CH618792A5

CH618792A5 -

Info

Publication number: CH618792A5
Application number: CH1045976A
Authority: CH
Inventors: Franz Josef Melcher; Christian Oldendorf
Original assignee: Sartorius Werke Gmbh
Priority date: 1975-08-22
Filing date: 1976-08-17
Publication date: 1980-08-15
Also published as: DE2537560A1; FR2321698A1; JPS5227657A; US4060771A; GB1507434A; JPS6145280B2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Aufbereitung der 10 von einem elektrischen Messwertgeber abgegebenen Gleichstromsignale, insbesondere für elektromechanische Präzisions- und Feinwaagen, welchem Messwertgeber Störsignale in Form von Störwechselspannungen mit verschiedenen Frequenzen überlagert sind, welche mittels eines aktiven Filters 15 unterdrückt werden, sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Der Begriff «Feinwaagen» umfasst nach DIN-Norm auch alle Arten von Analysen- und Mikrowaagen.

Es sind elektronische Waagen bekannt, bei denen ein akti-20 ver Filter vorgesehen ist, um Welligkeiten im Ausgangssignal möglichst weitgehend zu unterdrücken. Ein derartiges, in der Ausgangsleitung vorgesehener aktiver Filter arbeitet jedoch nicht driftfrei, das heisst seine Ausgangsgrössen, insbesondere seine Ausgangsspannung bzw. sein Ausgangsstrom sind langsa-25 men, durch Umgebungseinflüsse hervorgerufenen Änderungen unterworfen, durch welche die Messergebnisse beeinflusst und verfälscht werden (DE-OS 2318 252). Driftarme aktive Filter sind sehr aufwendig und kostspielig.

Ferner ist eine Schaltungsanordnung für elektronische 30 Messwertgeber, insbesondere elektromechanische Waagen der vorbeschriebenen Art bekannt, bei welchem dem in der Ausgangsleitung vorgesehenen Filter verschiedene Schaltmittel hinzuschaltbar bzw. anstelle des Filters anschaltbar sind, um einen schnellen Einschwingvorgang durch eine kleine Zeitkon-35 stante, jedoch eine genaue Messung mit einer grossen Zeitkonstanten möglich zu machen. Davon abgesehen, dass auch diese Schaltungsanordnung nicht driftfrei arbeitet, weist sie noch den weiteren Nachteil auf, dass durch den Umschaltvorgang Sprünge in der Anzeigeeinrichtung einer Waage auftreten, die 40 beispielsweise an der vierten Stelle der Anzeige (der

10°-Dekode) Fehler von bis zu 10 Digit hervorrufen können, die dann gegebenenfalls erst mit der grossen Zeitkonstante des Filters abklingen (DE-OS 2 205 778).

Schliesslich ist noch eine elektronische Waage mit einer 45 Messeinrichtung und einer Zähleinrichtung bekannt, die periodisch ein digitales Messergebnis liefert. Zusätzlich ist bei dieser bekannten elektrischen Waage noch eine einstellbare Vergleichseinrichtung vorgesehen, in welcher die Messsignale der Waage in deren Ruhelage mit vorgegebenen Grenzwerten in so der Weise verglichen werden, dass nur dann ein digitalisiertes Messergebnis in der Anzeigeeinrichtung dargestellt und / oder an diese übertragen wird, wenn zumindest für die Dauer einer Messperiode diese Grenzwerte nicht erreicht oder überschritten werden. Auch diese Schaltungsanordnung arbeitet nicht 55 driftfrei und weist überdies einen verhältnismässig grossen Aufwand an Schaltmitteln auf (DE-OS 2 323 200).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der angegebenen Gattung zu schaffen, bei dem bzw. der die Messergebnisse ohne Driftein-bo fluss mit möglichst geringem, schaltungstechnischem Aufwand gedämpft werden und auf Schwingungen, Erschütterungen, Ein- und Ausschaltvorgängen beruhende Störwechselspannungen optimal ausgefiltert werden.

