CH632850A5 - Impuls-dopplerradar-filteranordnung. - Google Patents

Description

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Filteranordnung im Emp- Q erhalten werden. Die Signale X](tn) und XQ(tn) können jeweils fänger eines Impuls-Dopplerradars zu schaffen, mit dem eine dargestellt werden durch das Signal X(tn) = e>2 nfdtn, Ausfiltrierung der niedrigen Boden- und Meeres-Störflecken- 0 = 0.

frequenzen sowie eine Ausfiltrierung der übrigen Störflecken 40 Die Abtastmomente können so gewählt werden, dass eine mit höherer Dopplerfrequenz mittels Digitalfiltern bekannter regelmässige Abtastung durchgeführt wird, d.h. tn = nT (n = 1, Auslegung erfolgen kann. 2,3,...), oder derart, dass die Zeit zwischen aufeinanderfolgen-

Diese Aufgabe wird durch eine Filteranordnung, wie sie im den Abtastimpulsen sich innerhalb eines bestimmten Zeitinter-kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 definiert ist, valls NT ändert, jedoch dasselbe Abtastmuster nach dem gelöst. 45 Abtastmoment tn = NT wiedererscheint, wobei es sich um die

Die Erfindung basiert also auf dem zuvor erwähnten sogenannte «Staffelung» handelt. In dem zuletzt genannten bekannten Verfahren, zeigt jedoch den zusätzlichen Vorteil, Fall gilt, dass die Abtastung zu den Zeitpunkten yNt + tk dass, weil die Berechnung der bewegten Störflecken nach dem erfolgt, worin y = 0,1,... und k = 0,1,2,..., N -1.

Ausfiltrieren der Bodenstörflecken erfolgt, diese Störflecken Das Prinzip der erfindungsgemässen Dopplerfilteranord-

die Berechnung nicht beeinflussen. 50 nung geht aus Fig. 3 hervor. Die Filteranordnung enthält ein

Weitere Merkmale und Zweckmässigkeiten der Erfindung erstes Digitalfilter DFi von an sich bekannter Art, zweckmäs-ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen sigerweise ein Transversalfilter, das so dimensioniert ist, dass es anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen: - die Echos von Boden-und Meeresstörflecken eliminiert, also

Fig. 1 ein Frequenzdiagramm, in dem einerseits das Fre- Störflecken mit niedriger Geschwindigkeit bzw. die Filtercha-quenzspektrum eines empfangenen Radarsignals und anderer- 55 rakteristik nach Fig. 1. Da die Filtercharakteristik eines Digital-seits eine bestimmte ausgewählte Filter- oder Siebcharakteri- filters periodisch mit einer Periode gleich dem invertierten stik dargestellt ist; Wert der Abtastfrequenz ist, erscheint es periodisch wieder,

Fig. 2 zu Erläuterungszwecken ein Blockschaltbild wenn eine regelmässige Abtastung angewandt wird. Bei sich bestimmter Einheiten, die in einem Radarempfänger enthalten ändernder Abtastfrequenz (Staffelung) ist die Charakteristik sind, wobei diese Einheiten der erfindungsgemässen Doppler- 60 des Filters DFi unregelmässig, und es kann keine bestimmte filteranordnung vorausgehen; Lage seines Sperrbandes ausser für sehr niedrige Frequenzen,

Fig. 3 das Prinzip eines erfindungsgemässen Dopplerfilters die den Boden- und Meeresstörflecken entsprechen, angegeben in Form eines Blockschaltbildes; werden. Das Filter DFi kann also im letzteren Fall nicht allge-

Fig. 4 Einzelheiten eines Digitalfilters bekannter Auslegung, mein so dimensioniert werden, dass Störflecken mit sehr niedri-das in der Anordnung nach Fig. 3 enthalten ist, und 65 ger Geschwindigkeit (Boden und Meer) und Störflecken mit

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfin- höherer Geschwindigkeit gleichzeitig eliminiert werden kön-dungsgemässen Doppler-Filteranordnung. nen. Das Eingangssignal des Filters ist mit xi(tn) und sein Aus in dem in Fig. 1 gezeigten Frequenzdiagramm ist ein Stör- gangssignal mit yi(tn) bezeichnet.

