Procédé d'entretien électronique des vibrations d'un diapason
et dispositif pour la mise en oeuvre de ce procédé
On sait que le fonctionnement des diapasons ou vibrateurs de torsion comme de flexion repose sur un mouvement en antiphase de leurs deux branches ou parties symétriques dont les réactions s'équilibrent. Dans le cas idéal, le mouvement de ces deux branches doit satisfaire, entre autres, à deux conditions: - la première est que la fréquence de résonance de
l'ensemble des deux branches vibrant en fonctionne
ment réel auto-entretenu doit être unique - la seconde est que l'amplitude prise par les mouve
ments des deux parties en fonctionnement réel doit
être la même, pour annuler les réactions globales
de support, et par là annuler les fuites d'énergie.
Or, dans la pratique ces conditions ne sont pas réalisées complètement quand la synchronisation est réalisée par les impulsions retardées de l'enroulement moteur.
D'autre part, les fréquences de résonances des deux parties ne sont pas identiques, d'autre part, il existe toujours, même dans le cas où les fréquences seraient identiques, un couplage réversible entre les deux parties oscillantes, couplage dû aux déformations et au mouvement d'ensemble du support, quand l'égalité des amplitudes des deux parties n'est pas assurée. On sait qu'au-delà du couplage critique entre deux résonateurs accordés, on obtient deux pointes de résonance au lieu d'une seule.
Le brevet français No 1447424 décrit un mode d'auto-entretien électrique comportant un relais amplificateur, un organe capteur sur une branche et un organe moteur sur l'autre, le diapason fonctionne en filtre de transmission. Le couplage mécanique entre branches est non seulement toléré, mais indispensable au fonctionnement: on ne peut alors l'éliminer, et on est contraint de subir son évolution. Selon le degré de couplage et le degré de désaccord des branches, il pourra se produire des sauts de fréquence indésirables.
Pour éviter ces inconvénients, il est préférable, pour entretenir l'oscillation, d'appliquer l'énergie motrice de façon équilibrée aux deux branches sur lesquelles sont répartis deux organes moteurs. On tend ainsi à définir à travers l'amplificateur un couplage serré mais non réversible entre branches. Les mouvements sont maintenus égaux en amplitude, opposés en phase, et cela indépendamment du couplage mécanique qui est rendu négligeable vis-à-vis du couplage électrique. En effet, la symétrie totale des mouvements annule les réactions de support conformément au principe de géométrie du diapason considéré.
Cependant les réalisations connues de cet entretien équilibré sont rendues compliquées parce qu'il est nécessaire de fournir à l'amplificateur associé un signal définissant la phase de l'impulsion motrice.
Or, si l'on utilise dans ce but un enroulement capteur électromagnétique séparé, cet enroulement présente généralement un couplage inductif néfaste avec l'enroulement moteur le plus proche, ce qui entraîne l'amplificateur dans une oscillation électrique parasite, et produit un blocage de l'oscillation électromécanique désirée.
L'élimination de cette résonance électrique parasite est d'autant plus malaisée que les deux oscillations sont de fréquences plus voisines. C'est le cas des diapasons chronométriques à fréquence acoustique dont on veut accroître la fréquence pour réduire leurs erreurs de positison ces appareils, doués de déplacements faibles sont nécessairement associés à des transducteurs sensibles et à inductance élevée, dont la fréquence de résonance électrique (avec les capacités parasites) se rapproche de la précédente lorsque l'inductance augmente. L'addition d'un filtre électrique efficace contre l'accrochage entraîne un déphasage involontaire gênant sur la fréquence d'oscillation principale.
En outre, la prolifération des enroulements sous un encombrement réduit ne peut se faire qu'au détriment du volume de chacun d'eux, et il devient difficile d'obtenir simultanément une tension induite élevée dans le capteur - pour un déclenchement sûr aux faibles amplitudes - et une force contre - électromotrice élevée dans les moteurs - en vue d'un rendement et d'une stabilité d'amplitude satisfaisants. Ce mode d'entretien symétrique est donc souvent inutilisable.
