CH615284A5

CH615284A5 - Method for regulating the electrical power output to a load from an alternating-current system, and device for carrying out the method

Info

Publication number: CH615284A5
Application number: CH672377A
Authority: CH
Inventors: Hans-Dieter Gruedelbach
Original assignee: Evers Poul Hahn
Priority date: 1977-06-01
Filing date: 1977-06-01
Publication date: 1980-01-15
Also published as: FR2393365B1; DK144350C; DE2739780A1; DK144350B; JPS541860A; SE7806333L; GB1604305A; DK450977A; FR2393365A1; AU2919977A

Description

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein Verfahren der

8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem Abweichun-dass die erste Schaltungsanordnung einen einstellbaren, zwi- gen des Verbraucherstromes vom Sinusverlauf höchstens mit so sehen den Netzwechselstrom führende Leitungen geschalteten «> hoher Frequenz auftreten, dass deren Verminderung zur UnterSpannungsteiler (R5, R6, P2, R7) und eine erste, an den Abgriff drückung von Netzstörungen mit einfachen Filtermassnahmen (P2) des Spannungsteilers angeschlossene Gleichrichterschal- möglich ist.

tung (G2), und die zweite Schaltungsanordnung einen in einer Erfindungsgemäss ist das Verfahren der eingangs genannten der den Netzwechselstrom führenden Leitungen geschalteten Art dadurch gekennzeichnet, dass die relative Einschaltdauer Messwiderstand (Rl) und eine zweite, an den Messwiderstand (>s mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die Netzfre-(Rl) angeschlossene Gleichrichterschaltung (G3) enthält. quenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer jeder

9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass der dass der Spannungsleiter (R5, R6, P2, R7) der ersten Schal- mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle der

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Netzwechselspannung einer Sinuskurve mindestens angenähert nachgeführt wird.

Die Erfindung bezieht sich zudem auf eine Einrichtung zur Ausführung des oben definierten Verfahrens, wobei die Einrichtung eine Gleichrichterbrücke enthält, deren eine Diagonale in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlossen ist.

Erfindungsgemäss ist diese Einrichtung gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer mindestens angenähert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, durch eine zweite Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Vergleichsschaltung, welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Istspannung grösser als die Sollspannung ist, durch einen Impulsoszillator zur Erzeugung von Rechteckimpulsen, deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und durch einen Speicher, dessen Setzeingang mit dem Ausgang des Impulsoszillators verbunden ist, dessen Rückstelleingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des Speichers erzeugtes Ausgangssignal des Speichers den Halbleiterschalter in seinem leitenden Zustand hält.

Das erfindungsgemässe Verfahren und eine Einrichtung zu dessen Ausführung werden nachstehend anhand von Diagrammen und eines Schaltschemas beispielsweise erläutert.

Es zeigen:

Fig. la ein Diagramm der Oberschwingungen der Spannung eines gestörten Wechselstromnetzes,

Fig. lb ein Diagramm der Oberschwingungen des Stromes von Leuchtstofflampen, die als Verbraucher an das Wechselstromnetz der Fig. la angeschlossen sind,

Fig. lc ein Diagramm der Oberschwingungen desselben Stromes bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens, Fig. 2 ein Schaltschema einer Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs in einem angenommenen, gestörten Wechselstromnetz,

Fig. 3b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer ersten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Sollwertes,

Fig. 3c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer zweiten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Istwertes,

Fig. 4a ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang eines Impulsoszillators der Fig. 2,

Fig. 4b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer Vergleichsschaltung der Fig. 2,

Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer bistabilen Kippschaltung der Fig. 2,

Fig. 4d ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Netzwechselstromes,

Fig. 4e ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Kollektorstromes eines Halbleiter-Leistungsschalters der Fig. 2.

