CH633899A5 - Circuit electronique pour produire un signal de sortie representant l'integrale dans le temps du produit de deux signaux d'entree. - Google Patents

Description

La présente invention a pour objet un circuit électronique La fig. 4 est un schéma explicatif représentant les formes pour produire un signal de sortie représentant l'intégrale dans le io d'onde des deux signaux mis en oeuvre dans le circuit de la fig. temps du produit de deux signaux d'entrée, ce circuit étant, plus 3 ;

particulièrement mais non exclusivement, destiné à être utilisé La fig. 5 est un schéma d'une autre forme d'exécution du dans un compteur d'énergie domestique pour mesurer l'énergie circuit d'alimentation en énergie utilisable dans le compteur de fournie par le réseau à l'utilisateur. la fig. 1 ;

Un réseau de distribution d'énergie électrique comprend gé- is La fig. 6 est une représentation schématique d'une autre néralement deux fils ou davantage, dont l'un d'eux peut être forme de réalisation du compteur de la fig. 1 ;

considéré comme fil de référence, la tension du ou des autres fils La fig. 7 (constituée par les fig. 7a et 7b) montre un schéma par rapport au fil de référence étant d'au moins 100 volts alter- du circuit électronique de la fig. 6 ;

natifs. Souvent, mais pas obligatoirement, le fil de référence est La fig. 8 est un schéma synoptique d'un autre compteur soit connecté directement à la terre ou son potentiel par rapport 20 électronique d'énergie destiné à être branché dans un réseau de à la terre est maintenu à une faible valeur déterminée, en géné- distribution d'électricité comportant plus de deux fils ;

ral ± 5 ou ± 10 volts: dans un tel cas le fil de référence est La fig. 9 est un schéma simplifié d'une partie d'un circuit généralement désigné par fil neutre et le ou les autres fils par fils d'un compteur électronique d'énergie susceptible d'être utilisé sous tension. Que la tension du fil de référence par rapport à la dans un réseau de distribution d'énergie électrique biphasé à terre soit égale ou voisine de zéro, la tension de l'autre ou des 25 trois fils ; et autres fils par rapport à la terre est généralement d'au moins La fig. 10 est un schéma simplifié d'un compteur électroni-

100 volts alternatifs. que comportant un relais à distance.

On a déjà proposé des compteurs d'énergie électronique Le compteur électronique d'énergie électrique, illustré à la pour mesurer la quantité d'énergie fournie par un réseau de fig. 1 et repéré d'une façon générale par la référence 10, est distribution domestique, à un consommateur. Dans le cas simple 30 branché dans un circuit de distribution d'électricité domestique des circuits de distribution à deux fils, la plupart des circuits consistant en un fil actif L, typiquement soumis à une tension

électroniques captent la tension entre le fil de référence et l'au- d'au moins 100 volts alternatifs par rapport à la terre, et un fil de tre fil ainsi que le courant circulant dans l'autre fil, ceci à l'aide neutre ou de référence N, dont la tension par rapport à la terre de capteurs appropriés, forment le produit des tension et cou- peut être typiquement (mais pas nécessairement) maintenue à rant captés qu'ils intègrent dans le temps à l'aide d'un circuit 35 moins de ± 10 V par le fournisseur d'énergie électrique. On électronique comprenant un multiplieur. supposera que l'installation de production de puissance du four-

Une difficulté généralement rencontrée dans ces compteurs nisseur d'énergie électrique se trouve branchée aux extrémités d'énergie électroniques connus est due à la dérive ou au offset gauche des fils L et N tels que représentés sur la Fig. 1, tandis des signaux, qu'on désignera génériquement ci-dessous par dé- que l'installation du consommateur d'énergie électrique est rive, et qui concerne particulièrement le multiplieur ; en effet, il to branchée aux extrémités droites des fils L et N.

importe que cette dérive n'affecte pas la précision des indica- Le compteur 10 comporte un boitier 12 en un matériau tions fournies par le compteur ni ne provoque un comptage électriquement isolant, par exemple une matière plastique ap-

d'énergie alors qu'aucune puissance n'est fournie par les fils propriée, le boîtier 12 contenant une paire de bornes 14,16 qui auxquels le compteur est branché. Cette difficulté est accrue par sont branchées en série dans le fil actif L et une troisième borne l'utilisation d'un multiplieur du type à transconductance varia- 45 18 qui est connectée au fil de neutre N.