Si les bobines motrices sont accouplées à un amplificateur dipôle à résistance négative, on est difficilement maître des variations de la phase d'entretien, consécutives aux variations de température et de tension d'alimentation.
En conséquence, l'invention se propose de fournir un procédé d'entretien électronique des vibrations d'un diapason, indépendant du couplage mécanique des branches de celui-ci, permettant d'assurer un entretien équilibré de ces branches et de régler à volonté le début de l'impulsion motrice par rapport au mouvement desdites branches, caractérisé en ce qu'il utilise comme référence de phase la force électromotrice induite dans au moins une des bobines motrices, les fonctions, référence de phase et temps moteur, étant respectivement réparties sur les alternances successives de la tension disponible aux bornes de ladite bobine.
L'invention concerne également un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé ci-dessus, caractérisé par une entrée sensible seulement aux tensions d'une alternance de polarité donnée et bloquée pendant l'autre alternance durant laquelle l'impulsion motrice est envoyée avec un décalage convenable grâce à un dispositif de retard réglable.
Le dessin annexé représente schématiquement, à titre d'exemple, un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention dans lequel:
La fig. 1 représente un schéma de principe avec les courbes tension ou intensité prises en des points convenables du dispositif.
La fig. 2 représente un schéma de réalisation avec les courbes tension et intensité d'impulsion de durée-limitée.
Le diapason (non représenté) porte sur l'une de ses branches un transducteur 1, l'autre portant un transducteur 2. Ces transducteurs 1 et 2 sont montés en série.
La force électromotrice induite A dans l'un de ces transducteurs, ou dans les deux, aboutit à l'étage d'entrée 3 d'un amplificateur 4 (par exemple de classe B).
On évite ainsi l'emploi d'une bobine captrice séparée avec tous ses désavantages tout en définissant si nécessaire une branche pilote et une branche asservie .
Cet étage d'entrée 3 n'est sensible qu'aux tensions d'une polarité correspondant au sens a aller . Cette polarité de l'alternance est l'image du sens de mouvement relatif bobine-aimant. Ledit étage est bloqué pendant l'alternance retour et toute tension supplémentaire due au passage d'une impulsion motrice pendant cette course ne peut que parfaire le blocage sans produire d'effet sensible en aval de cet étage. On convient d'assurer l'entretien à coup perdu pendant l'alternance retour . Le système d'entretien par conséquent comportera un dispositif de retard 5 destiné à provoquer l'impulsion motrice à un instant convenable de l'alternance retour . Le dispositif de retard 4 commande le générateur d'impulsions 6 qui envoie à ce moment l'impulsion de courant 1 motrice.
On parvient ainsi à décaler l'impulsion 1 d'un décalage e.
Il est particulièrement intéressant de prendre comme événement de référence la fin de l'alternance aller .
Ce point correspond à un zéro de la force électromotrice, tant que les déplacements des branches du diapason sont suffisamment faibles pour maintenir les bobines dans le flux des aimants. On sait, dans ce cas, que l'annulation de la tension A ne peut être due qu'à l'annulation de la vitesse, sous réserve que le flux ce traversant les bobines soit une fonction monotone mais non nécessairement linéaire de l'élongation e
En effet, A(t)= = K T d
d6 dt c'est-à-dire que, si d(P µ, la condition nécessaire
dO et suffisante pour annuler A (t) se réduit à: ¯¯¯¯ O
dt ce qui définit un maximum ou un minimum d'élongation -en valeur algébrique.
Avec des transducteurs donnant une telle correspondance non linéaire entre flux et élongation, on a donc encore une image fidèle des maxima d'élongation alors que ce n'est plus vrai pour les passages au point mort.
En déclenchant l'impulsion motrice avec un retard d'un quart de période sur le point de référence a, on obtient un calage correct de l'impulsion même si les transducteurs ne sont pas exactement linéaires.
En modifiant à volonté la valeur du retard on peut avancer ou retarder l'impulsion par rapport au point mort, donc introduire une correction de la fréquence de travail en auto-oscillation, afin de compenser un défaut éventuel: vieillissement du métal constituant le diapason, dérive thermique, etc. La réalisation décrite ci-après constitue un exemple d'application à titre non limitatif.