In Fig. la sind die Oberschwingungen mit Ordnungszahl n der Spannung E eines Wechselstromnetzes dargestellt, wie sie tatsächlich in zahlreichen, wenn nicht gar den meisten Fällen festgestellt werden können. Angesichts dieses beträchtlichen Oberschwingungsgehalts ist ohne besondere Massnahmen keine sinusförmige Stromentnahme eines an das Netz angeschlossenen Verbrauchers zu erwarten. Dies wird durch Fig. lb erhellt, welche die tatsächlich gemessenen Oberschwingungen des Stromes I von parallelkompensierten Leuchtstofflampen darstellt, die an das Netz der Fig. la angeschlossen sind. Der Oberwellen-gehalt ist gegenüber Fig. la nochmals merkbar höher.

In Fig. lc sind die Oberschwingungen des Stromes I für das gleiche Netz und den gleichen Verbraucher dargestellt, jedoch unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bzw. unter Zwischenschaltung einer nach dem erfindungsgemässen 5 Verfahren arbeitenden Leistungsschalteinrichtung und unter einer Verminderung des Verbrauchs auf 50 % des Nennwertes. Auffallend ist hierbei, dass der Gehalt an Oberschwingungen niedriger Ordnung n erheblich herabgesetzt ist. Es treten, allerdings mit vergleichsweise geringer Amplitude, Oberschwingun-lo gen höherer Ordnung, insbesondere der Ordnungen um 100 und 200 auf, die bei dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel durch Regelzeitkonstanten und eine gewählte Schaltfrequenz um 10 kHz bedingt sind. Diese Störung kann aber durch ein später erwähntes Eingangsfilter auf tragbare i s Werte zurückgeführt werden.

Die in Fig. 2 dargestellte Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens enthält in an sich bekannter Weise eine Leistungsschalteinrichtung, mittels welcher ein Verbraucher mit einer je Halbwelle eines speisenden Wechsel-2d stromnetzes veränderbarer Dauer an dieses Wechselstromnetz anschaltbar ist, und zwar derart, dass sich ein mindestens angenähert sinusförmiger Verbraucherstrom ergibt, der einen minimalen Gehalt an Oberschwingungen der niedrigen Ordnungszahlen zur Netzfrequenz aufweist.

25 Klemmen V, an welche der Verbraucher anschliessbar ist, sind über die eine Diagonale einer Gleichrichterbrücke Gl, die in jedem Zweig eine oder mehrere Dioden aufweist, mit Netzklemmen N verbunden. In die Verbindungsleitungen der Verbraucherklemmen V mit den Netzklemmen N sind ein zwei 3« Kondensatoren Cl, C2 und eine Drossel LI enthaltendes Netzeingangsfilter sowie ein Strommesswiderstand Rl geschaltet. Die Netzklemme N, welche dem Nulleiter des Wechselstromnetzes zugeordnet ist, ist über eine Bezugsleitung B1 mit der Masse der Einrichtung verbunden.

35 In die andere Diagonale des Brückengleichrichters Gl ist über eine Drossel L2 und einen weiteren Strommesswiderstand R2 die Kollektor-Emitterstrecke eines Darlington-Transistors Tl geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand R3 mit seinem Emitter verbunden ist. Zur Steuerung des Transistors Tl 4(i ist dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand R4 mit dem Ausgang eines integrierten Komplementärtreibers T2 verbunden. Die Drossel L2 dient zur Begrenzung der Stromanstiegsgeschwindigkeit bei der impulsweisen Steuerung des Komplementärtreibers T2 und entsprechendem Kollektorstromverlauf des 45 Transistors Tl. Zur Vermeidung von Spannungsspitzen ist der Drossel L2 eine Freilaufdiode Dl parallelgeschaltet. Die Steuerung des Komplementärtreibers T2 erfolgt potentialgetrennt über einen ersten Optokoppler Kl.