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Mit dem Ausgang des Filters DFi ist der Block HK verbunden, dessen Aufbau anhand von Fig. 5 näher erläutert wird. Der Block HK führt eine Berechnung der Störfleckensignale aus, die nach dem Filtrierungs- bzw. Siebvorgang im ersten Filter DFi verbleiben und führt eine Geschwindigkeitskompensation der Hauptfrequenz fm des dominierenden Störfleckenspektrums durch. Diese Kompensation beinhaltet, dass alle Frequenzkomponenten des ankommenden Signals yi(tn) in der Frequenz so geändert werden, dass die verbleibenden bewegten Störflecken unter eine bestimmte Frequenzgrenze fallen, beispielsweise unter den Wert 1/8 T im Diagramm nach Fig. 1. Das anschliessende Digitalfilter DF2, das dem Block HK nachgeschaltet ist, ist nach demselben Prinzip dimensioniert wie das erste Filter DFi, welches so dimensioniert ist, dass sein Sperrband zusammenfällt mit den Störflecken, deren Frequenzen einen niedrigen Wert aufweisen (Boden- und Meeresstörflek-ken). Hierdurch wird das Dimensionierungsproblem für das zweite Filter DF2 durch Verwendung der «Staffelung» in das relativ einfache Dimensionierungsproblem überführt, das für das erste Filter DFi gilt. Das Filter DF2 eliminiert also die verbleibenden bewegten Störflecken (Niederschläge), und die einzige Annahme besteht darin, dass die verbleibenden Störflek-kensignale ein dominierendes Spektrum aufweisen, dessen Mittelfrequenz fm im Block H K berechnet werden kann.

Jedes Filter DFi, DF2 besteht aus einem an sich bekannten Digitalfilter, dessen Auslegung in Fig. 4 gezeigt ist. Das Filter nach Fig. 4 enthält eine Anzahl Verzögerungsschaltungen, bei10

spielsweise drei Schaltungen DL1-DL3, jeweils mit einer Verzögerung T gleich der Periodenzeit der Radarimpulse. Das Ausgangssignal jeder Verzögerungsschaltung wird an einen Multiplizierer MU0-MU3 angelegt, und zwar mit den Koeffizienten Lo(n), Li(n) und Lî(n) für das Filter DFi und mit den Koeffizienten Ko(n), Ki(n), K2(n), K3(n) für das Filter DF2, wobei der Index (n) anzeigt, dass der Wert der Koeffizienten sich für die verschiedenen Abtastmomente tn ändern kann. Die Ausgangssignale aller Multiplizierer werden einer Addierschaltung ADD zugeführt. Im folgenden wird nur die Ausführung mit Staffelung betrachtet, wo das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen sich entsprechend den vorstehenden Angaben ändert. Der Fall mit regelmässiger Abtastung ist ein Spezialfall, bei dem t„ = n.T.

1 s Die gemäss der Erfindung vorgeschlagene Geschwindigkeitskompensation des Ausgangssignals yi(tn) aus dem Filter DFi wird zunächst bezüglich der Signale beschrieben und anschliessend wird eine geeignete Ausführungsform des Blocks HK und des darauffolgenden Filters DF2 (Fig. 3) anhand von 20 Fig. 5 näher erläutert.

Bei der Staffelung ändert sich die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Abtastimpulsen, die Veränderung ist jedoch periodisch mit der Periode NT, was beinhaltet, dass die Charakteristik der Filter DFi, DF2 sich nach den Zeitpunkten 25 NT, 2NT,... wiederholt. Wenn das Eingangssignal des Filters DFi den Wert x(tn) = e-i2 nfd( vNT+w) aufweist, so ist das Ausgangssignal des Filters DFi:

yl(t ) = r Lt<n> e j 2Ttf d (-UNT + =

n i=0

= Z Li(n) e-j2nfD(nT-tn-i) ej2nfD<uN + n> T i=0

= Cn (fD) ej21IfD^N + n> T'

worin n die Anzahl der Verzögerungsschaltungen im Filter 40 tet, dass das Signal yi(t„) geteilt wird durch das Signal C„(fm) ei2 DFi ist. nfm( vN+n)T, worin fm das Ergebnis einer Messung der Mittelfre-