ble, étant donné qu'ils sont particulièrement sujets à la dérive. Un shunt métallique 20 est branché en série entre les bornes

Ainsi, bien que les multiplieurs à transconductance variable sont 14 et 16, de telle sorte que tout le courant passant passant dans particulièrement aptes à être réalisés sous la forme de circuits le fil actif L trayerse ce shunt. Le shunt 20 a une forme sensible-intégrés à grande échelle, ils n'ont pas jusqu'à maintenant été ment rectangulaire et présente une ouverture centrale sensible-considérés comme utilisables dans les compteurs électroniques à so ment rectangulaire dans laquelle est monté un circuit électroni-cause de la dérive. que 24. Le circuit 24 est réalisé sous forme d'un circuit intégré

Le but de l'invention est l'établissement d'un circuit électro- unique sur un substrat commun à l'aide de techniques d'intégra-nique pouvant être utilisé dans un compteur d'énergie électroni- tion à large échelle connues (L SI), et comporte la majorité des que et dans lequel circuit les difficultés dues à la dérive et iiien- composants d'un multiplicateur électronique, d'un convertisseur tionnées plus haut sont sensiblement éliminées. 55 tension-fréquence, et d'un compteur bi-directionnel ainsi qu'il

Le circuit électronique selon l'invention est défini dans la va être décrit en plus de détails ci-après. Par mesure de simpli-revendication 1. cité, ceux des composants du circuit 24 qui ne sont pas intégrés

L'invention a également pour objet une utilisation du circuit (par exemple les condensateurs) ne sont pas illustrés sur la électronique selon l'invention dans un compteur électronique Fig. 1.

d'énergie destiné à être branché dans un réseau de distribution 60 Le circuit 24 possède une première entrée 26 connectée, par d'énergie électrique d'au moins deux fils, laquelle utilisation est l'intermédiaire d'une résistance de compensation de tempéra-définie dans la revendication 18. ture RI montée en contact thermique intime avec le shunt 20, à

Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, plusieurs un point 28 proche de l'extrémité du shunt 20 reliée à la borne formes d'exécution: 16, et une deuxième entrée 30 connectée à un point 32 à proxi-

La fig. 1 est une représentation schématique d'un compteur 65 mité de l'autre extrémité du shunt (c'est-à-dire l'extrémité reliée d'énergie électronique, auquel l'invention est applicable et qui à la borne 16). La position des points 28,32, est choisie de sorte est destiné à être branché dans un réseau bifilaire de distribution que la résistance de la portion de shunt 20 comprise entre eux d'électricité ; donne naissance à une tension connue, typiquement d'environ 5

633 899

4

millivolts, lorsqu'un courant connu, typiquement 20 ampères, passe dans le fil actif L.

Le circuit 24 possède également une troisième entrée 34 connectée à la jonction 36 de deux résistances R2 et R3, qui sont branchés en série entre les bornes 18 et 14 pour former un diviseur de tension. La résistance R2 reliée à la borne 18 a typiquement une valeur au moins 100 fois plus grande que la résistance R3, de sorte que la tension engendrée entre la jonction 36 et la borne 14 est au plus de quelques volts alternatifs et typiquement d'environ un volt alternatif.

En outre, le circuit 24 possède trois entrées d'alimentation 38,40 et 42 respectivement positive, nulle et négative, l'entrée 40 étant reliée à la borne 14. Les entrées 38 et 42 sont reliées à la borne 14 par des diodes de Zener respectives de sens opposés ZI et 72 et par l'intermédiaire de résistances respectives R4 et R5 à des points du circuit 44,46. Les points 44,46 sont reliés par l'intermédiaire de condensateurs de lissage respectifs Cl, C2 à la borne 14 et par l'intermédiaire de diodes respectives de sens opposés Dl et D2 à un point commun 48. Une résistance supplémentaire R6 relie le point commun 48 à la borne 18.

Enfin, le circuit 24 possède une sortie 50 reliée à l'entrée au porte de commande d'un thyristor Tl, qui est branché en série avec un moteur pas à pas 52 entre les bornes 18 et 14. Le moteur pas à pas 52 est couplé par l'intermédiaire d'un réducteur de vitesse (non représenté) de rapport convenable à un compteur-totalisateur conventionnel 54 du type comprenant une pluralité de roues indicatrices coaxiales. Ces roues sont accouplées les unes aux autres par des rouages et chacune porte autour de sa périphérie les chiffres 0 à 9, une fenêtre (non représentée) étant prévue dans le boîtier pour laisser apparaître à l'extérieur de celui-ci une indication numérique composée d'un chiffre respectif de chaque roue.