Bei einem Verfahren der angegebenen Gattung wird dies b5 dadurch erreicht, dass die Störwechselspannungen mit Frequenzen, die höher als eine vorgegebene Grenzfrequenz sind, aus der Ausgangsleitung des Messwertgebers kapazitiv ausgekoppelt, in ihrer Phase um 180° gedreht und in die Ausgangslei

tung wieder kapazitiv eingekoppelt werden.

Bei einer Schaltungsanordnungder angegebenen Gattung wird diese Aufgabe erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der aktive Filter mit seinem Eingang über einen Auskopplungskondensator und mit seinem Ausgang über einen Einkopplungs-kondensator direkt mit der Ausgangsleitung des Messwertgebers verbunden ist, und dass der aktive Filter als Tiefpassfilter ausgebildet ist und einen Verstärker aufweist, der die in der Phase um 180° gedrehten Störwechselspannungen wieder kapazitiv in die Ausgangsleitung einkoppelt.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile beruhen darauf, dass die Störwechselspannungen des Gleichstromsignales auf der Leitung wirksam gedämpft werden können, ohne dass die Gleichspannungs- bzw. Gleichstromeigenschaften, das heisst die Drifteigenschaften des Verstärkers und des aktiven Tiefpasses einen Einfluss auf den Messkreis haben. Dies ist auf die kapazitive Ein- und Auskopplung der Störwechselspannungen zurückzuführen, wodurch dem Gleichstromsignal nur eine minimale Energie entzogen und die Störwechselspannungen innerhalb des Frequenzbereiches des aktiven Tiefpassfilters wirksam und vollkommen driftfrei gedämpft werden. Und schliesslich ist die dem Gleichstromsignal entzogene Energie äusserst gering, wodurch ebenfalls eine Beeinflussung der Messung vermieden wird.

Zweckmässigerweise ist eine Rückkopplungsschaltung vom Ausgang zum Eingang des Verstärkers vorgesehen. In der Ausgangsleitung vor und in der Auskopplungsleitung nach dem kapazitiven Auskopplungskondensators kann sich je ein konstanter Widerstand befinden, der zusammen mit den Konden-satoren für die kapazitive Aus- bzw. Einkopplung die Zeitkonstante und damit das Frequenzverhalten des gesamten aktiven Tiefpassfilters bestimmt.

Solche Tiefpassfilter können etwaigen Änderungen des Gleichstromsignales der driftfrei arbeitenden Schaltungsanordnung nur mit einer gewissen Verzögerung folgen, die von den elektrischen Eigenschaften des verwendeten Filters abhängt. Um das aktive Tiefpassfilter von langen auf kurze Zeitkonstanten und umgekehrt umschalten zu können, liegen parallel zu den konstanten Widerständen mehrere Zusatzwiderstände, die mittels eines Schalters zugeschaltet werden können. Einschaltstösse treten hierbei nicht auf.

Um die Zusatzwiderstände kontinuierlich parallel schalten zu können, ist ein Fotowiderstand vorgesehen, der parallel zu dem konstanten Widerstand in der Ausgangsleitung geschaltet werden kann. Dieser Fotowiderstand wird durch eine vorgewählt gesteuerte Leuchtdiode beaufschlagt, die nach einer vorgewählten Zeitverzögerung kontinuierlich abdunkelbar ist.

Bei dieser Ausführungsform kann unmittelbar nach der Gewichtsauflage durch eine Stillstandskontrolle, eine automati sehe Beschickungseinheit oder auch manuell ein Startsignal gegeben werden, welches den Schalter schliesst und die Leuchtdiode anschaltet, die dann den Fotowiderstand bestrahlt. Durch das Schliessen des Schalters und die Einschaltung der Leuchtdiode werden die Widerstände parallel geschaltet, so dass der Tiefpassfilter auf eine kurze Zeitkonstante umgestellt wird. Sobald dann die Einschwingzeit der Waage beendet ist bzw. sich ihrem Ende nähert, wird die Leuchtdiode nach einer vorgewählten, zeitlichen Verzögerung langsam abgedunkelt und der Schalter anschliessend wieder geöffnet, wodurch der Tiefpassfilter ohne jeden Einschaltstoss wieder auf eine wesentlich längere Zeitkonstante umgestellt wird.