In diesem Falle gilt, dass die Amplitude und die Phase des quenz des dominierenden Störfleckenspektrums hinter dem Ausgangssignals yi(t„), repräsentiert durch den Faktor Cn(fd), Filter DFi ist. Es gilt also:

zeitabhängig sind. Die Geschwindigkeitskompensation beinhal-

x,(t ) = 2. n

-n

(fd)

ej2JI(fd - fm) (VN + n) T

Das Ausgangssignal des Filters DF2 ist gegeben durch r2

y2 (tJ = 1 Ki •'

An) cn-l (fd} e-j2n(fd ~ fm) . i

T

i=0 Cn-1 (f m')

j2ü(fd - fm) (vN + n) T,

worin r2 die Zahl der Verzögerungsschaltungen im Filter DF2 dass:

ist. a) wenn die Dopplerfrequenz fd » 0, das Signal im ersten Fil-

Aus den Ausdrücken für y i(tn), X2(tn) und y2(tn) geht hervor, ter DFi eliminiert werden kann, weil

Cn (fd)

E

i=0

Li ^ ^ - 0 gemacht'werden kann,

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b) wenn die Dopplerfrequenz fd # 0 und eine korrekte Berechnung dieser Frequenz des dominierenden Störfleckenspektrums im Block HK ausgeführt wurde, d.h. fm =» fd, das Eingangssignal des Filters DF2 den Wert x2(tn) = e>2 n(fd ~fm) ( vN H

n)T

yi(tn) » 0, wenn das ankommende Signal aus Bodenstörflek-kensignalen besteht, d.h. fD » 0. Speziell wird gefordert, dass yi(tn) = 0, weil fD = AfK, K = 1,... n. AfK ist innerhalb des Frequenzbereichs des Bodenstörfleckenspektrums gewählt. Diese 5 Forderung kann erfüllt werden, indem folgende Wahl getroffen wird:

aufweist, wodurch ein Signal mit niedriger Frequenz repräsentiert wird, das im Filter DF2 auf dieselbe Weise eliminiert werden kann wie das Signal eJ'2 nfdtn, das im Filter DFi für fd 0 eliminiert wurde.

Zur Berechnung der Filterkoeffizienten Lj(n) und K;(n) werden die folgenden Forderungen an die Ausgangssignale yi(tn) und y2(tn) gestellt:

Cn( AfK) = 0 K = i,... ri, n = i,... N

d.h. Filter DFi eliminiert die Bodenstörflecken. Die Gleichung C„( AfK) = 0 führt zum folgenden Gleichungssystem für die Berechnung der Filterkoeffizienten Lj(n):

rl l

i=0

L. 1

(n)e-j2ïïAfK

(nT

tn-i) _

= 0

Wenn AfK symmetrisch um die Frequenz 0 herum gewählt wird, telfrequenz der Störflecken wurde zu fm ~ fd gemessen. Insbe-so führen die oben angegebenen Beziehungen zu reellen und sondere wird verlangt, dass y2(tn) = 0 für fD - fm = SfK innerhalb zeitabhängigen Koeffizienten L;(n). des Frequenzbereichs der bewegten Störflecken liegt. Diese

Das Signal y2(tn) » 0, wenn das Eingangssignal aus Signalen Bedingung ergibt das folgende Gleichungssystem von bewegten Störflecken mit der Frequenz fd besteht. Die Mit- 25

T2 / \ C . (f +<5f

^ T, . (n) n-l "m K)

z ki • c—m—

l-O n-i' m e~j211. ôfK

T = 0 K = i, . . . r 2

für die Bestimmung der Filterkoeffizienten K|(n).

