CH625660A5 - - Google Patents

Description

La présente invention a pour objet un décodeur pour installation de reproduction de sons et plus particulièrement un décodeur pour une installation qui permet à un auditeur de distin-15 guer des sons en provenance de sources réparties sur un azimut de 360 °. Certaines formes d'exécution concernent un décodeur pour une installation de reproduction de sons de ce type permettant à un auditeur de distinguer des sons en provenance de source situées à des hauteurs différentes.

20 Dans l'exposé d'invention du brevet anglais No 1 369 813 on a décrit une installation de reproduction de sons qui permet à un auditeur d'écouter des sons en provenance de sources réparties sur 360 ° d'azimut et qui n'utilise que deux canaux de transmission indépendants. Dans l'installation décrite dans cet ex-25 posé d'invention, l'un des canaux achemine les composantes du signal omni-directionnel qui représentent les sons en provenance de toutes les directions horizontales avec un même gain. L'autre canal achemine les composantes du signal de phase ou d'azimut qui représentent les sons en provenance de toutes les 30 directions horizontales avec un gain égal à l'unité mais affecté d'un déphasage relatif à la composante correspondante du signal omni-directionnel qui correspond et est de préférence égale à l'angle d'azimut d'arrivée mesuré par rapport à une direction de référence appropriée. Le signal de phase peut être décomposé 35 en deux composantes déphasées de 90 Lorsque ces composantes de signaux sont appliquées à quatre hauts-parleurs disposés aux angles d'un carré, l'une des composantes de signal constitue un signal de différence qui indique la différence d'amplitude entre les signaux destinés à une première paire de hauts-40 parleurs adjacents et les signaux destinés à une seconde paire de hauts-parleurs adjacents à laquelle appartiennent les deux autres hauts-parleurs. L'autre composante constitue un second signal de différence indiquant la différence d'amplitude entre les signaux destinés à une troisième paire de hauts-parleurs adja-45 cents, laquelle comprend un haut-parleur de chacune des première et seconde paires et les signaux destinés à une quatrième paire comprenant l'autre haut-parleur des première et seconde paires.

Le but de l'invention est l'amélioration des résultats obtenus 50 dans un réseau de par exemple quatre hauts-parleurs, lorsque ces quatre hauts-parleurs ne sont pas disposés symétriquement relativement au centre d'une zone d'écoute sonore. Le décodeur selon l'invention est défini par la revendication 1.

Les moyens d'entrée peuvent être agencés pour produire un 55 premier signal discret ne renfermant que des composantes du signal de pression et un ou plusieurs deuxièmes signaux discrets ne renfermant que des composantes du signal de vitesse. Dans ce cas les moyens de réglage de gains peuvent comprendre un premier filtre présentant une première caractéristique pour le 60 premier signal discret et un ou plusieurs seconds filtres présentant une seconde caractéristique pour les deuxièmes signaux discrets.

Les composantes du signal de pression peuvent être constituées par des composantes d'un signal omni-directionnel et les 65 composantes du signal de vitesse par des composantes d'un signal de phase vectoriel.

Pour les réseaux rectangulaires à quatre hauts-parleurs, le signal de vitesse présente de préférence un gain égal à environ le

3

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double de celui du signal de pression pour les fréquences sensiblement inférieures à ladite bande de fréquence déterminée.

La nécessité de traiter différemment les fréquences situées au-dessus et au-dessous d'une bande de fréquence déterminée est discutée complètement dans les articles de M. A. Gerzon «Critères psychoacoustiques relatifs à la réalisation des systèmes matriciels et discrets en tétraphonie» publié dans «Journée d'études» du Festival du son de 1974 à Paris par les Editions Radio, Paris; «Jurround-sound psychoacoustics» publié dans Wireless Word, Décembre 1974, pages 483-486.

En bref, aux fréquences sensiblement inférieures à la fréquence pour laquelle la distance entre les oreilles humaines correspond à moins d'une demi-longueur d'onde du son dans l'air (environ 700 Hz) la tête ne constitue aucun obstacle aux ondes sonores de sorte que les amplitudes du son atteignant les deux oreilles sont sensiblement identiques. En conséquence, la seule information disponible pour la localisation sonore à ces fréquences inférieures est la différence de phase entre les sons reçus à chacune des oreilles. Pour les fréquences supérieures, la relation de phase n'est plus aussi importante pour la localisation sonore ; l'important est constitué par les propriétés directionnelles du champ d'énergie entourant l'auditeur. II existe une bande de transition entre ces deux conditions laquelle a été désignée ci-dessus par bande de fréquences donnée.

La fréquence de transition peut être située entre 100 et 1000 Hz. Des fréquences de transition situées à l'extrémité inférieure de la gamme conduisent à une zone d'écoute accrue. Une valeur préférentielle se situe autour des 320 Hz.

Le dessin représente, à titre d'exemple, plusieurs formes d'exécution de l'invention:

La figure 1 est le schéma d'une installation de reproduction de sons qui illustre la disposition des hauts-parleurs autour d'une position d'écoute et leur branchement à un décodeur.

La figure 2 est le schéma-bloc d'un décodeur connu pouvant être utilisé dans l'installation représentée à la figure 1.

La figure 3 est le schéma-bloc d'un décodeur destiné à être utilisé dans une installation de reproduction de sons fournissant des informations relatives à la hauteur et utilisant huit hauts-parleurs.

La figure 4 est un schéma illustrant la disposition des hauts-parleurs en vue d'une utilisation de décodeur représenté à la figure 3.

La figure 5 illustre un décodeur qui comprend une unité de compensation de disposition.

La figure 6 est un schéma d'une unité de compensation de disposition destinée à être utilisée dans le décodeur représenté à la figure 5.

La figure 7 est un schéma semblable à celui de la figure 4 et illustrant la disposition de huit hauts-parleurs aux angles d'un réseau parallépipédique.

La figure 8 est le schéma d'un décodeur destiné à être utilisé avec le réseau de hauts-parleurs représentés à la figure 7.