Die am Messwiderstand R2 bezüglich des Emitters des so Transistors Tl liegende Spannung, welche dem Kollektorstrom des Transistors Tl proportional ist, ist an den einen Eingang einer Vergleichsschaltung VI gelegt. Am anderen Eingang der Vergleichsschaltung VI liegt eine über ein Einstellpotentiometer PI von der negativen Speisespannung des Komplementärst treibers T2 abgegriffene Referenzspannung. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung VI ist über einen zweiten Optokoppler K2 einer nachfolgend beschriebenen Steuerlogik zugeführt und dient dazu, den Kollektorstrom des Transistors Tl auf einen einstellbaren Maximalwert zu begrenzen. (.0 Die dargestellte Leistungsschalteinrichtung wirkt in der Weise, dass jeweils dann während jeder Halbwelle der Netzwechselspannung, wenn der Transistor Tl in den leitenden Zustand gesteuert ist, der Netzwechselstrom von der einen Netzklemme N über die Drossel LI des Netzeingangsfilters, <>-■> eine Diode des Brückengleichrichters Gl, die Drossel L2, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl, den Messwider-stand R2 und eine zweite Diode des Brückengleichrichters Gl zu dem an die Klemmen V angeschlossenen Verbraucher und

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zurück über den Messwiderstand an die andere Netzklemme N Die Speise- und Hilfsspannungen für die beiden beschriebe-

fliesst, bzw. in der umgekehrten Richtung. Ist der Transistor Tl nen, durch die Optokoppler Kl und K2 galvanisch getrennten in anderen Intervallen jeder Halbwelle gesperrt, so fliesst kein Schaltungsteile der vorliegenden Einrichtung werden durch eine Strom in den Verbraucher. über die Sicherung S an das Wechselstromnetz angeschlossene

In der in Fig. 2 dargestellten Einrichtung wird zur Erzeu- , Gleichrichtungs- und Siebschaltung G4 ebenfalls getrennt gung des gewünschten Laststromes des Verbrauchers eine min- erzeugt. Hierbei sind die einen, für die beschriebene Steuerlogik destens angenähert sinusförmige Führungsgrösse abgeleitet und bestimmten Hilfsspannungen +E1 und —El (z.B. ±6V) über mit einer dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grösse vergli- die Bezugsleitung B1 auf das Potential des Nulleiters des Wech-chen, wobei das Vergleichsresultat in einem Takt, dessen Fre- selstromnetzes und die anderen, für die Leistungssteuerung quenz wesentlich grösser als diejenige der Netzfrequenz ist, der ,0 bestimmten Hilfsspannungen +E2 und —E2 (z.B. ±6V) über Steuerung des Darlington-Transistors Tl dient. eine Bezugsleitung B2 auf den Emitter des Darlington-Transi-

Zur Ableitung der genannten Führungsgrösse ist zwischen stors Tl bezogen.

den über die Netzklemmen N angeschlossenen Phasenleiter und Die Funktionsweise und Wirkung der anhand der Fig. 2 Nulleiter des speisenden Wechselstromnetzes ein frequenzab- beschriebenen Einrichtung wird im folgenden anhand der zeitli-hängiger Spannungsteiler geschaltet, der die Reihenschaltung 15 chen Diagramme von Strom- und Spannungsverläufen der Fig. von Widerständen R5, R6, R7 und eines Potentiometers P2 3 und 4 erläutert.

umfasst, wobei der über eine Sicherung S an den Phasenleiter In Fig. 3a ist der Spannungsverlauf eines gestörten Wechsel angeschlossene Widerstand R5 über einen Kondensator C3 mit stromnetzes dargestellt, wie er in der Praxis oft zu beobachten dem Nulleiter verbunden ist. Die am Potentiometer P2 abgegrif- ist. Hierin ist gezeigt, wie im Zeitpunkt tl einer Halbwelle der fene Spannung ist über einen Widerstand R8 dem Eingang einer ;0 Netzwechselspannung eine Strömung auftritt. Gleichrichterschaltung G2 zugeführt, die einen Rechenverstär- In Fig. 3b ist der entsprechende Spannungsverlauf am Aus-

ker Ol und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D2, D3 und gang der Gleichrichterschaltung G2 dargestellt, welche die Füh-einen Widerstand R9 enthält. Der Ausgang der Gleichrichter- rungsgrösse (d.h. den Sollwert) für die Vergleichsschaltung V2 Schaltung G2 ist mit dem einen Eingang einer Vergleichsschal- liefert. Als Folge der getroffenen Filtermassnahmen mit Hilfe tung V2 verbunden. 2s des Kondensators C3 vor der «idealen» Gleichrichtung mit der