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des in Fig. 3 gezeigten Blocks HK für die Gewinnung einer Geschwindigkeitskompensation, gemeinsam mit den zwei Filtern DFi, DF2. Aus dem Ausdruck für X2(tn) geht nach den obigen Ausführungen hervor, dass die Kompensation bezüglich der Signale ausgeführt wird, indem das Ausgangssignal yi(tn) aus dem Filter DFi dividiert wird durch den Faktor Cn (fm) e'2 nfm( vN+n)T worin fm einen berechneten Wert der Mittelfrequenz des dominierenden Spektrums sd der bewegten Störflecken repräsentiert. Aus dem Filter DFi wird ein Signal Re{yi(tn)l am 1-Kanal und ein Signal Im yi(tn) am Q-Kanal erhalten. Mit jedem Kanal I, Q ist eine Phasenmessschaltung FK verbunden, um die Phasendifferenz A® zwischen zwei aufeinanderfolgenden gefilterten Abtastwerten zu messen. Dies wird in bekannter Weise durchgeführt, indem zunächst die zwei Komponenten des Abtastwertes im I- und Q-Kanal gemessen werden, wobei ein Wert des Phasenwinkels ®i relativ zu einem bestimmten Bezugswert erhalten wird. Danach wird in gleicher Weise der Phasenwinkel ®2 für den nächsten Abtastwert gemessen, und es wird die Differenz A® = ®i - ®2 gebildet. Für jede Staffelungssequenz t„ werden Abtastwerte erhalten, die eine Sequenz von Phasendifferenzen A®n zwischen zwei aufeinanderfolgenden gesiebten bzw. gefilterten Abtastwerten yi(tn) ergeben. Diese Sequenz A®„ wird für die empfangenen Phasendifferenz-werte A®n während der Zeitperiode NT, die einer vollständigen Staffelungssequenz entspricht, einem Akkumulator S zugeführt. Der Akkumulator ist an sich bekannt und kann beispielsweise aus einer Rückkopplungs-Summationseinrichtung beste-35 hen.

Mit Mi und M2 sind zwei Speichereinheiten bezeichnet, beispielsweise PROMs (programmierbare Nur-Lesespeicher). Der Speicher Mi besteht aus einer Matrix, in der die Werte der Koeffizienten Cn(fm) für verschiedene Werte der Phasendiffe-40 renz A® und für verschiedene Werte von tn in der Staffelungssequenz eingeschrieben werden. Für jedes Wertepaar tn, A® wird also ein bestimmter Wert der Koeffizienten Cn(fm) erhalten, da fm aus dem Wert A®211T • fm berechnet wird, worin T bekannt ist.

45 Die Speichereinheit M2 besteht aus einer Matrix in Form eines PROMs, in dem die Sinus- und Kosinuswerte für verschiedene Winkel 4> aufgelistet werden, wobei diese Winkel aus dem Akkumulator S erhalten werden. Die Speichereinheit Mi weist nur einen Ausgang auf, an dem der Wert 1/1 Cn(fm) | erscheint, so jedoch zwei Eingänge, an denen jeweils der Eingangswert A® und die Taktimpulse ci erscheinen, letztere zu den Abtastzeitpunkten tn in jedem Intervall vNT.

Die Speichereinheit M2 weist einen I- und Q-Ausgang auf, an dem die Werte - Sinus ® bzw. Kosinus ® erscheinen, wobei 55 ® die akkumulierte Phase ist. Ein Multiplizierer MU ist mit den zwei Ausgängen der Einheit M2 und mit dem Ausgang der Einheit Mi verbunden, um den Faktor 1/1 Cn(fm) | mit den Sinusbzw. mit den Kosinuswerten der akkumulierten Phase zu multiplizieren. Am I- bzw. Q-Ausgang des Multiplizierers MU 60 erscheinen folglich zwei Komponenten

- Sinus (j) !Cn(fm)I

bzw.

Kosinus <{) j Cn(fm) I

die erforderlich sind, um den komplexen Wert 1/Cn(fm) e~'2 nfm< vNT+tn) 2U bilden.

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Entsprechend obiger Beschreibung gilt bezüglich der tiplizierer MU verbunden ist, führt diese komplexen Mult'iplika-

Signalbehandlung, dass der Faktor Cn(fd) • eJ2 nfd ( vNT+tn> zur tionen aus, da die I- und Q-Komponenten der komplexen Fakto-

Geschwindigkeitskompensation mit dem Faktor 1/Cn(fm) • e~-i2 ren als Signalwerte am jeweiligen Kanal verfügbar sind. Am I-nfm( vNT+tn) multipliziert werden muss. Der komplexe Multiplizie- und Q-Ausgang des Multiplizierers MK werden also die entrer MK, der mit dem Ausgang des Filters DFi und mit dem Mul- 5 sprechenden Signalkomponenten von x (tn) = C]1 (£d) . ei2ïï(fd - fm) (vNT+tn)

erhalten, nämlich die obigen.