La figure 9 est le schéma-bloc d'un décodeur sensible à la fréquence.

La figure 10 représente le schéma d'un décodeur du type représenté à la figure 9.

La figure 11 est le schéma-bloc d'un décodeur destiné à être utilisé avec quatre canaux à signaux discrets.

La figure 12 est le schéma-bloc d'une variante du circuit WXY destinée à être utilisée avec le décodeur de la figure 11.

Et:

La figure 13 est une autre variante du circuit WXY destinée à être utilisée avec le décodeur de la figure 11.

Il est clair que, lorsque dans la description qui suit on se réfère à un ensemble de circuits déphaseurs appliquant des déphasages différents à différents canaux parallèles, le déphasage mentionné dans chaque cas constitue un déphasage relatif et qu'un déphasage supplémentaire uniforme peut être appliqué à

tous les canaux si on le désire. De même, lorsqu'on indique que des gains particuliers sont appliqués à des canaux particuliers, ces gains sont des gains relatifs et un gain commun global peut être appliqué à tous les canaux, si on le désire.

5 Avant de décrire les différentes formes d'exécution, il y a lieu de décrire le principe de base d'un type de décodeur utilisable dans un réseau de hauts-parleurs rectangulaires et el type correspondant destiné à être utilisé dans un réseau de hauts-parleurs cubique. Ces deux types de décodeurs seron désignés io ci-dessous par décodeurs WXY et décodeurs WXYZ respectivement.

La figure 1 illustre une zone d'écoute centrée en un point 10 et entourée de quatre hauts-parleurs 11,12,13 et 14 qui sont disposés selon un réseau rectangulaire. Les hauts-parleurs 11 et 15 12 inscrivent des angles égaux 0 au point 10 avec une direction de référence représentée par une flèche 15. Un haut-parleur 13 est disposé à l'opposé du haut-parleur 11 et un haut-parleur 14 est disposé à l'opposé du haut-parleur 12. Ainsi, si on admet que la direction de référence constitue la direction avant, le haut-20 parleur 11 est disposé à gauche en avant, le haut-parleur 12 à droite en avant, le haut-parleur 13 à droite en arrière et le haut-parleur 14 à gauche en arrière. Tous les quatre hauts-parleurs 11 à 14 sont branchés de manière à recevoir des signaux de sortie correspondants LF, RF, RB et LB du décodeur 16 qui 25 comprend deux bornes d'entrée 17 et 18, le signal omni-direc-tionnel Wj étant appliqué à la borne 17 et le signal de phase Pj à la borne 18.

La figure 2 illustre un décodeur WXY connu pouvant être utilisé comme décodeur 16 lorsque l'angle 0 = 45 °. Le déco-30 deur comprend un circuit WXY 20 et une matrice d'amplitude 22. Le circuit WXY 20 produit un signal de sortie omni-direc-tionnel W, un signal de sortie de différence avant-arrière X et ur signal de sortie de différence gauche-droite.Y. Ces signaux sont ensuite appliqués à une matrice d'amplitude 22 produisant les 35 signaux de sortie requis LB, LF, RF et RB.

La nature du circuit WXY dépend de la forme des signaux d'entrée. Si, comme représenté, les signaux d'entrée sont constitués par un signal omni-directionnel W! et un signal de phase Pj de même amplitude que le signal omni-directionnel mais avec 40 une différence de phase égale à l'angle d'azimut changé de signe, les singaux de sortie du circuit WXY 20 sont reliés aux signaux d'entrée par les relations suivantes:

La matrice d'amplitude 22 remplit les fonctions décrites par le groupe d'équations suivantes:

55

LB =

1

~2

(-X+W+Y)

LF= — (X+W+Y)

6ORF=— (X+W-Y)

RB= — (-X+W-Y)

En fait, ce décodeur est le même que celui représenté à la 65 figure 5 de l'exposé d'invention du brevet No 1 369 813, les circuits de déphasage à 90 ° jouant le rôle de la partie active du circuit WXY 20, les additionneurs et les inverseurs de phase jouant le rôle de la matrice d'amplitude 22.

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4

SRFD = — ( X + W-Y-Z)

Tous décodeurs produisant les quatre signaux de sortie LB, tt>tt— * y+wj-v + ti

LF, RF et RB sont équivalents à un circuit WXY et à une LBU X + w + Y + z,)

matrice d'amplitude et constituent ainsi un décodeur WXY pour j autant que la relation suivante soit satisfaite: LFU = — ( X + W + X + Z)

y (-LB+LF-RF+RB) = 0 RFU = y ( X + W - Y + Z)

Le circuit WXY 20 peut comprendre plus de deux entrées. 1

Un décodeur WXYZ peut être utilisé dans les installations RBU = y (—X + W—Y + Z)

fournissant des informations relatives à la hauteur et utilisant io j huit hauts-parleurs disposés aux angles d'un cube. La figure 3 LBD = -— (—X + W + Y— Z)

illustre trois signaux d'entrée appliqués à un circuit WXYZ 24

qui produit des signaux de sortie W, X et Y ayant la même LFD = — ( X + W + Y— Z)

signification que les signaux correspondants de la figure 2 et un 2

signal Z de discrimination en haut-en bas. Les signaux W, X, Y 15 rpd _ J_

et Z sont appliqués à une matrice d'amplitude 26 de type II qui 2

produit huit signaux de hauts-parleurs LBU, LFU, RFU, RBU, j

LBD, LFD, RFD et RBD, les signaux étant appliqués aux RBD = y (—X + W—Y — Z)

hauts-parleurs situés aux points indicés de façon correspondante

à la figure 4. La construction du circuit WXYZ 24 dépend de la 20 Comme dans le cas à deux dimensions, chaque décodeur est nature des signaux d'entrée. Les signaux de sortie en prove- l'équivalent d'un circuit WXYZ et d'une matrice d'amplitude, et nance de la matrice 26 de type II sont reliés aux signaux d'entrée constitue par conséquent un décodeur WXYZ pour autant que par les équations suivantes: les équations suivantes soient satisfaites:

(LBU + LBD) - (LFU + LFD) + (RFU + RFD) - (RBU + RBD) = 0 (LBD + RBD) - (LFD + RFD) + (LFU + RFU) - (LBU + RBU) = 0 (LBD + LFD) - (LBU + LFU) + (RBU + RFU) - (RBD + RFD) = 0 (LBU - LBD) - (LFU - LFD) + (RFU - RFD) - (RBU - RBD) = 0

Si l'on se rapporte à nouveau à la disposition des hauts- 30 r _ 2 L — U

parleurs et du décodeur WXY représentés aux figures 1 et 2, on — (2+V2 )L voit qu'une unité de compensation de disposition est prévue pour régler les gains des signaux X et Y relativement au signal les gains pour les singaux X et Y sont à peu près égaux à

W ceci afin de compenser la disposition non carree obtenue or- => °

lorsque © = 45 °. Par exemple, lorsque 0 < 45 0 le gain du 35 ^y- ^ ^

signal avant-arrière doit être diminué lorsque la distance avant-

arrière des hauts-parleurs augmente et de même le gain du si- ^y- cqs q gnal gauche-droite Y doit être augmenté pour compenser une diminution de la distance latérale entre les hauts parleurs. ^ respectivement lorsque 0 est compris dans une gamme allant de

La figure 5 illustre une unite 28 ^ compensation de disposi- 40 Q a^gQ 0 ^ ^ ^ ^ ^éférabIe de majntenir Q

tion qui est branchee entre e circuit WXY 20 et la matrice dans une -se emre environ 25 0 et 65 „ étant d amplitude 22 de type I. L unite 28 de compensation de dispo- dQnné * rextérieJde œtte e, l'angle inscrit à la posi-

sition comprend des dispositifs de reglage des gains 29 et 30 tjon d,écoute entre deux des paires de hauts.parIeurs adjacents estm s a app îquer un gain e ^ devient trop grand. Cette gamme peut être limitée en branchant

^y— sjn _ des résistances fixes en série avec le potentiomètre U et en lv . . , diminuant la résistance du potentiomètre de manière que la au signal X et un gain de . . , . , .

0 résistance totale demeure la meme.

VT"cos —

au signal Y respectivement de manière à produire les signaux 50 ^ signa' d entrée W de 1 unité 25 de compensation de dis-d'entrée W', X' et Y' pour la matrice d'amplitude 22. position est également appliqué à la sortie W' de celle-ci par

Une variante de l'unité 28 de compensation de disposition l'intermédiaire d'un amplificateur inverseur 35 comprenant des est représentée à la figure 6. Les unités de commande du gain 29 résistances de réaction et d entrée de valeurs égales R, ce qui a et 30 comprennent des amplificateurs inverseurs correspondants pour effet d adapter 1 inversion de phase introduite pour les 32 et 34, dont chacun comprend une résistance de réaction R, la 55 signaux X et Y par les circuits à gains variables.

résistance d'entrée S et une résistance de sortie T. Les sorties X'

et Y'des unités de commande 29 et 30 sont également intercon- T, , . ,

TT t - • „„r, Il y a lieu de noter qu un changement des amplitudes rela-

nectees par un potentiometre U. La résistance R peut avoir . ; . 6 , . *'

toute valeur appropriée de même que la résistance U pour au- £'ves des s'gnfx ^etJa exactement le meme effet qu un tant que la relation suivante soit satisfaite: 60 changement de phase du signal de phase P, relativement au signal omni-directionnel Wj. L I-es gains ci-dessus de où L représente l'impédance d'entrée de la matrice d'amplitude 22 pour tous les signaux d'entrée. Ainsi, si

UL

V2~ L- U VT cos 0

V2~ sin 0

65

dans le chemin du signal X et de

5

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dans le chemin du singal Y sont des approximations du premier ordre des gains idéaux. Des approximations meilleures sont obtenues si les gains ont la forme

V2~~ ksin©etV2~ kcos©

respectivement. Pour les fréquences inférieures à 500 Hz, l'expression préférée pour k est donnée par

1 1

k =

sin 2 ©

2 sin 0 cos 0

qui est approximativement égale à 1 lorsque © est égal à 45 °. Pour les fréquences supérieures, la valeur préférée est k = 1. Comme décrit ci-dessus, ces gains ne dépendent pas de la fréquence, le choix k = 1 étant satisfaisant pour toutes les fréquences.

Des techniques semblables peuvent être utilisées ensemble avec un décodeur WXYZ pour un réseau parallépipédique de huit hauts-parleurs. Afin d'obtenir un décodeur utilisable pour le réseau représenté à la figure 7, on peut modifier le décodeur selon la figure 3 comme représenté à la figure 8 en insérant une unité 36 de compensation de disposition qui comprend des dispositifs de réglage de gains 38,40 et 42 pour les canaux X, Y et Z respectivement, ceci entre le circuit WXYZ 24 et la matrice d'amplitude 26 de type II. Les gains optimaux pour les fréquences situées au-dessus et au-dessous de 500 Hz sont données dans la Table I.

Table I canal

X

Gain haute fréquence V3 • ac

Gain basse fréquence

Z

Va2b2+b2c2+c2a2

V3 • b

V5 • ab

Va2 + b2 + c2

Va2b2+b2c2+c2a2

V3 • c

V5 • ab

Va2 + b2 + c2

et l'autre de gain

VT" sin0

5 pour le dispositif 40 et

V2 cos 0

pour le dispositif 42.

io Les trois signaux d'entrées appliqués pour le circuit WXYZ 24 de la figure 8 peuvent être constitués par des combinaisons linéaires de signaux W4, Y4 et V4 où W4 est un signal omnidirec-tionnel captant toutes les directions sonores avec un même gain, Y4 un signal résultant du captage d'un son avec un gain égal à

15 V5y et V4 un signal résultant du captage d'un son avec gain directionnel égal à V5~ (x - gjz), où k est une constante réelle, et (x, y, z) les directions du son.