Zur Ableitung der dem Laststrom-Istwert entsprechenden den Rechenverstärker Ol enthaltenden Gleichrichterschaltung Grösse ist die am Widerstand Rl bezüglich dem Potential des G2 ist die im Zeitpunkt tl auftretende Abweichung von der Nulleiters des Wechselstromnetzes bzw. der Masse der vorlie- sinusförmigen Idealkurve unterdrückt. Dies hat zur Folge, dass genden Einrichtung gemessene Spannung über ein zwei Wider- die vorgängig beschriebene Leistungsschalteinrichtung über den stände und einen Kondensator C4 enthaltendes Siebglied dem 1(, Istwert-Sollwertvergleich und die entsprechende Anschaltung Eingang einer weiteren Gleichrichterschaltung G3 zugeführt, des Verbrauchers an das Netz gleichfalls eine Filterwirkung welche ebenfalls einen Rechenverstärker 02 und, in dessen gegenüber den Oberschwingungen des Netzes bewirkt. Durch

Rückführung, zwei Dioden D4, D5 und einen Widerstand R12 den beschriebenen Vergleich in der Vergleichsschaltung V2 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 ist mit dem wird die Einschaltdauer des Darlington-Transistors Tl verlän-anderen Eingang der Vergleichsschaltung V2 verbunden. 15 gert, wenn Einbrüche in der Netzwechselspannung vorhanden

Jeweils dann, wenn die vom Laststrom-Istwert abgeleitete sind bzw. verkürzt, wenn ein Überschwingen vorhanden ist. Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G3 am zweitge- Hierbei sei dahingestellt, ob durch schaltungstechnische Mass-nannten Eingang der Vergleichsschaltung V2 die von der Netz- nahmen wie diejenige der Anordnung und Bemessung des Wechselspannung frequenzabhängig abgeleitete Ausgangsspan- Kondensators C3 ein der Spannung proportionales Verhalten der nung der Gleichrichterschaltung G2 am erstgenannten Eingang 40 Stromentnahme sinnvoll ist oder ob ein nichtlineares Verhalten der Vergleichsschaltung V2 erreicht, erscheint am Ausgang der mit positivem oder negativem Vorzeichen zweckmässig Vergleichsschaltung V2 ein entsprechendes Impulssignal, wel- erscheint. Der in Fig. 3b dargestellte Verlauf der Führungs-ches einer bistabilen Kippschaltung FF, beispielsweise einem grosse basiert auf der Annahme, dass durch den im Spannungs-Flipflop, als Rücksetzsignal zugeführt ist. Der Setzeingang der teiler R5, R6, P2, R7 der Fig. 2 angeordneten Kondensator C3 Kippschaltung FF ist mit dem Ausgang eines Impulsoszillators 45 mindestens angenähert der ursprünglich erwartete sinusförmige 10 verbunden, der in an sich bekannter Weise beispielsweise Verlauf des Stromes erzielt werden soll.