Gemäss einer weiteren, vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung ist eine als Erschütterungsdetektor dienende Vergleichsschaltung am Ausgang des aktiven Tiefpassfilters, jedoch vor dem Einkopplungs-kondensator angekoppelt, wobei die dort abgegriffenen, niederohmigen Störwechselspannungen einem Komparator

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mit einstellbarer Sollamplitude zur Amplitudenüberwachung zugeführt werden.

Zweckmässigerweise ist dem Komparator ein monostabiler Multivibrator nachgeschaltet, der zurückgesetzt wird, wenn das Störsignal die am Komparator eingestellte Sollamplitude überschreitet.

Mit Hilfe des monostabilen Multivibrators wird somit der Komparator immer dann zurückgesetzt, wenn das Sperrsignal im Komparator die eingestellte Sollamplitude überschreitet. Wenn dann der Komparator in einem genau definierten Zeitraum nicht angesprochen hat, ergibt sich daraus, dass der Messwertgeber seinen Stillstand erreicht hat bzw. sich soweit beruhigt hat, dass nunmehr der Messwert, das heisst das Gleichstromsignal fehlerfrei angezeigt bzw. gespeichert werden kann.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegenden, schematischen Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigen:

Fig. 1 teilweise als Blockschema eine Ausführungsform einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine detaillierte Ansicht einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 3 eine Ausführungsform mit einer Einrichtung zur Umschaltung der Zeitkonstanten des aktiven Tiefpassfilters, und '

Fig. 4 ein Blockschema einer als Erschütterungsdetektor ausgelegten Schaltungsanordnung.

In Fig. 1 ist eine Waage 1 schematisch dargestellt, welche über eine Ausgangsleitung 2 und einen Festwiderstand RM beispielsweise mit einem Analogdigitalwandler 3 verbunden ist. Hinter dem Festwiderstand RM werden Störwechselspannungen mittels eines Kondensators Ci kapazitiv aus der Leitung 2 ausgekoppelt, wobei dem Messsignal auf der Leitung 2 nur eine minimale Energie entzogen wird.

Die ausgekoppelten Störwechselspannungen werden dann in einer Einrichtung 4 im Falle von Frequenzen, die höher als eine vorgegebene Grenzfrequenz wo sind, um 180° in ihrer Phase gedreht und am Ausgang der Einrichtung 4 über einen weiteren Kondensator C2, das heisst also ebenfalls wieder kapazitiv, in die Leitung 2 eingekoppelt. Auf diese Weise werden die Störwechselspannungen des Messsignals auf der Leitung 2 innerhalb des Frequenzbereiches des in der Einrichtung 4 vorgesehenen Tiefpassfilters wirksam gedämpft. Die kapazitive Ein- und Auskopplung der Störwechselspannungen bewirkt, dass das Gleichspannungs- bzw. Gleichstromverhalten, das heisst die Drifteigenschaften des Verstärkers und des aktiven Tiefpasses keinen Einfluss auf den Messkreis haben im Gegensatz zu bekannten Schaltungsanordnungen, die unmittelbar in der Leitung angeordnet sind.

In Fig. 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung dargestellt, wobei die gleichen bzw. die einander entsprechenden Bauelemente mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. In der Ausgangsleitung 2, dem Messpfad, liegt auch bei dieser Schaltungsanordnung wieder der Festwiderstand RM, welcher als konstanter Widerstand beispielsweise bei der Eichung der Waagenempfindlichkeit mit berücksichtigt werden kann. Dem Kondensator Ci, der zur kapazitiven Auskopplung der Störwechselspannungen vorgesehen ist, ist ein Widerstand Ri nachgeschaltet, dessen andere Seite mit einem Eingang eines Verstärkers 5 verbunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist über ein Rückkopplungsnetzwerk aus Widerständen R2 und R3 sowie einem. Kondensator C3 auf den Verstärkereingang rückgekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist ferner über den Kondensator C2 zur Einkopplung der in der Phase um 180° gedrehten Störspannungen mit der Leitung 2 verbunden, welche beispielsweise, wie in Fig. 1, zu einem Analogdigitalwandler 3 führt.