L'étage d'entrée est un amplificateur travaillant en classe B, c'est-à-dire débloqué par exemple par les alternances impaires positives de la tension induite sur la bobine 1. Pour les amplitudes normales d'oscillation, cette version amène l'amplificateur à saturation pendant les alternances impaires, et au blocage pendant les alternances paires. Toutes impulsions motrices négatives intervenant pendant ces dernières ne font que parfaire le blocage prévu.
Enfin les fronts avant et arrière des créneaux de saturation C correspondent à l'annulation des vitesses donc aux maxima d'élongation positifs ou négatifs de la branche pilote, quelle que soit la déformation de la tension induite.
I1 reste à déclencher l'impulsion motrice en un moment convenable de l'alternance gaire où l'étage d'entrée est bloqué, ce qui se fera grâce à une mémoire. Dans la réalisation la plus simple il s'agira d'un condensateur à charge sensiblement linéaire, associé à un dispositif à seuil. Le condensateur, déchargé pendant le créneau impair issu de l'étage d'entrée, se recharge pendant le début du créneau pair jusqu'à ce que la tension à ses bornes atteigne la tension de seuil.
Alors le dispositif de seuil (bascule, amplificateur polarisé ou autre) se débloque et excite un transistor de puissance fournissant une impulsion négative aux bobines motrices 1 et 2, disposées en série. Le condensateurmémoire sera déchargé lors de l'alternance impaire suivante et le cycle recommencera.
Le calage de l'impulsion motrice selon les nécessités chronométriques se fait en agissant soit sur la constante de temps de charge du condensateur, soit sur la tension du seuil.
Un cas particulier intéressant est celui de transducteurs présentant une forte inductance, de l'ordre de 1 henry, la fréquence d'oscillation du diapason étant par exemple voisine de 400 hertz. I1 apparaît alors un décalage notable entre impulsion de tension motrice aux bornes des bobines et impulsion de courant moteur. L'impulsion de tension doit dans ce cas être déclenchée avant le point mort pour obtenir un centrage correct de l'impulsion de courant.
On peut même utiliser alors l'inductance des bobines, associée à un condensateur auxiliaire, pour limiter la durée de l'impulsion motrice. La fig. 2 explique le fonctionnement d'ensemble d'un tel entretien de diapason symétrique 400 hertz.
Le diapason comporte deux transducteurs inductifs 1 1 et 21 portés chacun par une branche, les bobines identiques étant montées en série. Seule la bobine 1 sert au déclenchement, et excite un amplificateur symétrique à transistors Q1 , Q2
Les alternances positives excitent Q1 et bloquent Q2.
L'emploi d'un amplificateur symétrique compense la majeure partie des dérives thermiques des transistors, et maintient le point de fonctionnement au zéro de la tension induite.
L'amplificateur Q:3, lorsqu'il est saturé, décharge périodiquement le condensateur C1 relié à son collecteur.
La tension en dent de scie ascendante due à la charge est transmise à la base de l'amplificateur Q4 avec un décalage défini par une diode Zener Zut .
L'étage Q4 est saturé depuis l'instant d'amorçage de la diode Zj jusqu'à l'alternance paire suivante qui sature Q3 et bloque Q4.
Quand l'étage Q4 se met à conduire, une impulsion de tension en forme de signal unité apparaît entre collecteur et masse.
L'inductance L des bobines entre en résonance selon une période t avec la capacité d'un condensateur série
C2 et il se développe simultanément:
- Une oscillation de tension V sur une demi-période
propre 2' la tension aux bornes de la bobine
décroissant sinusoidalement pendant que la ten
sion aux bornes du condensateur croît de façon
sensiblement égale, de façon que leur somme
constante reproduise le signal unité.
- Une oscillation de courant dans les bobines sur
t t
une demi-periode -, déphasée de - par rapport
aux valeurs de la tension, c'est-à-dire que le cou
rant croît sinusoïdalement de zéro jusqu'à une
valeur maximale correspondant au point d'in
flexion de la tension, puis décroît vers zéro.