Si l'on se réfère maintenant à la Fig. 2, qui est un schéma du circuit 24, le miltiplicateur, le convertisseur tension-fréquence et le compteur bi-directionnel du circuit 24, mentionnés précédemment, sont indiqués d'une façon générale par les références 60,62 et 64 respectivement.

Le multiplicateur 60 comprend un amplificateur différentiel 66 dont les entrées inversantes et non inversantes constituent les entrées 26 et 30 respectivement du circuit 24. Deux diodes branchées en sens opposés D3, D4 sont connectées en parallèle entre les entrées 26,30 et une résistance R7 est branchée en contre-réaction entre la sortie de l'amplificateur 66 et son entrée 26.

La sortie de l'amplificateur 66 est reliée par l'intermédiaire de la combinaison en série d'un premier dispositif de commutation à semi-conducteur SI et d'une résistance de sommation R8, à la jonction de sommation d'un amplificateur sommateur 68, et par l'intermédiaire de la combinaison série d'un amplificateur inverseur de gain unitaire 70, d'un second dispositif de commutation à semi-conducteur S2 et d'une résistance de sommation R9, à la jonction de sommation de l'amplificateur 68. Les résistances R8 et R9 ont des valeurs égales. Une résistance RIO est branchée en contre-réaction entre la sortie et la jonction de sommation de l'amplificateur 68, et la sortie de l'amplificateur 68 constituant la sortie du multiplicateur 60.

Le multiplicateur 60 comporte également un amplificateur inverseur de gain élevé 72, dont l'entrée est connectée à la troisième entrée 34 du circuit 24 par l'intermédiaire d'une résistance RI 1. L'entrée de l'amplificateur 72 est également reliée, par l'intermédaire de la combinaison série d'une résistance R12, et d'un commutateur à semi-conducteur S3, à une source de tension de référence positive + VR et, par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R13 et d'un commutateur à semi-conducteur S4, à une source de tension de référence négative — VR. Les sources de tension de référence peuvent être réalisées de toute manière convenable, par exemple comme il est décrit dans la demande de brevet français no 7530482 déposée au nom de Solartron le 6 octobre 1975, publiée sous le numéro 2290077, et les tensions de référence qu'elles produisent sont d'amplitudes égales, comme le sont les valeurs des résistances R12, R13. Deux diodes D5 et D6 de sens opposés 5 sont reliées en parallèle entre l'entrée de l'amplificateur 72 et l'entrée d'alimentation de tension nulle 40. En outre, un condensateur C3 est branché en contre-réaction entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 70 qui fonctionne ainsi comme un intégrateur.

io La sortie de l'amplificateur 72 est reliée aux entrées respectives de deux détecteurs de niveau de tension 76 et 78 ayant des seuils de tension + VI et — VI égaux en amplitude mais de polarités opposées. Les sorties respectives des détecteurs 76,78 sont reliées aux entrées de mise à un et de mise à zéro d'un 15 circuit bistable 79, dont la sortie de mise à un commande les commutateurs SI et S3 et dont la sortie de mise à zéro commande les commutateurs S2 et S4.

Le convertiseur tension-fréquence 62 comporte un amplificateur inverseur de haut gain 80 dont l'entrée est reliée à la 2o sortie du multiplicateur 60 (c'est-à-dire à la sortie de l'amplificateur 68) par l'intermédiaire d'une résistance R14. L'entrée de l'amplificateur 80 est liée à la source de tension + VR par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R15 et d'un commutateur à semi-conducteur S5, et à la source de ten-25 sion — VR par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R16 et d'un commutateur à semi-conducteur S6. Un condensateur C4 est branché en contreréaction entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 80 qui fonctionne donc également comme un intégrateur.

30 La sortie de l'amplificateur 80 est reliée aux entrées respectives de deux détecteurs de niveaux de tension, l'un positif et l'autre négatif 82,84 sensiblement identiqus aux détecteurs 76 et 78. Les sorties respectives des détecteurs 82, 84 sont reliées aux entrées de mise à un respectives des deux circuits bistables 35 86, 88 ayant chacune une entrée d'horloge raccordée à la sortie d'un générateur d'impulsions d'horloge 92 (par exemple un oscillateur à cristal) et ayant également sa sortie de mise à un reliée à son entrée de remise à zéro. Les sorties de mise à un respectives des circuits bistables 86,88 sont connectées de façon 40 à commander les commutateurs S5 et S6 respectivement et, à elles deux, constituent la sortie du convertisseur tension-fré-quence 62.

