kleiner Verlustleistung und daher mit kleiner effektiver Fläche, lässt sich die Mitkopplung durch R11, R12 integrieren. Dabei wirkt der Temperaturgang der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Rv dem der Stromverstärkungsfaktoren ent gegen; falls erforderlich, lässt sich ein entwaiger Rest mittels R12 kompensieren, dessen Wert zwischen Null und einigen k<B>0</B> liegen kann.
Die als Schutz gegen Überspannungen dienende Zenerdiode Z2 kann entweder ausserhalb oder aber innerhalb der integrierten Schaltung als Substratdiode liegen. Wird sie nicht mitintegriert, so ist ihre Zener- spannung zweckmässig etwas unterhalb der Kollektor durchbruchsspannung der integrierten Schaltung zu le gen.
Die Freilaufdiode D4 ist nicht mitintegriert. Die Zenerdiode Z2 und die Freilaufdiode D4 können jedoch zusammen mit der integrierten Schaltung in ein gemein sames Gehäuse eingebaut werden.
In der Anordnung nach Fig. 5 werden nur die Transistoren Tx, Tv, Ty und Tr im Sättigungsbereich betrieben. Sollte dies bei strengen Forderungen an die Störsicherheit nicht genügen, so können ein oder mehre re, vorzugsweise zwei zusätzliche Transistoren zwischen Tu und Tx vorgesehen werden.
Beispielsweise sollen noch die Dotierungen einer Struktur nach Fig. 3 für eine Sollspannung des Reglers von ca. 14 V angegeben werden:
EMI0004.0061
Wegen des hochdotierten Substrats ist bei den einzelnen Diffusionsprozessen das Produkt aus dem Diffusionskoeffizienten und der Zeit so klein wie mög lich zu halten. Die Isolierungsdiffusion ist deshalb als erster Prozess so zu führen, dass die Dotierungssubstanz das Substrat erst während der nachfolgenden Diffusions prozesse erreicht.
Der in Fig. 6 in seinem Schaltbild dargestellte Regler stellt eine bevorzugte, jedoch geringfügig gegenüber Fig. 5 abgewandelte Ausführungsform dar, die auf einem n#- Substrat integriert werden kann.
Als Leistungsstufe für den Erregerstrom in der Feldwicklung 11 einer im übrigen nicht dargestellten Fahrzeuglichtmaschine die nen hier zwei in bekannter Darlington-Anordnung mit einander verbundene Transistoren T15 und T16 vom npn-Typ. Anstelle des Vorstufen-Transistors Tu nach Fig. 4 sind hier zwei pnp-Transistoren Tll und T12 ebenfalls in Darlington-Anordnung vorgesehen, die sich für eine integrierte Schaltung besonders gut eignet.
Als dritte Darlington-Anordnung sind die beiden Transisto- ren T13 und T14 vom pnp-Typ vorgesehen. Die Transistoren T11 bis T16 können zusammen mit den Dioden Dl, D2 und D4, mit der Zenerdiode und mit den Widerständen R1 bis R16 in bekannter Technik auf einem hochdotierten n--Substrat mit niedriger dotierter p-Epitaxieschicht unter Umkehrung der in den Fig. 2 und 3 angegebenen Polaritäten erzeugt werden.
Hierbei ist es von besonderem Vorteil, wenn zur Einsparung eines besonderen Rückkopplungswiderstandes der Ar beitswiderstand R16 des Transistors T14 an den Ver bindungspunkt der zum Eingangsspannungsteiler gehö renden Widerstände R9 und R10 angeschlossen ist.
Im folgenden wird auf den besonders bei integrierten Reglern sehr wichtigen Spannungsabgleich noch näher eingegangen.
Die Sollspannung des Reglers wird bestimmt durch die Spannung der Reihenschaltung des Referenzelemen- tes Z1 mit den Kompositionsdioden D1, D2 und "der Emitterdiode von T11 und durch das Teilerverhältnis des Eingangsspannungsteilers R8, R9, R10.