Das Filter DF2 enthält ein Digital-Transversalfilter DF4 der abgegeben und an den Ausgängen I und Q des Filters erschei-in Fig. 4 gezeigten Auslegung. Um eine gute Störfleckenunter- 15 nen die Quadraturkomponenten des erwünschten gefilterten drückung innerhalb des gesamten Geschwindigkeitsbereiches Signals y2(tn).

zu erzielen, ist es allgemein erforderlich, verschiedene Filterko- Die Filter DFi, DF2 sind wie erwähnt gemäss Fig. 4 ausge-effizienten K,(n) für verschiedene gemessene Frequenzen fm zu bildet. Diese Figur zeigt jedoch nur die Auslegung für einen wählen. Die Filterkoeffizienten Kj(n) werden aus der oben Kanal, beispielsweise den I-Kanal, und die Multiplizierer angegebenen Beziehung bestimmt. Mit den im Filter DF4 ent- 20 MU0-MU2 multiplizieren die Signalkomponenten von xi(t„) haltenen Multiplizierern ist eine Speichereinheit MF verbun- und X2(tn) in diesem Kanal mit den entsprechenden Komponen-den, beispielsweise in Form des PROMs, in dem die Koeffizien- ten der Koeffizienten L;(n) und K;(n). Die entsprechenden Fil-ten Ki(n) für jeden Wert von AO und jeden Zeitpunkt t„ in terschaltungen sind im anderen Kanal Q enthalten, und bei der

Matrixform eingeschrieben werden. Die Speichereinheit MF komplexen Multiplikation in den Multiplizierern MU0-MU2 ist hierfür mit ihren zwei Steuereingängen einerseits mit dem 25 werden die Werte in den Kanälen I und Q miteinander Ausgang der Phasenmessschaltung FK, an dem der Wert von gemischt. Die Filter DFi, DF2 weisen für eine gegebene Ord-AO erscheint, und andererseits mit dem Taktimpulsgenerator nung (bestimmt durch die Anzahl von Verzögerungsschaltun-(nicht gezeigt) verbunden, der die Taktimpulse ci zu rechter gen DL1-DL3) ein gegebenes Durchlassband auf, dessen Breite Zeit mit der der Staffelungssequenz tn (innerhalb jedes Inter- in bekannter Weise ausgeweitet werden kann, indem Filter mit valls vNT) erzeugt. Die Werte der Koeffizienten Ki(n), die von 30 hoher Ordnung gewählt werden.

AO und tn abhängen, werden an die Multiplizierer im Filter DF4

G

1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

632850 2 PATENTANSPRÜCHE ter Störfleckechosignale bzw. Echosignale innerhalb eines

1. Filteranordnung im Empfänger eines Impuls-Dopplerra- bestimmten unteren und höheren Geschwindigkeitsbereichs, dars zur Reduzierung von unerwünschten Störfleckechosigna- welcher dem Geschwindigkeitsbereich eines empfangenen len innerhalb eines bestimmten unteren und eines höheren Zielobjektechos entspricht, welches das Ansprechsignal von Geschwindigkeitsbereichs, welches dem Geschwindigkeitsbe- 5 Radarimpulsen bildet, die vom Radar mit unregelmässiger reich eines empfangenen Zielobjektechos entspricht, welches Impulswiederholungsfrequenz («Staffelung») ausgesendet wer-das Ansprechsignal von Radarimpulsen bildet, die vom Radar den, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites Digitalfil-mit unregelmässiger Impulswiederholungsfrequenz ausgesen- ter enthält und die Frequenzgrenze zwischen dem Durchlass-det werden, wobei die Anordnung ein erstes und ein zweites und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, dass die Digitalfilter enthält und die Frequenzgrenze zwischen dem io Störfleckechosignale innerhalb des unteren Geschwindigkeits-Durchlass- und dem Sperrband des ersten Filters so gewählt ist, bereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, jedoch das dass die Störfleckechosignale innerhalb des unteren Geschwin- gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlassband fällt, digkeitsbereichs in das Sperrband des ersten Filters fallen, Derartige «Störfleckechosignale» können beispielsweise durch jedoch das gewünschte Zielobjektechosignal in sein Durchlass- den Boden, das Meer oder Regen verursacht werden.