Si aucun autre phénomène n'intervenait, il se produirait alors une inversion dans le sens positif de la tension aux bornes des bobines, puis une variation de sens contraire et ainsi de suite c'est-à-dire un train d'oscillations amorties couvrant plusieurs périodes t. Mais le transistor Qô intervient pour limiter la charge du condensateur série dès la première inversion de tension qui amène la sortie de la bobine 2 à être plus positive que l'entrée de la bobine 1. Ce transistor, vu de l'émetteur, présente une impédance très faible qui absorbe l'extra-courant des bobines.
On obtient ainsi un double effet: 1. L'impulsion de courant a une durée calibrée sensi
blement à la durée avec
EMI3.1
ajustable par la valeur C2.
2. L'amplificateur Q, - Q2 est excité de nouveau dès
la fin de l'impulsion motrice ce qui décharge C1
et bloque Q4; on évite ensuite toute coupure
prématurée de l'amplificateur Q1 - Q2 qui serait
due à une pointe négative de tension aux bornes
des bobines.
L'instant d'apparition de l'impulsion motrice est réglé par la constante de temps RC1, ce qui permet d'ajuster la fréquence de travail.
Bien que l'invention ait été décrite à propos d'une forme de réalisation particulière, il est bien entendu qu'on peut y apporter diverses modifications de formes et de matériaux.
Electronic maintenance process for tuning fork vibrations
and device for implementing this method
It is known that the operation of tuning forks or torsion and flexion vibrators is based on an antiphase movement of their two branches or symmetrical parts, the reactions of which balance each other out. In the ideal case, the movement of these two branches must satisfy, among others, two conditions: - the first is that the resonant frequency of
the set of two vibrating branches in operation
genuinely self-sustaining must be unique - the second is that the amplitude taken by the movements
of both parts in actual operation must
be the same, to cancel the overall reactions
support, and thereby cancel energy leaks.
However, in practice these conditions are not fully realized when the synchronization is achieved by the delayed pulses of the motor winding.
On the other hand, the resonance frequencies of the two parts are not identical, on the other hand, there always exists, even in the case where the frequencies are identical, a reversible coupling between the two oscillating parts, coupling due to the deformations and the overall movement of the support, when the equality of the amplitudes of the two parts is not guaranteed. We know that beyond the critical coupling between two tuned resonators, two resonance peaks are obtained instead of just one.
French patent No. 1447424 describes an electrical self-maintenance mode comprising an amplifier relay, a sensor member on one branch and a motor member on the other, the tuning fork functions as a transmission filter. The mechanical coupling between branches is not only tolerated, but essential to the operation: one cannot then eliminate it, and one is forced to undergo its evolution. Depending on the degree of coupling and the degree of branch mismatch, unwanted frequency hopping may occur.
To avoid these drawbacks, it is preferable, in order to maintain the oscillation, to apply the driving energy in a balanced manner to the two branches on which two driving members are distributed. There is thus a tendency to define, through the amplifier, a tight but non-reversible coupling between branches. The movements are kept equal in amplitude, opposite in phase, and this independently of the mechanical coupling which is made negligible with respect to the electrical coupling. Indeed, the total symmetry of the movements cancels out the support reactions in accordance with the principle of geometry of the tuning fork considered.
However, the known embodiments of this balanced maintenance are made complicated because it is necessary to provide the associated amplifier with a signal defining the phase of the driving pulse.
However, if a separate electromagnetic sensor winding is used for this purpose, this winding generally exhibits a detrimental inductive coupling with the nearest motor winding, which causes the amplifier in a parasitic electric oscillation, and produces a blocking of the desired electromechanical oscillation.
The elimination of this parasitic electric resonance is all the more difficult as the two oscillations are of closer frequencies. This is the case of chronometric tuning forks at acoustic frequency, the frequency of which we want to increase to reduce their positison errors.These devices, endowed with small displacements are necessarily associated with sensitive and high inductance transducers, including the electrical resonance frequency (with parasitic capacitances) approaches the previous one when the inductance increases. The addition of an effective electric filter against catching causes an unwanted phase shift disturbing on the main oscillation frequency.