.Diese ,Ele- mente lassen sich nicht mit hinreichender Genauigkeit integrieren. Der integrierte Regler muss also nachträg- lich abgeglichen werden. Trotz des Abgleichs soll der vorgeschrieben Temperaturgang der Sollspannung (ca. -5 mV/ C bis -15 mV/ C) erhalten bleiben.
Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist vorgesehen, die Temperaturkompensation dadurch zu erhalten, dass die Zahl der in Flussrichtung betriebenen Kompensationdio- den D1 bis D3 von der Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z1 abhängig gemacht wird, was eine Mes sung vor dem Kontaktieren der integrierten Schaltung und ausserdem die Verwendung verschiedener Leiter masken erfordert.
Integrierte Widerstände haben positive Temperatur koeffizienten mit Werten, die sich mit Hilfe der gewähl- ten Oberflächenkonzentration zwischen 0,8% und etwa 3 9\0o je C einstellen lassen.
Um den Temperaturgang der Sollspannung beim Abgleich durch einen äusseren Widerstand zu erhalten, wird vorgeschlagen, Abgleich-Festwiderstände RT zu verwenden, die einen kleineren Temperaturkoeffizienten TK haben als die integrierten Widerstände. Dazu geeig net sind beispielsweise Schichtwiderstände mit einem TK von ca. -0,3 96"/\C. Bei geschickter Wahl von R1, R2 in Fig. 6 lässt sich erreichen, dass der TK der Sollspannung in einem weiten Bereich der Durchbruchs spannung der Zenerdiode erhalten bleibt, wenn mit RT abgeglichen wird.
Der vorgeschriebene Temperaturgang der Sollspannung lässt sich bei geringeren Anforderun gen dann sogar ohne die Kompensationsdioden D1 bis Dn erreichen.
Monolithic semiconductor arrangement with at least one <B> power transistor, in particular for use as </B> <B> voltage regulator of vehicle alternators </B> The invention relates to a monolithic semiconductor arrangement which has at least one power transistor and one or more in a common semiconductor body Contains pre-stage transistors and is particularly intended for use as a voltage regulator of vehicle alternators.
It is known to produce electronic circuits that contain several active and passive components, such as transistors, diodes, resistors and capacitors, in a single semiconductor wafer and use the so-called planar process.
In this method, the required p- or n-conductive zones are diffused into an epitaxial layer produced with a specific resistance between 0.1 and 1 .i2 cm, the epitaxial layer being on an oppositely doped, higher-resistance substrate of, for example, < I> 5 </I> .s2 cm is located. The pn junction between the substrate and the epitaxial layer serves to isolate the individual components from one another.
So that it can fulfill this function, the pn junction must not be polarized in the forward direction at any point and in any possible operating state. The collector connections can therefore only be led out at the top. This results in relatively large collector track resistances, which only allow transistors for small collector currents.
While integrated circuits usually only contain transistors of a single conductivity type, i.e. either only npn or only pnp transistors, arrangements with complementary pairs have also become known, the transistor type complementary to the normal structure being designed either as a lateral transistor or as a substrate transistor. Because of the high-resistance substrate, however, these substrate transistors also have a large path resistance: that they, too, cannot be used for large currents.
In order to obtain higher output currents or output power, separate crystal plates are therefore provided for the low-power pre-stages and the power stages, which are usually housed in a common housing. However, this known solution requires, in addition to the production of two .ver different crystal plates with different manufacturing processes, additional insulation and connecting lines in the housing and is. so pretty expensive.
The invention is based on the object of creating a monolithic semiconductor arrangement that can be used primarily for or as a voltage regulator for Fahrzeuglichtma machines, in which the power transistor integrated together with one or more low-power precursors in a common semiconductor body has currents of at least two amperes with a switching frequency of capable of switching on and off at least 20 Hz in continuous operation. In addition, as few diffusion processes as possible should be required to produce such an integrated circuit.