einen Vergleicher V3 enthält, von welchem der eine Eingang an In Fig. 3c ist der Spannungsverlauf am Ausgang der Gleicheinen Widerstände R13, R14, R15 enthaltenden Spannungstei- richterschaltung G3 dargestellt, wobei durch die gestrichelte 1er einer Referenzgleichspannung und der andere Eingang an Sinuskurve angedeutet ist, dass die entsprechende Stromkurve ein Entladeglied angeschlossen ist, das die Reihenschaltung 5() wegen der taktweisen Ein- und Ausschaltung des Transistors Tl eines Widerstandes R16 und eines Kondensators C5 enthält. innerhalb jeder Halbwelle des Netzstromes Oberschwingungen Die Frequenz der vom Impulsoszillator 10 erzeugten Rechteck- im Bereich der 100. und 200. Harmonischen aufweist, wenn die impulse beträgt beispielsweise 10 kHz und deren tastverhält- Taktfrequenz (Frequenz des Impulsoszillators 10) 10 kHz nis beispielsweise 50 zu 50. Das Ausgangssignal der Kippschal- beträgt. Aus Fig. lc ist das Ausmass dieser Oberschwingungen tung, das ein nach Massgabe des Ausgangssignals des Verglei- 55 ersichtlich, deren Wirkung durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, chers V2 verändertes Tastverhältnis aufweist, ist dem lichtemit- LI der Fig. 2 gedämpft wird.

tierenden Element des Optokopplers Kl zugeführt und steuert entsprechend den Komplementärtreiber T2 und damit den Dar- in den Fig. 4a bis 4e ist der zeitliche Verlauf verschiedener lington-Transistor Tl. Signale der Einrichtung der Fig. 2 im Bereich des Zeitpunkts tl

60 der Fig. 3a bis 3c dargestellt, also in zeitlich gedehnten Mass-Das lichtempfangende Element des Optokopplers K2 ist stab.

ebenfalls an denjenigen Eingang der Vergleichsschaltung V2 Fig. 4a zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung des Im-

angeschlossen, welchem das vom Laststrom-Istwert abgeleitete pulsoszillators 10, der Rechteckimpulse mit konstanter Fre-Signal zugeführt ist. Somit setzt ein dem am Potentiometer P2 quenz und einem Tastverhältniss 1 abgibt. An sich ist es auch eingestellten maximalen Kollektorstrom des Transistors Tl ent- (,s möglich, eine sich ändernde oder zusätzlich gesteuerte Impuls-sprechendes Signal die bistabile Kippschaltung FF über den frequenz vorzusehen. Unter dem Einfluss der von der Netz-

Optokoppler K2 vorzeitig zurück, wenn der Kollektorstrom den Wechselspannung abgeleiteten Führungsgrösse verschiebt sich Maximalwert erreicht. dieses Tastverhältnis, wie dies nachfolgend dargestellt ist.

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Fig. 4b zeigt den Verlauf des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung V2, d.h. das Ergebnis des Vergleichs der Führungsgrösse (Referenzspannung) mit dem aus dem gemessenen Stromwert abgeleiteten Istwert. Wenn das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung G3 dasjenige der Gleichrichterschaltung G2 übersteigt, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 das in Fig. 4b dargestellte impulsförmige Signal, welches die bistabile Kippschaltung FF zurücksetzt.

Fig. 4c zeigt das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF, der das Ausgangssignal des Impulsoszillators 10 als Setzsignal und das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung V2 als Rückstellsignal zugeführt ist. Daraus ist ersichtlich, dass jeweils ein dem Optokoppler Kl zugeführtes, wirksames Ausgangssignal vorliegt, bis ein Rückstellsignal der Vergleichsschaltung V2 eintrifft, worauf das nächste wirksame Ausgangssignal seinen Anfang nimmt, sobald der nächste Taktimpuls des Impulsoszillators 10 als Setzsignal erscheint. Das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF ist über den Optokoppler Kl an den Steuereingang des Komplementärtreibers T2 geführt, der einen entsprechenden Ansteuer- bzw. Ausräumstrom für den Leistungstransistor Tl liefert. Demnach ist der Steuerstrom des den Verbraucher mit dem Wechselstromnetz verbindenden bzw. von ihm trennenden Transistors Tl impulsweise der durch den Kondensator C3 korrigierten und durch das Potentiometer P2 eingestellten Netzwechselspannung nachgeführt.