Ainsi les signaux de sortie du circuit WXYZ 24 sont reliés ^ aux signaux d'entrée par les relations suivantes:

W = W4

X = fV4

25 Y = f Y4

2 = ^-^4

où f est une constante réelle. Pour les fréquences basses on a théoriquement f = 1 et pour les fréquences moyennes on a théoriquement

30

f =

1

35

V3(l+g-^)

Va2b2+b2c2+c2a2

V 3 •

Comme dans le cas du décodeur rectangulaire, les valeurs données pour les fréquences élevées peuvent être utilisées si les gains sont indépendants de la fréquence. Ces valeurs sont équivalentes aux valeurs données dans la Table II.

Table H canal gain

X

V3~ sin© y -J— cos © • V2

cos

© -Vi sin<

cos<

ou b : a : c =

1

1

sin©

cos © sin 0

cos 0 cos 0

Les dispositifs 38,40 et 42 de réglage des gains peuvent travailler de la même façon que les dispositifs 29 e 30 de réglage de gains de la figure 6, les dispositifs 40 et 42 de réglage des gains comprenant chacun deux étages en cascade dont l'un de gain

]j y cos©

Il est clair qu'en interchangeant les axes, on peut obtenir d'autres systèmes codeurs. Par exemple, on peut considérer les signaux avec les gains directionnels 1, x-jgy, zou 1, x, y — jgz. 40 Les décodeurs correspondants sont obtenus en échangeant de façon correspondante les chemins des signaux.

Les décodeurs décrits ci-dessus ne nécessitent pas d'aménagements spéciaux pour les différents mécanismes à l'aide desquels les oreilles humaines localisent les sons au-dessus et au-45 dessous de 700 Hz. Les décodeurs qui prennent en considération ces différences utilisent souvent des matrices fonction de la fréquence qui approximatisent une construction basse-fréquence «idéal» aux basses fréquences et une construction haute-fréquence «idéale» pour les fréquences élevées. Il y a également 50 une région de transition entre les fréquences pour lesquelles la matrice de décodage présente une forme intermédiaire. En théorie, le centre de cette région de transition peut se situer autour des 700 Hz. On a constaté qu'en pratique on peut obtenir des résultats satisfaisants si le centre de cette région de tran-55 sition est situé dans une gamme comprise entre 100 et 1000 Hz, mais de bonnes conditions d'écoute à l'écart du centre de la zone d'écoute sont réalisées si le centre de cette région se situe au-dessous de 700 Hz et une valeur égale à 320 Hz s'est révélée particulièrement appropriée.

60 On a constaté qu'il y a quatre critères de localisation. Deux de ces critères se rapportent au gain en tension et sont prédominants pour les basses fréquences. Les deux autres critères se rapportent au gain en énergie auquel le signal est soumis et ils sont prédominants pour les fréquences élevées. Les symboles 65 LB y, LF y, RF v et RB v représentent les gains en tension complexes auxquels est soumis un son monophonique dans une direction quelconque lorsqu'il a passé à travers tout le système, c'est-à-dire le codeur d'entrée et le décodeur pour alimenter les

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6

quatre hauts-parleurs représentés à la figure 1. Ainsi, pour un son pour lequel l'angle d'azimut apparent désiré est égal à 0, la condition la plus importante aux basses fréquences, connue sous le nom de Makita, est que les quantités x et y données par

_ / LF y + RF y — LB v — RB v \

x_ e\ LFv + RFv + LBv + RBv j

_ / LF y + LB y — RF y ~ RB y ^

y~ A LFv + RFV + LBV + RBV )

doivent pouvoir être exprimées sous la forme x cos 0 = r cos (J)

y sin© = rsin0

où r est un nombre positif. Le symbole «Re» signifie «partie réelle de». Lorsque cette condition est satisfaite, la direction apparente correcte du son est obtenue pour les basses fréquences. Toutefois la direction apparente du son tend à devenir instable lorsque l'auditeur déplace sa tête, à moins qu'une seconde condition, dite condition de vitesse, soit satisfaite. La condition de vitesse est donnée par

(x cos ©)~ + (Y sin©)2 = 1

Pour les fréquences supérieures, situées au-dessus de la fréquence de transition, la condition la plus importante est celle connue sous le nom de condition du vecteur énergie qui stipule que les grandeurs xE et yE définies par

LF y2 + RF y2 - LB y2 ~ RB v2 % LF y2 + RFV2 + LB y2 ~ RB y2

LF v2 + LB v2 - RF v2 ~ RB v2 yE LF y2 + RF y2 + LBV2 + RB v2 doivent pouvoir être exprimées sous la forme xE cos 0 = rE cos 0

yE sin © = rE sin 0

où rE est un nombre positif. Ceci entraîne une localisation correcte mais, si la direction apparente du son pour ces fréquences élevées doit être stable lorsque l'auditeur déplace sa tête, il est en outre nécessaire, en conformité avec la condition de l'amplitude de l'énergie de la quantité

(xEcos©)2 + (yE sin 0)2

soit aussi grande que possible pour toutes les directions. Dans la pratique, il peut être nécessaire de sacrifier à la valeur de cette quantité pour certaines directions afin de l'améliorer pour d'autres directions. La quantité ne peut naturellement jamais dépasser 1.

La condition de Makita et la condition du vecteur d'énergie qui déterminent les directions acoustiques de base aux basses et hautes fréquences respectivement sont les plus importantes. Etant donné qu'il n'est toutefois pas clair laquelle de ces deux théories est la plus importante dans la région des fréquences situées autour des fréquences de transition, il est important que les deux conditions soient satisfaites dans cette région. On peut montrer mathématiquement que tout décodeur WXY ou tout décodeur WXYZ satisfaisant soit à la condition de Makita soit à la condition du vecteur d'énergie satisfait automatiquement aux deux conditions.