This is possible in the case of a semiconductor arrangement of the type described at the outset, in which, according to the invention, the semiconductor body consists of a highly doped, low-resistance substrate and a less doped and higher-resistance epitaxial layer seated on it, and in which the power transistor is formed complementarily in at least one of the precursor transistors: is. At least the power transistor is expediently designed as a substrate transistor.
Be special advantages arise if the power transistor is operated in a collector circuit.
Embodiments of the invention shown in the drawing are described below: FIG. 1 shows a cross section through a conventional structure of an integrated circuit, FIG. 2 shows a cross section through a structure according to the invention with an epitaxial layer of the same conductivity type as the substrate, FIG. 3 shows a cross section through a particularly advantageous structure according to the invention with an epitaxial layer of the opposite conductivity type such as the substrate,
FIG. 4 shows the basic circuit of a voltage regulator for a motor vehicle alternator as an application example of the invention, FIG. 5 shows the overall circuit of the voltage regulator according to FIG. 4, while FIG. 6 shows a preferred, slightly modified embodiment.
In Fig. 1, the structures common today inte grated circuits are shown in cross section. In this example, Tl is a customarily integrated npn transistor; T2 a complementary pnp lateral transistor; T3 is a complementary pnp substrate transistor and T4 is also a complementary pnp transistor that was obtained by an additional p - diffusion. The integrated circuit can each contain a plurality of the transistors TI to T4, which can also be used as diodes in a known manner.
A low-resistance n-doped epotaxial layer (P.; 0.5 n cm) with a thickness d of about 10 μm is applied to the p-doped, high-resistance substrate with a specific resistance Qo of about 5 d2 cm. This epitaxial layer is subdivided by the insulating diffusion J into n-conducting wells which accommodate the individual transistors.
In order to be effective, this insulation diffusion must reach through the epitaxial layer to the p-substrate.
A less deep p-diffusion forms the base BI and an even less deep-reaching diffusion results in the emitter El of the transistor T1. The remaining n-epitaxial trough is the collector zone K1 belonging to the transistor T1, which, however, is only accessible from above for a connection electrode.
In the laterally arranged complementary pnp transistor T2, the n-epitaxial trough forms the base B2, while the collector K2 and the emitter E2 can be produced with the aforementioned p-diffusion required for the bases B1.
The complementary pnp substrate transistor T3 can also be obtained without an additional diffusion location. The n-epitaxial trough forms the base B3, the p-diffusion forms the emitter E3 and the p-substrate forms the collector K3.
Another possibility of obtaining complementary transistors is given by an additional p # + diffusion as in T4. Here the n-epitaxy forms the insulating trough, the first p-diffusion gives the collector K4, the n-diffusion gives the base B4 and the additional p-diffusion gives the emitter E4.
The voltage strength of the collector-base and the base-emitter-i7bergänge is lower in this arrangement than with the transistors T1 to T3.
Although the polarities indicated in FIG. 1 are common, the structure can in principle also be constructed in a complementary manner in that the p-zones are replaced by zones and the n-zones by p-zones.
Arrangements according to FIG. 1 require at least dre diffusions, namely the insulation diffusion (p), the base diffusion B1 (p) and the emitter diffusion EI (n #) _ The structure according to the invention according to FIG. 2 is fundamentally different.
In the example shown, T1 and T2 are expitaxial substrate transistors of the pnp type, T3 a complementary npn transistor, the structure of which corresponds to the normal integrated transistor TI according to FIG. Here too, the individual transistors T1, T2 and T3 can be included several times in the circuit.
In contrast to the structure according to FIG. 1, however, the substrate 2 sitting on a metal base 1 is extremely highly doped and therefore has a low resistance. In addition, the less doped epitaxial layer 3 has the same polarity as the substrate. Three zones n, p # and n- # are successively diffused into the epitaxial layer.
In the pnp substrate transistors T1 and T2, the p-epitaxial layer 3 forms the collector zones KI and K2, the first n-diffusion results in the bases B1 and B2 and the p-diffusion results in the emitters E1 and E2.