band fällt, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung 15 Es gehört zu den Aufgaben eines Radarempfängers, Radar-(HK), die mit dem Ausgang des ersten Filters (DFi) verbunden echos bzw. sogenannte «Störflecke» zu unterdrücken, die ist, mit Mitteln zur Frequenzüberführung der vom ersten Filter durch Reflexionen an nicht relevanten Zielobjekten verursacht (DFi) durchgelassenen Störfleckechosignale des höheren werden, beispielsweise am Boden, auf dem Meer oder durch

Geschwindigkeitsbereichs derart, dass die Mittelfrequenz die- Niederschläge (Regen oder Schnee), und nur das gewünschte ser Störfleckechosignale einen Wert annimmt, der niedriger ist 20 sich bewegende Zielobjekt, beispielsweise ein Flugzeug, zu als der Wert vor der Überführung, wobei der Ausgang der erfassen. Zu diesem Zweck wird die Geschwindigkeitsdifferenz

Schaltungsanordnung mit dem Eingang des zweiten Digitalfil- der unerwünschten Zielobjekte bezüglich des oder der ters (DF2) verbunden ist, dessen Sperrband hauptsächlich gewünschten Zielobjekte herangezogen. Bei einem Kohärent zusammenfällt mit dem Sperrband des ersten Filters (DFi) bei impuls-Dopplerradar bekannter Art wird ein gepulstes Hochniedrigen Frequenzen, zur Unterdrückung der Störfleckecho- 25 frequenzsignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz übertra-signale, die vor der Überführung im höheren Geschwindig- gen, das nach Reflexion an einem bewegten Zielobjekt mit keitsbereich liegen. einer bestimmten geänderten Frequenz fo ± fj zurückkehrt,

2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- wobei die Änderung fd von der Dopplerverschiebung,abhängt, net, dass die Schaltungsanordnung eine Phasenmessschaltung d.h. der Radialgeschwindigkeit des bewegten Zielobjektes rela-(FK) zur Bestimmung einer Sequenz von Phasendifferenzen 30 tiv zu der Radarstation. Das ankommende Echosignal wird in

( Acl)n)zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten des ersten dem Empfänger mit der Trägerfrequenz fo gemischt, wobei die Filters (DFi) für jede Sequenz von ausgesendeten Radarimpul- Dopplerfrequenz fd erhalten wird. Würde das ausgesendete sen, eine erste Speichereinheit (Mi) zur Bildung des invertier- Signal (die Trägerfrequenz fo) nicht gepulst, so würde ein reines ten Wertes von Koeffizienten (Cn), die den Abtastwerten des Sinussignal erhalten, dessen Frequenz die Dopplerfrequenz fd Ausgangssignales (yi(tn)) des ersten Filters bei einer bestimm- 35 ist. Da das ausgesendete Signal mit einer Impulsfrequenz fp = ten Phasendifferenz entsprechen, eine Multiplizierschaltung 1/T, worin T die Periodenzeit ist, gepulst wird, gibt der Empfän-(MK), die zwischen das erste und zweite Filter (DFi, DF2) ger ein gepulstes Signal ab, das sinusmoduliert ist, wobei die gelegt ist und mit der Speichereinheit (Mi) verbunden ist, zum Modulationsgrösse eine Frequenz aufweist, die gleich der Multiplizieren des Ausgangssignals mit dem invertierten Wert, Dopplerfrequenz fj ist. Ferner enthält das empfangene Signal und eine zweite Speichereinheit (MF) enthält, die mit der Pha- 40 Frequenzkomponenten, die von unerwünschten Zielobjekten senmessschaltung und mit dem zweiten Digitalfilter verbunden ausgehen, was dazu führt, dass das empfangene Signal nicht ist, zum Speichern von Koeffizientenwerten (Ki(n)), die zum rein sinusförmig moduliert ist. Das empfangene und im Emp-zweiten Filter (DF2) gehören, und zwar für jede gemessene fänger gemischte Signal enthält folglich eine Anzahl von Phasendifferenz und für jeden Abtastmoment (tn) innerhalb erwünschten und von unerwünschten Frequenzkomponenten, einer Staffelungssequenz der mit unregelmässiger Impuls- 45 Es ist bereits bekannt, Filter (sogenannte Dopplerfilter) in wiederholungsfrequenz ausgesendeten Radarimpulse. einem Empfänger für Impuls-Dopplerradargeräte vorzusehen,

3. Filteranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich- wobei die Aufgabe dieser Filter darin besteht, in einem mög-net, dass die Multiplizierschaltung (MK) aus einem komplexen liehst hohen Ausmasse die Frequenzkomponenten zu unter-Multiplizierer mit zwei Eingangspaaren besteht, von denen drücken, die von den unerwünschten Zielobjekten ausgehen, jedes Paar dem I- bzw. Q-Kanal des Radarempfängers ent- 50 hauptsächlich die niedrigen Frequenzkomponenten, die vom spricht, dass das erste Eingangspaar mit dem Ausgang des Boden, von der See und von Niederschlägen verursacht wer-ersten Filters (DFi) verbunden ist, dass ein Akkumulator (S) mit den. Das Dopplerfilter kann aus einem Digitalfilter bestehen, dem Ausgang der Phasenmessschaltung (FK) zur Bildung eines das die Komponenten eliminiert, deren Frequenzen niedriger Mittelwertes ( <P) dieser Sequenz von Phasendifferenzen ( A<Dn) sind als ein bestimmter Wert, der einer bestimmten Zielobjekt-verbunden ist, dass eine dritte Speichereinheit vorgesehen ist 55 geschwindigkeit entspricht. Ein derartiges Dopplerfilter zeigt zur Bildung der Sinus- und Kosinuswerte dieses Mittelwertes innerhalb des von der Periodenzeit T des Radarsenders und dass ein weiterer Multiplizierer (MU) mit der ersten bestimmten Frequenzbandes eine bestimmte Charakteristik,

Speichereinheit (Mi) verbunden ist, zum Multiplizieren dieser die in der Fig. 1 der beigefügten Zeichnung gestrichelt einge-Sinus- und Kosinuswerte mit dem invertierten Wert, wobei die zeichnet ist. Dabei ist es erwünscht, dass das Filter für niedrige multiplizierten Werte dem zweiten Eingangspaar des komple- 60 Frequenzen eine Bandsperrencharakteristik aufweist, die beixen Multiplizierers an den zugeordneten Kanälen I bzw. Q spielsweise kleiner als 1/8 T ist, wobei das Filter für hohe Fre-zugeführt werden. quenzwerte eine Bandfiltercharakteristik aufweist, was zum

Ergebnis führt, dass eventuelle bewegte Zielobjekte, deren Radialgeschwindigkeit grösser ist als diejenige der «Störflek-65 ken», erfasst werden können. Die Verwendung eines Dopplerfilters ist jedoch durch die Grösse des Durchlassbandes Die Erfindung betrifft eine Filteranordnung im Empfänger beschränkt. Wenn beispielsweise die obere Frequenzgrenze eines Impuls-Dopplerradars zur Unterdrückung unerwünsch- des Filter-Sperrbandes fmax ==» 1/8 Tist und die Periodenzeit T

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der Radarimpulse nach unten durch den erwünschten Bereich fleckenfrequenzspektrum gemeinsam mit dem Spektrum eines Rmax begrenzt ist, so gilt T = 2 Rmax/c, worin c die Ausbreitungs- ankommenden Zielkörperechos in einem bestimmten Abstand geschwindigkeit ist; die höchste Störfleckengeschwindigkeit von der Radarstation gezeigt. Die Filtercharakteristik eines in im Filter-Sperrband ist vmax = Xcl 16 Rmax, worin X = Radarwel- der Dopplerfilteranordnung enthaltenen Digitalfilters ist lenlänge. Wenn beispielsweise X = 1 dm (das S-Band) und Rmax 5 gestrichelt eingezeichnet und zeigt ein Sperrband einerseits für = 10 • 104 m, so gilt vmax »2 m/s, wodurch impliziert wird, dass niedrige Frequenzen, beispielsweise für Frequenzen < 1/8 T nur die Bodenstörflecken durch das Filter unterdrückt werden und andererseits für Frequenzen zwischen 7/8 T und 1/T und können, während die übrigen Störflecken mit höheren Fre- dazwischen ein Durchlassband. Die Filtercharakteristik ist quenzkomponenten unbeeinflusst bleiben. dann periodisch mit einer Periode 1/T. Das Spektrum des