Das Frequenzverhalten des aktiven Tiefpasses wird bei die3

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ser Schaltungsanordnung durch die beiden Zeitkonstanten Ri Ci und Rm C2 bestimmt. Wenn dann die zu dämpfenden Frequenzen in den Störspannungen erheblich niedriger als die Grenzfrequenz wo des Tiefpasses sind, welche etwa in der Grössenordnung von 1 bis 2 Hz liegt, wird der Ausgang des Verstärkers gegengekoppelt, während er bei Störfrequenzen, die erheblich höher als die Grenzfrequenz wo des Tiefpasses sind, mitgekoppelt wird. Dies kann jedoch in Kauf genommen werden, da es nur auf die Dämpfung von Frequenzen Iwo ankommt. Hierbei ist das Rückkopplungsnetzwerk (R2, C3, R3) des Verstärkers 5 in Verbindung mit dem Widerstand Ri so bemessen und gewählt, dass bei mitgekoppelten Betrieb die Verstärkung in der Rückkopplungsschleife nicht positiv wird. Auf diese Weise können irgendwelche Schwingneigungen der Schaltungsanordnung optimal unterdrückt werden, so dass eine sehr kurze Sprungantwort erhalten wird.

In Fig. 3 ist eine vorteilhafte Weiterbildung der Schaltung in Fig. 2 wiedergegeben, bei welcher während des Einschwingvorganges der Waage 1 der aktive Tiefpass auf eine kurze Zeitkon-• stante umgeschaltet wird, während nach dem Abklingen des Einschwingvorganges wieder eine Zeitkonstante eingeschaltet wird, die bei normalen Wägebedingungen eine ruhige und einwandfreie Gewichtswertermittlung ermöglicht.

Um ein derartiges Umschalten der Zeitkonstante zu erreichen, ist in Reihe zu dem Festwiderstand RM ein Fotowiderstand Rph geschaltet, dessen Widerstandswert mittels einer Leuchtdiode Di geändert werden kann; parallel zu dem Fotowiderstand Rph liegt ein weiterer Festwiderstand Rmi- Mittels eines schematisch dargestellten Schalters 6, welcher beispielsweise ein Halbleiterschalter aus MOS-Feldeffekttransistoren sein kann, sind zu den bereits in Verbindung mit Fig. 2 erwähnten Widerständen Ri bis R3 weitere Widerstände Ru, R21 bzw. R31 parallelschaltbar. Ferner ist eine Steuereinrichtung 7 vorgesehen, an deren TR-Eingang beispielsweise unmittelbar nach der Gewichtsauflage von einer Stillstandskontrolle, einer automatischen Beschickungseinheit oder auch manuell ein Startsignal angelegt wird. Die Steuereinrichtung 7 steht über eine Verzögerungsschaltung aus den Widerständen R* bis Re, einer Diode D2, einem Kondensator C3 und einem Transistor Tr mit der Leuchtdiode Di in Verbindung.

Sobald an den TR-Eingang das Startsignal angelegt ist, wird durch die Steuereinrichtung 7 einerseits der Schalter 6 geschlossen und andererseits die Leuchtdiode Di über die Verzögerungsschaltung angeschaltet. Durch das Anschalten der Leuchtdiode Di wird diese zum Leuchten gebracht und dadurch der Wert des Fotowiderstandes RPH, welcher parallel zu dem Widerstand RM1 liegt, soweit herabgesetzt, dass der Wert des Fotowiderstandes RPH kleiner als der Wert des Widerstandes RMi ist. Gleichzeitig werden durch den Schalter 6 die Widerstände Ru bis R31 den entsprechenden Widerständen Ri bis R3 des Tiefpasses parallelgeschaltet. Durch das Parallelschalten der Widerstände RMi und RPH, Ri und Ru, R2 und R21 sowie R3 und R31 wird der Tiefpass auf eine kurze Zeitkonstante umgeschaltet und schwingt dadurch entsprechend schnell ein.