The collectors of these substrate transistors are led out downwards via the extremely low-resistance substrate 2; they therefore have similarly low collector track resistances as separately produced epitaxial power transistors.
The low-power preliminary stages are implemented with the complementary npn transistors T3, in which the first n-diffusion is used for the collector dead zone K3 and the p diffusion for the base B3; the emitters E3 of the T3 transistors are produced by the second n-diffusion (n # #).
Since the n zones of the first n diffusion are embedded in the p epitaxial layer 3, this structure does not require any insulation diffusion, so that it can be produced with three diffusions, just like the structure according to FIG. 1. In order to improve the insulation, the p diffusion can also be placed between the n wells and connected to the substrate, as indicated between the transistors T2 and T3 or to the right of the transistor T3.
A particularly advantageous modification of the inven tion is the structure according to FIG. 3, in which a homogeneously doped base zone results for the particularly critical power transistors.
The highly doped p y substrate 2 carries a more weakly doped n-epitaxial layer 4. by which the bases B1, B2 of the two power transistors T1 and T2 and the collector K3 of the transistor T3 complementary thereto are formed. The individual transistor systems are separated from one another by a first p-diffusion I as an insulation diffusion. The emitters E1, E2 of the power transistors TL T2 and the base B3 of the complementary transistor T3 are produced by the subsequent p-diffusion.
The emitter E3 of the transistor T3 is then generated in a third diffusion (n + +).
This structure, too, only requires three diffusions. It also has the great advantage that all transistors can easily be produced with the same collector voltage, since this is determined solely by the doping of the n-epitaxial layer given a sufficient distance between the p + diffusion zone and the p - substrate.
Corresponding to the discrete power transistors with a homogeneous base, in the case of the substrate transistors T1, 72, the collector barrier layer expands into the base zone as the collector voltage increases.
In contrast to the conventional structures, the structures according to the invention have a boil-doped p-substrate 2. This has the consequence that the doping substance of the substrate will diffuse into the n-epitaxial layer during the subsequent processes, which require high temperatures. It is therefore provided that the substrate is doped with substances that have lower diffusion coefficients than the dopants of the zones to be diffused.
Conversely, it is advantageous to use materials with a high diffusion coefficient for the insulation diffusion. For example, the following substances are suggested:
EMI0003.0011
The production of resistors and barrier layer capacitances in the structures of FIGS. 2 and 3 does not differ from the previous solutions; it was therefore not specifically discussed.
The circuitry application of these structures is explained below using a voltage regulator for a motor vehicle alternator as an example: The pn transitions from the epitaxial layer 4 to the substrate 1 must always be polarized in the reverse direction because of the insulation conditions.
This means that since the collectors of the power transistors are connected to the substrate, the load resistances of the power transistors must be arranged in the emitter circuit. In Fig. 4, Tr denotes an operating in collector circuit power transistor, in the emitter circuit of which the excitation winding 11 of the alternator, not shown, with its copper resistor 12 is located. The controller works according to the on-off principle. A freewheeling diode D4 is therefore parallel to 11, 12.
The power transistor Tr is controlled by a preamplifier with the transistors Tu and Tv; R2 is the collector resistance of the transistor Tu; Z1 indicates a Zener diode serving as a voltage reference element. The Wi resistors R1, RS are base-emitter resistors to achieve greater temperature stability of the regulator. The resistors RS, R10 serve as voltage dividers for setting the nominal voltage of the controller.
The resistor R6, together with the resulting resistor from R3, R10, forms a positive feedback branch which ensures that the power transistor is either fully conductive or completely blocked. This avoids undesirable intermediate loops of the controller and otherwise high power losses in the power transistor Tr. Z2 denotes a Zener diode, which is used to intercept undesired voltage peaks that otherwise occur in the system. With 13, 14 the terminals of the generator, not shown, are indicated ne.