Fig. 4d zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf am Messwiderstand Rl der Fig. 2, wiederum im Bereich des Zeitpunkts tl der Fig. 3a bis 3c. Hieraus ist die durch unregelmässige Leitintervalle des Transistors hervorgerufene Welligkeit des Stromes ersichtlich, die durch das Netzeingangsfilter Cl. C2, LI geglättet wird. Ferner ist auch in der zeitlich gedehnten Darstellung ersichtlich, dass der Strom im Mittel entsprechend Fig. 3b. d.h. entsprechend der Führungsgrösse, ansteigt.

s In Fig. 4e ist schraffiert der zeitliche Spannungsverlauf am Messwiderstand R2 der Fig. 2 dargestellt, welcher den Verlauf des Kollektorstromes des Transistors Tl wiedergibt. Die Maximalwerte der Spannungs- bzw. Stromimpulse liegen auf einer gestrichelt dargestellten Kurve, die Funktion der Spannung in und/oder der Last ist. Aus Fig. 4e erkennt man auch die Wirkung der Drossel L2 an der mässigen Geschwindigkeit des Spannungs- bzw. Stromanstiegs.

Das vorliegende Verfahren und die vorliegende Einrichtung können zur Regulierung beliebiger netzbetriebener Verbrau-i < eher, insbesondere solcher mit anteilig hoher kapazitiver Beschaffenheit, so wie blindlastkompensierter Verbraucher vorteilhaft zur Anwendung gelangen.

Eine wichtige Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht zur Regulierung der Helligkeit einer Beleuchtungs-anlage. Insbesondere kann das Verfahren zur Regulierung von Leuchtstoffröhren als Beleuchtungseinrichtung ohne wesentlichen Eingriff in bestehende Installationen und bei gleichzeitig optimaler Kompensation der Blindleistung vorteilhaft angewandt werden. Die Regulierung der Helligkeit einer elektri-sehen Beleuchtungseinrichtung ist nicht nur vom Standpunkt der optimalen, gleichbleibenden Arbeitshelligkeit bei schwankendem Tageslicht, sondern auch im Hinblick auf Einsparung von Energie von zunehmender Bedeutung.

Eine weitere Anwendung des erfindungsgemässen Verfah-ïn rens besteht in der Regulierung von Elektro-Motoren.

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3 Blatt Zeichnungen

Claims

615 284 2 PATENTANSPRÜCHE tungsanordnung mindestens ein reaktives Schaltungselement

1. Verfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstrom- (C3), z.B. einen Kondensator, enthält.

netz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung 10. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

durch Steuerung der relativen Einschaltdauer mittels einer in dass der Abgriff des Spannungsteilers (R5, R6, P2, R7) ein den Strompfad zum Verbraucher geschalteten Leistungsschau- 5 Potentiometer (P2) zur Einstellung der während jeder Halbeinrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass die relative Ein- welle an den Verbraucher abgegebenen Leistung ist.

schaltdauer mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die 11. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

Netzfrequenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer dass jede Gleichrichterschaltung (G2 ; G3) einen Rechenver-

jeder Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass stärker (01 ; 02) und eine Diodenanordnung (D2, D3 ; D4, D5) der mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle m enthält.

der Netzwechselspannung einer Sinuskurve mindestens ange- 12. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,

nähert nachgeführt wird. dass der Speicher (FF) eine bistabile Kippschaltung, z.B. ein

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, Flipflop ist.

dass die Einschaltung der Leistungsschalteinrichtung während 13. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 12,

jeder Halbwelle in Zeitintervallen vorgenommen wird, deren 15 dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Speichers (FF) Länge wesentlich kürzer als die Länge der Halbwelle ist, dass mit dem Halbleiterschalter (Tl) über einen Optokoppler (Kl) der dem Verbraucher zugeführte Strom dauernd gemessen wird, und einen komplementären Treiber (T2) in Verbindung steht, und dass innerhalb der Zeitintervalle die Ausschaltung der 14. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeich-