Wenn das Radar auf der unteren PRF-Mode betrieben wird, io erwünschten Zielkörperechos ist mit s bezeichnet, und das d.h. die Periodenzeit T wird so abgestimmt, dass alle interessie- Echo des bewegten Störflecks weist ein dominierendes Spek-renden Radarechos vor der Aussendung des nächsten Radar- trum sd auf, dessen Mittelfrequenz fm mit fd bezeichnet ist. Das impulses reflektiert und empfangen werden, so wird dadurch Dopplerfilter, dessen Konstruktion bzw. Auslegung in Verbin-impliziert, dass die Dopplerfrequenz fd des Zielobjektes grösser dung mit den Fig.

4 und 5 näher erläutert wird, hat dabei die sein kann als die Impulswiederholungsfrequenz 1/T. Wie aus 15 Aufgabe, einerseits das Boden-Störfleckenspektrum sg und Fig. 1 hervorgeht, führt dies jedoch dazu, dass auch das Zielob- andererseits das Spektrum sm des dominierenden bewegten jektecho vom Dopplerfilter für sogenannte Blindgeschwindig- Störflecks zu unterdrücken, das hauptsächlich von Niederkeiten unterdrückt werden kann, genauer für solche Geschwin- Schlägen (Regen oder Schnee) herrührt.

digkeiten die Dopplerfrequenzen ergeben, welche Vielfache Zum besseren Verständnis der Signalbehandlung und der der Frequenz 1/T sind. Es ist bereits bekannt, die Unterdrük- 20 Konstruktion der erfindungsgemässen Filteranordnung werkung derartiger Zielobjektechos zu verhindern, indem eine den zunächst anhand von Fig. 2 diejenigen Einheiten beschrie-sogenannte «Staffelung» eingeführt wird, indem also die Perio- ben, die der Filteranordnung vorausgehen. Am Eingang A denzeit T sich von einem ausgesendeten Radarimpuls zum dar- erscheint ein Signal A(t) = cos 12 n(fo+fd)t+ Ol aus dem Duple-auffolgenden ändert. xer des Radarempfängers. Die Frequenz fd ist die Dopplerfre-

Ein weiteres bekanntes Verfahren zur Eliminierung des 25 quenz für den erwünschten Zielkörper. Das Signal A(t) wird unerwünschten Störfleckenspektrums besteht darin, eine den zwei Kanälen I und Q zugeführt, die jeweils einen Mischer

Geschwindigkeitskompensation durchzuführen. Dabei wird die Bi bzw. B2 enthalten, gemeinsam mit jeweils einem Analog/ Störfleckengeschwindigkeit geschätzt, beispielsweise durch Digital-Umsetzer ADi bzw. AD2. Dem Mischer Bi bzw. B2 wird Phasenmessung während aufeinanderfolgender Überstreich- ein Referenzsignal Kosinus 2 nfot aus einem Referenzoszillator Vorgänge. Beispielsweise durch Regelung des Lokaloszillators 30 OSC im Empfänger zugeführt. Dann werden jeweils die Aus-des Empfängers kann das Störfleckenspektrum so verschoben gangssignale Kosinus (2 nfd+ <I>) und Sinus (2 FIfd+ O) erhalten, werden, dass seine dominierende Komponente den Wert 0 die dann dem Analog/Digital-Umsetzer ADi bzw. AD2 zuge-annimmt und folglich innerhalb des Unterdrückungsbandes des führt werden. In diesen Umsetzern werden die Signale zu den Filters liegt. Bei diesem Verfahren wird jedoch vorausgesetzt, Abtastmomenten tn mittels Taktimpulsen aus einer Taktschal-dass das Störfleckenspektrum eine dominierende Komponente 35 tung CL abgetastet, so dass die Ausgangssignale X| = Kosinus aufweist, die leicht berechnet werden kann. (2 nfdtn+ O) im Kanal I bzw. Xq = Sinus (2 IIfdtn+ O) im Kanal