Ainsi, un décodeur WXY ou un décodeur WXYZ construit de manière à satisfaire par exemple à la condition de Makita pour toutes les fréquences donnera une localisation sonore correcte pour toutes les fréquences. Ceci s'applique aux décodeurs 5 décrits ci-dessus. Afin d'améliorer la stabilité de la direction sonore apparente lorsque l'auditeur déplace la tête, il est nécessaire de satisfaire aux conditions de vitesse pour les basses fréquences et à la condition de l'amplitude d'énergie aux hautes fréquences. Ceci implique l'utilisation de décodeurs dépendent ]0de la fréquence.

La figure 9 illustre un décodeur semblable à celui représenté à la figure 5 mais modifié de manière à fournir la réponse requise à la fréquence. Deux filtres de correction identique 44 et 46 de type I sont branchés dans les chemins des signaux X et Y 15 respectivement. Un filtre de correction 48 de type II est branché dans le chemin du signal W. Les filtres 44,46 et 48 présentent des réponses de phase sensiblement identiques et un gain donné pour les fréquences basses, inférieures à une fréquence de transition, et un autre gain aux fréquences élevées supérieures à 20 cette fréquence de transition, et le gain passe progressivement de la valeur pour les basses fréquences à la valeur pour les fréquences élevées dans une bande de fréquences entourant la fréquence de transition. Si comme représenté, le signal d'entrée du décodeur se présente sous la forme d'un signal omni-direc-25 tionnel Wj et d'un signal de phase P,, les gains relatifs de tous les filtres 44,46 et 48 sont égaux à 1 pour les fréquences supérieures à la bande de fréquences de transition afin d'assurer une reproduction optimum aux fréquences élevées en conformité à la condition d'amplitude de l'énergie. Pour les fréquences infé-30 rieures à la bande des fréquences de transition, les gains des filtres I relativement à celui du filtre II sont exprimés par

2

sin 2 0

35 c'est-à-dire environ égaux à 2 lorsque se situe dans une gamme comprise entre 30 ° et 60 En conséquence, si les filtres de type I présentent un gain égal au double de celui du filtre II, pour les fréquences situées au-dessous de la bande des fréquences de transition, on a une condition satisfaisante.

40 La figure 10 illustre un circuit décodeur particulier de ce type. Afin de réduire le nombre de composants nécessaires, les filtres de correction et la commande de compensation de disposition sont disposés avant un circuit WXY modifié 50. Ceci signifie qu'un seul filtre correcteur 52 du type I est inséré dans le 45 chemin du signal de phase à la place des deux filtres de type 144 et 46 disposés dans les chemins des signaux X et Y respectivement. L'unité 20 de compensation de disposition constitue deux entrées de phase pour le circuit WXY 50 qui comprend deux circuits 54 et 56 dont le déphasage est de 0 ° et un circuit 58 so dont le déphasage est de 90 °.

Les filtres correcteurs 48 doivent présenter une réponse complexe en fonction de la fréquence donnée par:

rr~ 1 + jwra

I + jV^L (WT.)

où aj représente le gain basse fréquence et bi la gain haute 60 fréquence. Ce filtre est constitué d'un amplificateur 60 branché à un réseau R — C comprenant des résistances R,, R2 et R3 et une capacitance Q. Celle-ci est elle-même branchée en parallèle à un circuit comprenant un amplificateur 62 et une capacité C2 dans l'une des branches et un amplificateur 64 et une rési-65 stance R4 dans l'autre branche. Pour une fréquence de transition de 200 Hz, les variables figurant sans l'expression pour la réponse en fréquence ainsi que les composantes du circuit ont les valeurs indiquées dans la Table III.

7

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Table III

ai

0,6325

h,

1

T,

946,3|i secs.

T2

838,8(x secs.

gain de 60

1,2649

gain de 62

-1

gain de 64

1

Ri

0,1325 R0

R,

0,3675 Ru

R3

0,5 R0

R„C,

3237 u secs.

R4C2

T2

Les valeurs de R„ et R4 sont choisies arbitrairement de manière à faciliter la construction.

Le filtre correcteur 52 pour le signal de phase P présente la réponse en fréquence complexe suivante:

\j a3^3

1+j wT-,

où a3 représente le gain en basse fréquence et b3 le gain en haute 25 fréquence. Ce filtre est constitué de deux chemins parallèles dont l'un comprend un amplificateur 66 et une résistance R5 et l'autre un amplificateur 68 et une capacité C3. Les valeurs des différentes composantes du circuit sont représentées à la Table IV. 30

Le circuit représenté à la figure 10 comprend également un filtre passe-haut 82 disposé dans le circuit d'entrée des signaux Pj. I^e filtre passe-haut 82 est constitué d'une capacité 84 et d'un potentiomètre 86. Le but de ce filtre est de compenser, à 5 l'emplacement d'écoute, l'effet provoqué par la distance séparant les hauts-parleurs et un auditeur central. L'effet provoqué par une distance de haut-parleur finie est de produire une amplification des basses et un déphasage des composantes de moyennes fréquences de la vitesse du champ sonore à l'emplacement de l'auditeur, ce qui à son tour dégrade la qualité de l'image et peut dans certaines circonstances provoquer des erreurs de localisation des images sonores aux deux fréquences.

Lors de l'utilisation, le potentiomètre 86 est réglé de ma-nière que la constante de temps du filtre soit égale au temps nécessaire au son pour aller de l'un quelconque des hauts-parleurs 11 à 14 au point central 10 de la zone d'écoute (figure 1). Le potentiomètre 86 présente de préférence un cadran calibré en distance afin de faciliter le réglage.

20 II y a lieu de noter que, comme représenté à la figure 1, les hauts-parleurs 11 à 14 sont de préférence équidistants du point central 11. S'il est nécessaire que les distances des différents hauts-parleurs au point central 10 soient différentes les unes des autres, les gains en amplitude des signaux destinés aux hauts-parleurs les plus lointains sont augmentés jusqu'à ce qu'un résultat subjectif satisfaisant soit obtenu.