Les sorties de mise à un respectives des circuits bistables 86, 88 sont reliées aux entrées de comptage et de décomptage res-45 pectivement d'un compteur bi-directionnel 34, ayant ayant une sortie de dépassement qui constitue la sortie 50 du circuit 24.

En fonctionnement, si l'on se réfère tout d'abord à la fig. 2, le diviseur de potentiel constitué par les résistances R2, R3 produit à sa jonction 34 une tension Vx dont l'amplitude instan-50 tanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée de la tension V entre les fils L et N et cette tension Vx est appliquée au multiplicateur 60. A l'intérieur de ce multiplicateur 60, la tension Vx est appliquée et intégrée par l'intégrateur formé autour de l'amplificateur 72. La combinaison de cet intégrateur avec les 55 détecteurs 76 et 78, le circuit bistable 79, les commutateurs S3 et S4, et les sources de tension de référence + VR et — VR fonctionne comme un oscillateur, qui, lorsque la tension Vx est nulle, produit aux sorties de mise à un et de remise à zéro du circuit bistable 79 des ondes rectangulaires respectives ayant un so rapport marque-espace de 1:1. Les tensions de référence des sources + VR et — VR sont choisies supérieures à la plus grande amplitude de la tension Vx normalement prévisible, et la constante de temps de l'intégrateur est sélectionnée de manière que la fréquence des ondes rectangulaires soit beaucoup plus grande 65 que la fréquence de la tension Vx (laquelle est bien entendu la fréquence normale de ligne, soit 50 ou 60 Hz). Les ondes rectangulaires peuvent par exemple avoir une fréquence d'environ 10 Khz. Ainsi, lorsque la tension Vx est positive, le commuta

5

633 899

teur S4 doit se fermer pendant plus longtemps que le commutateur S3 pour main S3 pour maintenir l'équilibre, tandis que lorsque la tension Vx est négative le commutateur S3 doit rester fermé plus longtemps que le commutateur S4 pour maintenir l'équilibre, c'est-à-dire que les rapports respectifs marque - espace des signaux d'onde rectangulaires varient dans des directions opposées en fonction de l'amplitude et de la polarité de la tension Vx.

Mathématiquement

VXT + Vr (T -1) - VR t = O

(1)

10

où T est la période des ondes rectangulaires et t est le temps pendant lequel le commutateur S4 est fermé pendant la période T. Si l'on réarrange l'équation (1) on obtient:

t/T = (VR + Vx) / 2 VR

et

1 " t/T — (VR — Vx) / 2 VR

(2)

(3)

Le shunt 20 fournit entre ses points 28 et 32 une tension Vy dont l'amplitude instantanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée du courant I passant dans le fil L. Cette tension Vy 25 est également appliquée au multiplicateur 60, dans lequel elle est inversée et amplifiée par l'amplificateur 66. La tension inversée et amplifiée produite par l'amplificateur 66 est effectivement mulitpliée par 1 — y par le commutateur SI, et inversée à nouveau et effectivement multipliée par ^ par le commutateur 30 S2, les tensions résultant de ces multiplications étant additionnées avec inversion par l'amplicateur sommateur 68. La tension de sortie Vz produite par l'amplificateur 68 est ainsi proportionnelle à

35

vy (Vr - Vx) / 2 VR - Vy (Vr + Vx) 2 VR qui se simplifie en

(4)

VxVy VR

(5)

40

Ainsi la tension de sortie Vz, qui est aussi la sortie du multiplicateur 60, est proportionnelle à V. I, le produit de la tension entre les fils L et N et le courant dans le fil L. On remarquera 45 que le multiplicateur 60 fonctionne comme un multiplicateur à quatre cadrans.