As long as the terminal voltage of the alternator is lower than the nominal voltage, the Zener diode Z1 and consequently also the transistor Tr remain currentless. The base of the transistor Tv is then connected to the full operating voltage via R2, the transistor Tv is switched on and therefore the base of the transistor Tr is connected to the terminal 13; Tr is therefore conductive, <B> and </B> the alternator is fully energized, with its voltage at terminals 13, 14 increasing until Z1 is conductive.
Then Tr becomes conductive, whereas Tv and thus also Tr become currentless. The current flowing in the excitation winding 11 since then can fade away via the freewheeling diode.
As a result of the breakdown of the magnetic field, the voltage of the alternator also drops. The Zener diode Z1 is thus de-energized again, as is the Transi stor Tu, and the game begins again.
The circuit shown in principle in FIG. 4 can be constructed on a p- or n-substrate. If the negative pole is connected to ground in the lighting system of the motor vehicle, it is advisable to use the p-conductive substrate, since the collector of the power transistor (s) can then also be connected to ground, so that there is no insulation between the housing and heat dissipation Mass is required.
There is also another advantage: The base zone of the power transistor Tr is then n-conductive, and because of the higher carrier mobility of the electrons with the same permissible collector blocking voltage for the transistor Tr, there is a higher conductivity than with the p-conductive base zone.
In the circuit according to FIG. 4, the Zener diode Z1 can be integrated with the other components; it is obtained by the n + + diffusion by example, for the transistor Tu a structure as provided for the transistor T3 according to FIG. 2 or 3 and a second n + # emitter is generated within the base zone B3. With the usual diffusion processes, the Zener voltage is between 6 V and 10 V.
Since, on the one hand, the temperature coefficient of the Zener voltage in this voltage range changes sharply from about zero at 6 V with increasing voltage towards positive values, but on the other hand the circuit should work usable over a wide temperature range, the temperature coefficient of the Zener diode Z1 is provided one or more series-connected diodes D1, D2, D3 to compensate. The decision as to whether and how many of these diodes are required for compensation is made prior to contacting based on a measurement of the Zener voltage of Z1.
Zener diodes can have interference voltages of more than 100 mV. In the case of discrete elements, these can be suppressed by some nF capacitors connected in parallel. External interference voltages are also filtered out by circuits that contain capacitors. However, this approach is not feasible in monolithically integrated circuits. It is therefore provided that each current-carrying Tran sistors operate in the saturation range.
The function of the capacitors used in known regulator arrangements is therefore taken over by the storage effect of pn junctions flooded with charge carriers. Fig. 5 shows an embodiment provided for an excitation current of approximately 4 A, in which the minus pole is on the substrate and on the housing of the integrated regulator circuit. The part of the circuit to be integrated is framed with broken lines.
The power transistor Tr is expediently implemented by several transistors T1, T2 connected in parallel with one another of the type indicated in FIG. 2 or 3, the pre-transistors Tu and Tv with transistor systems of the type indicated there with T3.
To increase the current gain, two transistors Tx and Ty are inserted in a collector circuit compared to FIG. It is provided here that the transistor Tx is designed as an npn transistor T3 according to FIG. 2 or 3, but the transistor Ty is designed as one of the power transistors T1 or T2 according to FIG. 2 or 3.
The diodes D1, D2, D3 with the connection points 15, 16, 17 and 18 are used to compensate for the temperature response of the Zener diode Z1. The setpoint voltage of the controller is set, for example, by the potentiometer R9.
The positive feedback resistor R6 in FIG. 4 has a high resistance and therefore takes up a relatively large amount of space. Further positive feedback paths are therefore given with reference to FIG.
The positive feedback network is either given by the resistors R6, R7, then R11, R12, R13, R14 have the value zero ohms, or by R3, R11, R12, then R7, R13, R14 are each zero and R6 are infinite, or by R13 , then R7, R11, R12, R14 are each zero and R6 infinite, or finally through R14, then R7, R11, R12, R13 are zero and R6 are infinite. The simplest positive feedback results from R13 or R14, where it is practical if R14 is accommodated in the connection line of the controller. In this case, the heat loss, which is approx. 1 W with a 4 A excitation current, occurs outside the integrated circuit.