Table IV

a3

h

T3

gain de 54 gain de 56 R5C3

bi

669,2 (isecs. 1,2649 -1

752,6 usées.

La valeur de la résistance R5 est choisie arbitrairement de 40 manière à faciliter la construction.

L'unité 28 de compensation de disposition est constituée par un amplificateur 70 dont le gain est de 1,707, de deux résistances fixes 72 et 74 montées en série avec les sorties pour les deux circuits déphaseurs 56 et 58 du circuit WXY 50 et d'une 45 chaîne formée de deux résistances fixes 76 et 78 et d'un potentiomètre 80 branché en parallèle avec les deux sorties du réseau. Le contact mobile du potentiomètre 80 est relié à la masse. Les deux résistances 76 et 78 montées en série avec le potentiomètre présentent des valeurs égales à la moitié de celles du potentio- 50 mètre 80. Les deux résistances 72 et 74 présentent chacune des valeurs égales à 1,414 fois la valeur de la résistance du potentiomètre 80. L'amplificateur 60 assure que la somme des énergies développées aux deux sorties du circuit 28 de compensation de disposittion est effectivement égale à l'énergie appliquée à l'en- 55 trée de celui-ci.

Table V

Une compensation similaire pour les différents mécanismes de localisation sont utilisés par l'oreille humaine aux basses et 30 hautes fréquences peut être appliquée aux décodeurs WXYZ, les filtres de type I correspondants étant branchés dans les canaux X, Y et Z et un filtre correcteur de type II étant branché dans le canal W. Lorsque le signal d'entrée est constitué par un signal à quatre canaux se composant de quatre combinaisons 35 linéaires d'un signal omni-directionnel et de trois signaux résultant de captage des sons dans une direction d'arrivée donnée par les cosinus de direction (x, y, z) avec des gains directionnels correspondants égaux à V3x V3y et V3z, les gains en basse et haute fréquence de ces filtres correcteurs sont donnés par:

Filtre

II

gain en basse fréquence

1

1

gain en haute fréquence

V2/3

V2

La figure 11 illustre un décodeur destiné à être utilisé avec quatre signaux de canal type «discret» ou «mélangé par paires». Ces quatre signaux de canaux assignent des sons dans une direction horizontale comprise entre les azimuts de deux hauts-parleurs adjacents d'un réseau carré, en les alimentant par deux canaux correspondants à des hauts-parleurs adjacents, ceci avec la même phase mais des intensités différentes, c'est-à-dire qu'on a quatre canaux d'entrée LBj, LFI; RF! et RB,. Pour un azimut 0 avec la direction avant, les gains des signaux dans les quatre canaux d'entrée sont représentés à la Table V.

T

LB, LF, RF, RB,

-45 °s=0^45 ' 0

cos(45 0) sin(45°—0)

0

45 °s£0=£ 135 1 cos(135 ° — 0) sin(135 °— 0)

0 0

135 °=£0=£225 ' sin(225°—0)

0 0

cos(225 °—)

- 135 0 0

cos(— 45 ° — 0) sin( — 45 ° — 0)

- 450 1

Une telle façon de coder est d'usage courant. On peut déco- 65 X2 = — (— LB, + LF, + RF, + RB,) der en utilisant un décodeur WXY tel que celui représenté à la figure 13. La circuit WXY 88 de celui-ci comprend une matrice y =

d'amplitude 90 de type III satisfaisant aux équations

( LB, + LF, - RF, - RB,)

625 660

8

W2 = ~ ( LB, + LF, + RF, + RB,)

F = y (-LB, + LF, - RF, + RB,)

Les sorties différentielles X2 et Y2 de la matrice d'amplitude 90 sont reliées, par l'intermédiaire de circuits 92 et 94 dont les déphasages sont de 0 °, aux bornes de sortie X et Y.

La sortie omni-directionnele W2 est reliée, par un circuit 96 à déphasage de 0 ° et la sortie différentielle diagonale F est reliée par un circuit 98 à déphasage est de 90 °, à un additionneur proportionnel 100 lequel applique un gain de 0,707 à l'entrée W2 et un gain de 0,455 à l'entrée jF puis additionne ces deux signaux de manière à produire le signal de sortie W. Les signaux X et Y sont appliquée aux filtres correcteurs de type I 102 et 104 semblables au filtre 52 représenté à la figure 10 mais présentant un gain égal à l'unité pour les basses fréquences et un gain égal â VVj pour les fréquences élevées. Le signal W est appliqué à un filtre correcteur de type II106 qui est semblable au filtre 48 de la figure 10 mais présente un gain unité pour les basses fréquences et un gain égal â V'/: pour les fréquences élevées. Les sorties des filtres 102 et 104 sont reliées à des filtres pass-haut variables 108 et 110 identiques au filtre 82 de la figure 10 et dont les commandes de leurs potentiomètres sont combinées. Les filtres 108 et 110 assurent la compensation pour la proximité du haut-parleur comme décrit en regard de la figure 10. Les sorties des filtres 108 et 110 sont ensuite reliées à une unité de compensation de disposition 112. L'unité de 112 comprend une paire d'amplificateurs d'entrée 114 et 116 ayant chacun un gain de 2,414 et dont les sorties sont reliées aux sorties de l'unité de compensation de disposition par des résistances égales 118 et 120. Une chaîne de résistances constituée d'une résistance 122, d'un potentiomètre 124 et d'une résistance 126 est branchée entre les sorties de l'unité de compensation de disposition. La relation entre les valeurs du potentiomètre 124 et les différentes résistances est indiquée à la Table VI où S peut avoir toute valeur appropriée.

Table VI

composant résistance

118 0,707 S

120 0,707 S

122 0,25 S

124 0,50 S

126 0,50 S

L'utilisation des résistances 122 et 126 en série avec le potentiomètre 112 limite la gamme de réglage de la compensation de disposition à celle dans laquelle des résultats satisfaisants peuvent être obtenus comme décrit plus haut en regard de la figure 6.