In addition, the proliferation of windings in a small footprint can only come at the expense of the volume of each of them, and it becomes difficult to simultaneously achieve a high induced voltage in the sensor - for safe triggering at low amplitudes. - and a high counter - electromotive force in the motors - for satisfactory efficiency and amplitude stability. This symmetrical maintenance mode is therefore often unusable.
If the drive coils are coupled to a negative resistance dipole amplifier, it is difficult to control the variations in the sustain phase, resulting from the variations in temperature and supply voltage.
Consequently, the invention proposes to provide a method of electronic maintenance of the vibrations of a tuning fork, independent of the mechanical coupling of the branches thereof, making it possible to ensure balanced maintenance of these branches and to adjust the tuning fork at will. start of the driving pulse with respect to the movement of said branches, characterized in that it uses as a phase reference the electromotive force induced in at least one of the driving coils, the functions, phase reference and driving time, being respectively distributed over the successive alternations of the voltage available at the terminals of said coil.
The invention also relates to a device for carrying out the above method, characterized by an input sensitive only to the voltages of one half-wave of given polarity and blocked during the other half-wave during which the driving pulse is sent with a suitable offset thanks to an adjustable delay device.
The appended drawing shows schematically, by way of example, a device for implementing the method according to the invention in which:
Fig. 1 represents a block diagram with the voltage or current curves taken at suitable points of the device.
Fig. 2 represents an embodiment diagram with the voltage and pulse intensity curves of limited duration.
The tuning fork (not shown) carries a transducer 1 on one of its branches, the other carrying a transducer 2. These transducers 1 and 2 are mounted in series.
The induced electromotive force A in one of these transducers, or in both, results in the input stage 3 of an amplifier 4 (for example of class B).
This avoids the use of a separate sensor coil with all its disadvantages while defining if necessary a pilot branch and a slave branch.
This input stage 3 is sensitive only to voltages of a polarity corresponding to the forward direction. This alternation polarity is the image of the direction of relative coil-magnet movement. Said stage is blocked during the return alternation and any additional voltage due to the passage of a driving pulse during this stroke can only complete the blocking without producing any appreciable effect downstream from this stage. We agree to ensure the maintenance without blow during the return alternation. The maintenance system will therefore include a delay device 5 intended to cause the driving pulse at a suitable time of the return alternation. The delay device 4 controls the pulse generator 6 which at this moment sends the driving current pulse 1.
We thus succeed in shifting the pulse 1 by an offset e.
It is particularly interesting to take the end of the one-way alternation as the reference event.
This point corresponds to a zero of the electromotive force, as long as the movements of the branches of the tuning fork are small enough to keep the coils in the flux of the magnets. We know, in this case, that the cancellation of the voltage A can only be due to the cancellation of the speed, provided that the flux passing through the coils is a monotonic but not necessarily linear function of the elongation. e
Indeed, A (t) = = K T d
d6 dt that is, if d (P µ, the necessary condition
dO and sufficient to cancel A (t) reduces to: ¯¯¯¯ O
dt which defines a maximum or a minimum of elongation -in algebraic value.
With transducers giving such a non-linear correspondence between flow and elongation, we therefore still have a faithful image of the elongation maxima, whereas this is no longer true for passages at neutral.
By triggering the driving pulse with a delay of a quarter of a period on the reference point a, a correct timing of the pulse is obtained even if the transducers are not exactly linear.
By modifying the value of the delay at will, the pulse can be advanced or delayed with respect to neutral, therefore introducing a correction of the working frequency in self-oscillation, in order to compensate for a possible defect: aging of the metal constituting the tuning fork, thermal drift, etc. The embodiment described below constitutes an example of application without limitation.