The positive feedback through R11, R12 can be integrated with low resistance, with extremely low power dissipation and therefore with a small effective area. The temperature curve of the base-emitter voltage of the transistor Rv counteracts that of the current amplification factors; If necessary, a dewy residue can be compensated by means of R12, the value of which can be between zero and a few k <B> 0 </B>.
The Zener diode Z2 serving as protection against overvoltages can either be outside or inside the integrated circuit as a substrate diode. If it is not integrated, then its Zener voltage should expediently be set somewhat below the collector breakdown voltage of the integrated circuit.
The freewheeling diode D4 is not integrated. The Zener diode Z2 and the freewheeling diode D4 can, however, be installed together with the integrated circuit in a common housing.
In the arrangement according to FIG. 5, only the transistors Tx, Tv, Ty and Tr are operated in the saturation range. If this does not suffice for strict interference immunity requirements, one or more, preferably two, additional transistors can be provided between Tu and Tx.
For example, the doping of a structure according to FIG. 3 for a nominal voltage of the regulator of approx. 14 V should be specified:
EMI0004.0061
Because of the highly doped substrate, the product of the diffusion coefficient and time must be kept as small as possible in the individual diffusion processes. The insulation diffusion must therefore be carried out as the first process in such a way that the doping substance only reaches the substrate during the subsequent diffusion processes.
The controller shown in its circuit diagram in FIG. 6 represents a preferred embodiment which, however, is slightly modified compared to FIG. 5 and which can be integrated on an n # substrate.
As a power stage for the excitation current in the field winding 11 of a vehicle alternator, otherwise not shown, the NEN here two transistors T15 and T16 of the npn type connected to one another in a known Darlington arrangement. Instead of the pre-stage transistor Tu according to FIG. 4, two pnp transistors T1 and T12 are also provided here in a Darlington arrangement, which is particularly well suited for an integrated circuit.
The two transistors T13 and T14 of the PNP type are provided as a third Darlington arrangement. The transistors T11 to T16 can together with the diodes D1, D2 and D4, with the Zener diode and with the resistors R1 to R16 in a known technique on a highly doped n substrate with a lower doped p-epitaxial layer, reversing that shown in FIG and 3 polarities indicated are generated.
It is particularly advantageous if, in order to save a special feedback resistor, the working resistor R16 of the transistor T14 is connected to the connection point of the resistors R9 and R10 belonging to the input voltage divider.
In the following, the voltage balancing, which is particularly important for integrated controllers, is discussed in more detail.
The nominal voltage of the regulator is determined by the voltage of the series connection of the reference element Z1 with the composition diodes D1, D2 and "of the emitter diode of T11 and by the division ratio of the input voltage divider R8, R9, R10.
.These elements cannot be integrated with sufficient accuracy. The integrated controller must therefore be adjusted afterwards. Despite the adjustment, the prescribed temperature range of the target voltage (approx. -5 mV / C to -15 mV / C) should be maintained.
In the embodiment according to FIG. 5 it is provided that the temperature compensation is obtained by making the number of compensation diodes D1 to D3 operated in the flow direction dependent on the breakdown voltage of the Zener diode Z1, which is a measurement before contacting the integrated circuit and also requires the use of different conductor masks.
Integrated resistors have positive temperature coefficients with values that can be set between 0.8% and about 3 9 \ 0o per C with the help of the selected surface concentration.
In order to obtain the temperature response of the nominal voltage during the adjustment by means of an external resistor, it is proposed to use adjustment fixed resistors RT which have a smaller temperature coefficient TK than the integrated resistors. For example, sheet resistors with a TC of approx. -0.3 96 "/ \ C are suitable for this. With a clever choice of R1, R2 in FIG. 6, it can be achieved that the TC of the nominal voltage is within a wide range of the breakdown voltage Zener diode is retained when aligning with RT.
The prescribed temperature range of the target voltage can then even be achieved without the compensation diodes D1 to Dn if the requirements are lower.