Le décodeur illustré à la figure 11 peut également être utilisé comme décodeur pour quatre hauts-parleurs pour les enregistrements stéréo conventionnels, en reliant les deux canaux stéréo L et R aux entrées LF, et RF, respectivement et en mettant à la masse les deux autres entrées LB, et RB,. Ainsi ce matériel stéréo est traité comme le matériel à quatre canaux mélangés par paires pour lequel tous les sons proviennent d'un cadran compris entre — 45 ° et 45 °.

Un décodeur tel que décrit peut être utilisé pour décodeur des signaux en provenance d'une installation à trois canaux TMX dans laquelle le système d'entrée des décodeurs est constitué de trois canaux définis comme suit:

L=4 (W3+jP3>

R = y (w3 - jP3)

Tt = jp;

où P3 représente un signal dont le gain azimutal est le conjugué complexe de celui de P3, ceci comme décrit dans l'article de D.H. Cooper, T. Shiga et T. Takgi «Disque à canal porteur QMX» publié dans «Journal of the Audio Enigneering Society» svolume 21, pages 614—624, octobre 1973. Le circuit WXY 88 de la figure 11 est remplacé par le circuit WXY représenté à la figure 12. Les signaux d'entrée L et R sont appliqués à une matrice 110IV définie par:

ioW3 = L + R

jP3 = L — R

Le signal de sortie W3 de la matrice 130 est appliqué à un i5circuit à phase de 0 ° 132 de manière à former le signal de sortie W du circuit WXY. La sortie jP3 de la matrice 130 est reliée à la fois au circuit 134 à phase de 0 ° et au circuit 136 à phase de — 90 °. De même, le signal d'entrée Tt en provenance de la source TMX est appliqué au circuit à phase de — 90 ° 138 et à 20un circuit 140 à phase de — 180 °. Les sorties des deux circuits 136 et 138 sont ajoutées, chacune avec un gain de 0,707 dans un additionneur proportionnel 142, dont la sortie constitue la sortie X du circuit WXY. De même, les signaux de sortie des deux circuits 134 et 140 sont ajoutés, les deux avec un gain de 0,707, 25 dans un additionneur proportionnel 144 dont le signal de sortie constitue le signal de sortie Y du circuit WXY.

Un décodeur tel que décrit peut également être utilisé pour constituer le système QMX décrit dans l'article précité ci-des-sus. Le système à disque QMX comprend des signaux TMX 30 dans lesquels le signal Tt présente une largeur de bande réduite et ne peut pas en conséquence être utilisé autour des 6 kHz. Dans un décodeur destiné à cette installation, le circuit WXY représenté à la figure 12 est remplacé par un circuit WXY tel que représenté à la figure 13. On verra que ce circuit diffère du 35 circuit selon la figure 12 en ce que les sorties W et jP de la matrice 130 de type IV sont acheminées à travers un filtre passe-tout 146, et un filtre correcteur 148 de type III et que le signal d'entrée Tt est acheminé à travers un filtre passe-bas 150 dont la fréquence de coupure se situe autour des 2 kHz. Le filtre 40 passe-tout 146, le filtre correcteur 148 et le filtre passe-bas 150 présentent tous sensiblement la même réponse en phase et ont tous le même gain unité pour des fréquences bien inférieures à 2kHz. Le filtre correcteur 148 présente un gain égal à V2 pour les fréquences élevées et une fréquence de transition égale à — 6 45 dB la fréquence du filtre passe-bas 150.

Le filtre passe-bas 150 comprend deux filtres passe-bas identiques à résistance et capacité qui sont montés en cascade, le filtre passe-tout 146 étant constitué par un filtre à résistance et capacité ayant la même constante de temps que le filtre passe-50 bas 150 et le filtre correcteur 148 étant constitué par un filtre à résistance et capacité suivi d'un filtre passe-tout compensateur de phase qui est construit de façon semblable à ceux utilisés pour le filtre correcteur 48 de type II représenté à la figure 10.

Dans le cas des circuits WXY à deux entrée^, les signaux 55 d'entrée n'ont pas besoin d'être constitués par le signal d'entrée omni-directionnel W, et le signal d'entrée de phase P,, tels qu'ils se présentent. Toute autre combinaison linéaire non singulière de ceux-ci peut être utilisée avec un circuit WXY convenablement modifié. Les signaux Q et R qui sont reliés aux signaux W 60 et P de la façon suivante:

Q = a W, +PP,

r = ß*w, + a*P,

65 où a et ß sont des nombres complexes et a* et ß* leur conjugué complexe, peuvent être utilisés à la place des signaux W, et P,. Ceci est dû au fait que chacun de ces signaux présentent une amplitude égale mais une phase différente.

9

625 660

Un décodeur tel que décrit peut également être utilisé pour décoder des entrées pouvant être regardées comme constituées de deux signaux W4 et P4. W4 est un signal omni-directionnel dont le gain est égal à l'unité dans toutes les directions et P4 un signal dont le gain est égal à

m cos <£>—j sin <$>

où représente l'angle azimut depuis l'avant et m un nombre réel. Lorsque m = 1, le signal P4 est naturellement un singal de phase conventionnelle. Des signaux d'entrée se présentant sous la forme des signaux W4 et P4 peuvent être décodés par un circuit WXY conformément aux équation suivantes:

W = W4 X =

y =

1

mV 1

V2"

j P4

Les systèmes codeurs connus sous le nom de «matrice G BBC» et «matrice H BBC», décrits dans l'article «the subjective Performance of Various Quadraphonic Matrix Systems» publié en novembre 1974 dans «British Broadcasting Corporation Research Department Engineering Division Report BBC RD 1974—29» produisent des signaux L et R correspondant aux signaux stéréo gauche et droite.