The input stage is an amplifier working in class B, that is to say unblocked for example by the positive odd half-waves of the voltage induced on the coil 1. For the normal amplitudes of oscillation, this version brings l 'saturation amplifier during odd half-waves, and blocking during even half-waves. Any negative motor impulses occurring during these last only complete the planned blocking.
Finally, the front and rear faces of the saturation squares C correspond to the cancellation of the speeds and therefore to the positive or negative elongation maxima of the pilot branch, regardless of the deformation of the induced voltage.
It remains to trigger the driving pulse at a suitable moment of the alternation gaire where the input stage is blocked, which will be done by means of a memory. In the simplest embodiment, it will be a capacitor with a substantially linear charge, associated with a threshold device. The capacitor, discharged during the odd pulse from the input stage, recharges during the start of the even pulse until the voltage at its terminals reaches the threshold voltage.
Then the threshold device (flip-flop, polarized amplifier or the like) unblocks and energizes a power transistor supplying a negative pulse to the motor coils 1 and 2, arranged in series. The memory capacitor will be discharged during the next odd half-wave and the cycle will start again.
The setting of the driving pulse according to timing requirements is done by acting either on the capacitor charging time constant or on the threshold voltage.
An interesting particular case is that of transducers exhibiting a high inductance, of the order of 1 henry, the frequency of oscillation of the tuning fork being for example close to 400 hertz. I1 then appears a significant shift between the driving voltage pulse at the terminals of the coils and the motor current pulse. In this case, the voltage pulse must be triggered before neutral to obtain correct centering of the current pulse.
It is even then possible to use the inductance of the coils, associated with an auxiliary capacitor, to limit the duration of the driving pulse. Fig. 2 explains the overall operation of such a 400 hertz symmetrical tuning fork maintenance.
The tuning fork comprises two inductive transducers 1 1 and 21 each carried by a branch, the identical coils being connected in series. Only coil 1 is used for triggering, and drives a symmetrical amplifier with transistors Q1, Q2
The positive half-waves excite Q1 and block Q2.
The use of a symmetrical amplifier compensates for the major part of the thermal drifts of the transistors, and maintains the operating point at zero of the induced voltage.
Amplifier Q: 3, when saturated, periodically discharges capacitor C1 connected to its collector.
The ascending sawtooth voltage due to the load is transmitted to the base of amplifier Q4 with an offset defined by a Zener Zut diode.
Stage Q4 is saturated from the instant of ignition of diode Zj until the next even half-wave which saturates Q3 and blocks Q4.
When the Q4 stage starts to conduct, a voltage pulse in the form of a unity signal appears between collector and ground.
The inductance L of the coils resonates over a period t with the capacitance of a series capacitor
C2 and it develops simultaneously:
- An oscillation of voltage V over half a period
own 2 'the voltage across the coil
sinusoidally decreasing while the ten
the voltage across the capacitor increases
substantially equal, so that their sum
constant reproduces the unit signal.
- A current oscillation in the coils on
t t
a half-period -, out of phase by - with respect to
to the values of the tension, that is to say that the neck
rant grows sinusoidally from zero to one
maximum value corresponding to the in point
bending of the tension, then decreases towards zero.
If no other phenomenon occurs, then there would be a positive reversal of the voltage across the coils, then a variation in the opposite direction and so on, i.e. a train of damped oscillations covering several periods t. But the Q6 transistor intervenes to limit the charge of the series capacitor from the first voltage inversion which causes the output of coil 2 to be more positive than the input of coil 1. This transistor, seen from the emitter, has a very low impedance which absorbs the extra current of the coils.
A double effect is thus obtained: 1. The current pulse has a calibrated duration sensi
over time with
EMI3.1
adjustable by value C2.
2. The amplifier Q, - Q2 is energized again as soon as
the end of the driving impulse which discharges C1
and blocks Q4; we then avoid any cut
premature of the amplifier Q1 - Q2 which would be
due to a negative voltage peak at the terminals
coils.
The instant of appearance of the driving pulse is regulated by the time constant RC1, which makes it possible to adjust the working frequency.
Although the invention has been described with reference to a particular embodiment, it is understood that various modifications of shapes and materials can be made thereto.