Wenn dann nach einer bestimmten Waageneinschwingzeit der Tiefpass wieder auf seine lange Zeitkonstante und damit auf ein besseres Dämpfungsverhalten umgeschaltet werden soll, wird die Leuchtdiode Di von der Steuereinrichtung 7 so gesteuert, dass sie nach einer voreingestellten Zeit vom Startsignal aus gerechnet langsam abgedunkelt wird; dadurch wird dann der Wert des Fotowiderstandes Rph entsprechend kontinuierlich hochohmig. Wenn dann der Widerstandswert des

Fotowiderstandes RPH wieder sehr viel grösser als der parallelgeschaltete Widerstand RMi ist, ist auch der aktive Tiefpass wieder auf die lange Zeitkonstante umgeschaltet und damit dessen grösstes Dämpfungsverhalten wieder erreicht. Ausser-5 dem wird der Schalter 6 wieder ausgeschaltet, um ein störungsfreies Arbeiten des Verstärkers 5 zu erreichen.

Durch die kontinuierliche Abdunklung der Leuchtdiode Di und der dadurch bedingten langsamen Erhöhung des Widerstandswertes des Fotowiderstandes RPH, das heisst stetigen to Verlängerung der Zeitkonstanten, lässt sich der Schalter 6 zu einem Zeitpunkt öffnen, zu welchem sichergestellt ist, dass durch den Schaltvorgang keine Schaltstösse auf den Tiefpass mehr einwirken.

Beispielsweise weist die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 15 bei einer Grenzfrequenz von etwa 1 Hz eine Sprungantwortzeit von etwa 15 Sekunden auf, während durch die Umschal-tung der Zeitkonstanten für die Dauer des Einschwingvorganges in der Schaltungsanordnung der Fig. 3 die Sprungantwortzeit ganz erheblich verkürzt werden kann, ohne dass hierdurch 20 ein Anzeigenversatz auftritt.

In Fig. 4 ist schliesslich noch eine driftfrei arbeitende Schaltungsanordnung beschrieben, die insbesondere in Verbindung mit derri aktiven Tiefpass als analoger Erschütterungsdetektor bei Waagen verwendbar ist. Hierbei wird der Ausgang des akti-25 ven Tiefpasses an der Stelle x unmittelbar vor dem Auskopplungskondensator C2 abgegriffen, wie in Fig. 1 und 2 dargestellt ist. Die an der Stelle x abgegriffenen Spannungen sind proportional den der Messspannung überlagerten Störspannungen und können damit als Erschütterungskriterium für den Mess-30 wertgeber, beispielsweise die Waage 1, angesehen werden.

Jede Halbwelle der an der Stelle x abgegriffenen, niederoh-migen Störspannungen wird durch Verstärker 5' und 5" verstärkt, und dann in Dioden D3 und Di gleichgerichtet, wobei 35 dann die in Fig. 4 schematisch dargestellten Halbwellen erhalten werden. Die verstärkten und gleichgerichteten Störspannungen werden in einem Komparator 8 mit einer an diesem eingestellten Sollamplitude verglichen. Sobald die verstärkten und gleichgerichteten Störspannungen die Sollamplitude und damit 40 die Schwelle des Komparators 8 überschreiten, wird ein dem Komparator nachgeschalteter monostabiler Multivibrator oder Monovibrator 9 zurückgesetzt und dadurch um dessen Verzögerungszeit verzögert. Dieser Vorgang, nämlich dass der Monovibrator 9 angeschaltet und dadurch sein Ausgang ent-45 sprechend verzögert wird, sobald das Störsignal die Schwelle des Komparators 8 überschreitet, wiederholt sich solange, bis sich die Störspannungen an der Abgriffstelle x, das heisst die Störspannungen auf dem Ausgangssignal der Waage 1, soweit beruhigt haben, dass die Schwelle des Komparators 8 nicht 50 mehr überschritten wird. Ein Stillstand bzw. eine weitgehende Beruhigung des Messwertgebers in Form der Waage 1 ist dann erreicht, wenn der Komparator über einen bestimmten, festgelegten Zeitraum nicht mehr angesprochen hat. Mit Hilfe der in dem Komparator 8 vorgenommenen Amplitudenüberwachung 55 bzw. dem Vergleich einer eingestellten Sollamplitude mit der Amplitude der abgegriffenen Störspannung ist mit einem verhältnismässig geringen Schaltungsaufwand ein Erschütterungsdetektor für die Waage 1 geschaffen, an dessen Ausgang ST nur dann ein Stillstandssignal anliegt, wenn die Waage den Stilleo stand bzw. eine geforderte Beruhigung erreicht hat. Der Aufwand für den Erschütterungsdetektor ist deshalb sehr gering, weil das Ausgangssignal des aktiven Tiefpasses niederohmig ist und somit auf einen Impedanzwandler verzichtet werden kann.