Leistungsschalteinrichtung dann vorgenommen wird, wenn eine net, dass der Halbleiterschalter (Tl ) ein Darlington-Transistor vom gemessenen Strom abgeleitete Spannung grösser als die 20 jst, dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand (R4) an den Spannung einer mindestens angenähert sinusförmigen Refe- Ausgang des komplementären Treibers (T2) und dessen Kolrenz-Halbwelle mit der Netzfrequenz ist. lektor-Emitterstrecke über eine Stromanstiegsbegrenzungs-

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, drossel (L2) an die genannte andere Diagonale der Gleichrich-dass die Einschaltung der Leistungsschalteinrichtung in gleich- terbrücke (Gl) angeschlossen ist.

mässigen Zeitintervallen vorgenommen wird. 25 15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeich-

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, net, dass zur Begrenzung des Kollektorstromes des Halbleiter-dass die Referenz-Halbwellen von der Netzwechselspannung schalters (Tl) in dessen Kollektor-Emitterstromkreis ein Messabgeleitet werden. widerstand (R2) geschaltet ist, der mit dem einen Eingang einer

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, weiteren Vergleichsschaltung (VI) verbunden ist, an deren dass die Netzwechselspannung verformt, beispielsweise gesiebt m anderen Eingang eine einstellbare, konstante Referenzspan-wird. nung gelegt ist, und dass der Ausgang der weiteren Vergleichs-

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch Schaltung (VI) über einen Optokoppler (K2) mit demjenigen gekennzeichnet, dass durch Einstellen der Amplituden der Eingang der erstgenannten Vergleichsschaltung (V2) in Verbin-Referenz-Halbwellen die während jeder Halbwelle an den Ver- dung steht, welchem die vom Verbraucherstrom abgeleitete braucher abgegebene Leistung festgelegt wird. 35 Istspannung zugeführt ist.

7. Einrichtung zur Ausführung des Verfahrens nach

Anspruch 1, mit einer Gleichrichterbrücke, deren eine Diago-

naie in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlos- Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regu-sen ist, gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung 40 lierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher (R5, R6, P2, R7, G2) zur Erzeugung einer mindestens angenä- abgegebenen elektrischen Leistung durch Steuerung der relati-hert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, ven Einschaltdauer mittels einer in den Strompfad zum Ver-

durch eine zweite Schaltungsanordnung (Rl, G3) zur Ableitung braucher geschalteten Leistungsschalteinrichtung.

einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die Bekannte Verfahren der genannten Art machen Gebrauch beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Ver- 45 von einer Regulierung des Stromflusswinkels nach dem Phasen-gleichsschaltung (V2), welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn anschnittverfahren, wobei sich in jeder Halbwelle der Netz-die Istspannung grösser als die Sollspannung ist, durch einen Wechselspannung das Stromflussintervall entweder von einem Impulsoszillator (10) zur Erzeugung von Rechteckimpulsen, bestimmten Zeitpunkt nach einem Nulldurchgang der Netz-deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und Wechselspannung bis zum nachfolgenden Nulldurchgang oder durch einen Speicher (FF), dessen Setzeingang mit dem Aus- 50 aber von einem Nulldurchgang bis zu einem bestimmten Zeitgang des Impulsoszillators (10) verbunden ist, dessen Rückstel- punkt vor dem nachfolgenden Nulldurchgang erstrecken kann, leingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung (V2) ver- Nachteilig ist bei diesem bekannten Verfahren, dass der Gehalt bunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter (Tl ) an Stromoberwellen niedriger Ordnungszahl unerwünscht oder derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des unzulässig hoch ist. Diese Eigenschaft macht umfangreiche Speichers (FF) erzeugtes Ausgangssignal des Speichers (FF) den 55 Filter notwendig, um Normvorschriften, beispielsweise diejeni-Halbleiterschalter (Tl) in seinem leitenden Zustand hält. gen der Europäischen Norm EN 50 006 zu erfüllen.