On peut montrer que les signaux L et R peuvent être considérés comme des combinaisons linéaires des signaux W4 et P4 répondant aux équations suivantes:

W4 = L + Y*R

P4 = L + y*R

où et sont des nombres complexes différents de zéro et de module 1 tandis que y* et ô* sont leurs conjugués complexes. Les signaux W4 et P4 peuvent être décodés par le circuit WXY décrit ci-dessus avec un m approximativement égal à 0,68.

Dans toutes les formes d'exécution décrites ci-dessus, les signaux W', X' et Y' ou W', X', Y' et Z' ont été reproduits sous la forme de signaux discrets et appliqués à une matrice d'amplitude de type I ou de type II respectivement. Il est clair que l'invention est également applicable aux installations dans lesquelles ces signaux ne présentent pas une existence discrète séparée mais se présentent sous la forme de combinaisons li-5 néaires des uns et des autres, les signaux de sortie appliqués aux hauts-parleurs étant directement de telles combinaisons linéaires.

Lorsqu'il est possible d'interchanger les positions des circuits ou de combiner les circuits sans changer leur fonction glo-io baie, ces modifications tombent dans le cadre de l'invention. Par exemple, lorsque deux circuits montés en cascade peuvent être exprimés mathématiquement par des matrices correspondantes, ils peuvent être rempalcés par un seul circuit pouvant être représenté mathématiquement par le produit des deux matrices. 15 II est clair qu'en tout point des installations décrites on peut insérer des amplificateurs supplémentaires pour produire le gain global considéré comme nécessaire par les hommes du métier. En particulier, les signaux destinés aux différents hauts-parleurs sont appliqués à ceux-ci par l'intermédiaire d'amplificateurs de 20 puissance.

Dans toutes les formes d'exécution on peut prévoir des chemins directs supplémentaires pour les signaux entre le circuit WXY ou le circuit WXYZ et la matrice d'amplitude produisant les signaux destinés aux hauts-parleurs. Par exemple, dans la 25 forme d'exécution représentée à la figure 9, un quatrième chemin de signal F peut être ajouté qui relie directement le circuit WXY 20 à la matrice d'amplitude 28 qui est ainsi agencée de manière à produire des signaux de sortie répondant aux équations suivantes:

30 1

X' + W' + Y' - F)

LB

("

( X' + W' + Y' + F) ( X' + W' - Y' - F)

RB = 4- (—X' + W' — Y' + F)

lf=4 mrf-|

2

40 qui se présentent comme précédemment si le signal F est égal à zéro. L'adjonction du chemin de signal F n'affecte pas l'effet directionnel global du décodeur pour autant que F soit déphasé de ± 90 ° relativement à X' et Y' pour toutes les directions.

6 feuilles dessins

Claims (5)

1. 625 660

   2

   REVENDICATIONS

   1. Décodeur pour installation de reproduction de sons, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de sortie pour produire des signaux de sortie destinés à au moins trois hauts-parleurs entourant une position d'écoute, des moyens d'entrée (20, 24) pour recevoir au moins deux signaux d'entrée formés par des composantes d'un signal de pression (17) correspondant à la pression totale de sortie que l'on désire obtenir et des composantes d'un signal de vitesse (18) représentant la vitesse du champ sonore que l'on désire obtenir à la position d'écoute et des moynes de réglage de gains (44,46,48) disposés entre les moyens d'entrée et les moyens de sortie et agencés pour appliquer des gains relatifs qui dépendent de la fréquence aux dites composantes du signal de pression et du signal de vitesse, de manière que le gain appliqué aux composantes du signal de pression dont les fréquences se situent au-dessus d'une bande de fréquences donnée, divisé par le gain appliqué aux composantes du signal de vitesse dont les fréquences se situent au-dessus de ladite bande de fréquences donnée soit supérieur au gain appliqué aux composantes du signal de pression dont les fréquences se situent au-dessous de ladite bande de fréquences donnée divisé par le gain appliqué aux composantes du signal de vitesse dont les fréquences se situent au-dessous de ladite bande de fréquences donnée.
2. 2. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les dits moyens d'entrée sont agencés pour produire un premier signal discret (W) ne renferment que des composantes du signal de pression et un deuxième signal discret (X, Y) ne renfermant que des composantes du signal de vitesse et en ce que les dits moyens de réglage de gains comprennent un premier filtre (48) présentant une première caractéristique et alimenté par le premier signal discret et un second filtre (52) présentant une seconde caractéristique et alimenté par le deuxième signal discret.
3. 3. Décodeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les dits moyens d'entrée sont agencés pour produire un premier signal discret (W) ne renfermant que des composantes du signal de pression et des deuxièmes signaux discrets (X, Y) ne renfermant que des composantes du signal de vitesse et en ce que les dits moyens de réglage de gains comprennent un premier filtre (48) présentant une première caractéristique et alimenté par le premier signal discret et des seconds filtres (44,46) présentant une seconde caractéristique et alimentés, par les deuxièmes signaux discrets.
4. 4. Décodeur selon les revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que le premier filtre (48) a une réponse fréquentielle donnée par gains sont respectivement b( et b3, ceci de manière que le déphasage produit par ces filtres soit sensiblement le même pour toutes les fréquences.
5. 5. Décodeur selon les revendications 1 à 3, caractérisé en ce s que les dites composantes du signal de vitesse sont passées à travers un filtre passe-haut (82), dont la constante de temps est sensiblement égale au temps de propagation du son des hauts-parleurs à la position d'écoute.

   V aibi bj +jwTJ 1 - jwT2

   1 + j

   V

   (wT,)

   1 + jwT2

   où ai représente le gain en basse fréquence et b] le gain en haute fréquence, et en ce que le ou les deuxièmes filtres (52,44,46) ont une réponse fréquentielle donnée par f-

   a^b-.

   jwT3

   1 + j wT3

   où a3 est le gain en basse fréquence et b3 la gain en haute fréquence, T,, T2 et T3 étant des constantes de temps dépendant de la fréquence de transition située dans la bande de fréquence donnée séparant le domaine de basse fréquence où les gains sont respectivement ai et a3 et le domaine de haute fréquence où ces