G

1 Blatt Zeichnungen

Claims

618792 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur Aufbereitung der von einem elektrischen Messwertgeber abgegebenen Gleichstromsignale, insbesondere für elektromechanische Präsizions- und Feinwaagen, welchem Messwertgeber Störsignale in Form von Störwechselspannungen mit verschiedenen Frequenzen überlagert sind, welche mittels eines aktiven Filters unterdrückt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Störwechselspannungen mit Frequenzen, die höher als eine vorgegebene Grenzfrequenz sind, aus der Ausgangsleitung (2) des Messwertgebers kapazitiv (Ci) ausgekoppelt, in ihrer Phase um 180° gedreht und in die Ausgangsleitung (2) wieder kapazitiv eingekoppelt werden.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der aktive Filter (4) mit seinem Eingang über einen Auskopplungskondensator (Ci) und mit seinem Ausgang über einen Einkopplungskon-densator (C2) direkt mit der Ausgangsleitung (2) des Messwertgebers verbunden ist, und dass das aktive Filter (4) als Tiefpassfilter ausgebildet ist und einen Verstärker (5) aufweist, der die in Phase um 180° gedrehten Störwechselspannungen wieder kapazitiv (C2) in die Ausgangsleitung (2) einkoppelt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass vom Ausgang zum Eingang des Verstärkers (5) eine Rückkopplungsschaltung (R2, C3, R3) vorgesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass in der Ausgangsleitung (2) vor und in der Auskopplungsleitung nach dem kapazitiven Auskopplungskondensator (Ci) je ein konstanter Widerstand (RM, Rmi, Ri) vorgesehen ist, die zusammen mit den Kondensatoren (Ci, Cz) für die kapazitive Aus- bzw. Einkopplung die Zeitkonstanten (Ri, Ci ; Rm, C2) und damit das Frequenzverhalten des gesamten aktiven Tiefpasses bestimmen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Änderung der Zeitkonstanten des aktiven Tiefpasses zwischen hohen und niedrigen Werten mehrere Zusatzwiderstände (Ru, R21, R31) mittels eines Schalters (6) parallel zu in der Auskopplungsleitung nach dem kapazitiven Auskopplungskondensator (Ci) vorgesehenen, konstanten Widerständen (Ri bis R3) schaltbar sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein mittels einer vorgewählt gesteuerten Leuchtdiode (Di) beaufschlagbarer Fotowiderstand (Rph) parallel zu dem konstanten Widerstand (Rmi) in der Ausgangsleitung (2) liegt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Leuchtdiode (Di) nach einer vorgewählten Zeitverzögerung kontinuierlich abdunkelbar ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (6) für die Parallelschaltung der Zusatzwiderstände (R11, R21, R31) ein Halbleiterschalter aus MOS-Feldeffekttransistoren ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinrichtung (7) für die Leuchtdiode (Di) und / oder den Schalter (6) vorgesehen ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine als Erschütterungsdetektor dienende Vergleichsschaltung (Fig. 4) am Ausgang des aktiven Tiefpasses, jedoch vor dem Einkopplungskondensator (Cz) angekoppelt ist, und dass die dort abgegriffenen, niederohmigen Störwechselspannungen einem Komparator (8) mit einstellbarer Sollamplitude zur Amplitudenüberwachung zugeführt sind.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass dem Komparator (8) ein monostabiler Multivibrator (9) nachgeschaltet ist, der zurückgesetzt wird, wenn das Störsignal die am Komparator (8) eingestellte Sollamplitude überschreitet.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Halbwellen der Störwechselspannungen in gesonderten Verstärkern (5', 5") verstärkt und anschliessend gleichgerichtet werden (D3, D4).