La tension Vz est appliquée au convertisseur tension-fréquence 62, à l'intérieur duquel elle est intégrée par l'intégrateur formé autout de l'amplificateur 80. Si la tension Vz est négative so (indiquant par là que le produit VI est positif), la sortie de l'amplificateur 80 croît selon une rampe positive dont la pente dépend de l'amplitude de la tension de sortie, et déclenche le détecteur 82. L'impulsion d'horloge issue du générateur 92 qui succède immédiatement met le circuit bistable 86 à un, fermant 55 ainsi le commutateur S5 pour relier la source de tension de référence positive + VR à l'intégrateur. L'impulsion d'horloge qui suit immédiatement remet le circuit bistable 86 à zéro, de telle sorte que la source + VR se trouve en fait reliée à l'intégrateur pendant exactement une période des impulsions d'horloge 60 produites par le générateur 92. La quantité de charge précisément définie qui se trouve ainsi fournie à l'intégrateur pendant cette période est suffisamment grande pour provoquer la décroissance de la sortie de l'intégrateur selon une rampe de pente négative jusqu'à un niveau inférieur au niveau de détection du 65 détecteur 82. La séquence d'événements précédemment décrite est alors répétée, à une fréquence proportionnelle à l'amplitude de la tension V,.

Si la tension Vz est positive, ce qui peut se produire pendant certaines parties de chaque cycle de la tension V lorsqu'il existe une différence de phase de 90° entre la tension V et le courant I, une suite d'événements analogue à celle décrite pour des valeurs négatives de Vz se produit de façon répétée, mais cette fois sous l'influence du détecteur 84, du circuit bistable 88 et de la source de tension de référence négative — VR. Ainsi, le circuit bistable 86 produit à sa sortie de mise à un premier train d'impulsion à un taux proportionnel à l'amplitude du produit V.l. lorsque ce produit est positif, tandis que le circuit bistable 88 produit à sa sortie de mise à un deuxième train d'impulsion à un taux proportionnel au produit V.I lorsque ce produit est négatif. La valeur maximale normale de ces taux d'impulsions est déterminée de façon à se trouver aux alentours de 10 Khz. Le premier et le second train d'impulsions sont appliqués aux entrées de comptage et de décomptage respectivement du compteur bidirectionnel 64 dans lequel elles sont effectivement intégrées par rapport au temps. Chaque fois que le compteur 64 atteint un nombre prédéterminé vers le haut, typiquement de l'ordre de 104, il produit sur sa sortie de dépassement une impulsion de dépassement qui est appliquée au thyristor TI de la figure 1. La durée de l'impulsion de dépassement est comprise entre une période et une demie-période de la tension V, pour assurer que le thyristor devienne conducteur et ainsi provoque la rotation du moteur pas à pas 52 d'un pas angulaire unique. Le moteur pas à pas 52 en entraîne les roues indicatrices du compteur 54, par l'intermédiaire du réducteur susmentionné, de sorte que le compteur 54 continue effectivement l'intégration par rapport au temps entreprise dans le compteur 64 et indique ainsi la quantité totale d'énergie électrique délivrée par l'intermédiaire des fils L et N au consommateur. On remarquera que le multiplicateur 60, le convertisseur tension-fréquence 62 et le compteur 64 de la Fig. 2 tirent les tensions d'alimentation continue nécessaires à leur fonctionnement des entrées 38,40 et 42 du circuit 24. Les détails exacts de raccordement de la plupart des composants individuels du multiplicateur 60, du convertisseur 62 et du compteur 64 aux entrées 38,40 et 42 ne sont pas représentées sur la Fig. 2 par souci de simplicité mais certaines de ces liaison sont illustrées à titre d'exemple.

Les tensions d'alimentation respectives aux entrées 38,40 et 42 sont engendrées à partir de la tension V entre les fils L et N, comme on peut le voir sur la figure I par le circuit d'alimentation constitué par la résistance R6, les diodes Dl et D2, les condensateurs de lissage Cl et C2, les résistances R4 et R5, et les diodes de Zener stabilisatrices de tension ZI et Z2. Ces tensions sont typiquement d'environ +5 volts, 0 volts et — 5 volts par rapport à la borne 14 (et par conséquent par rapport au fil L). Ainsi le circuit 24 est directement raccordé et «flotte» électriquement avec le fil L. Du fait que le courant total nécessaire au fonctionnement du circuit 24 est relativement faible, la résistance R6 a une valeur relativement élevée, et comme on l'a déjà indiqué, la résistance R2 est également de valeur relativement grande. Ainsi, toute tension transitoire d'amplitude élevée apparaissant entre les fils L et N est sensiblement atténuée, avant d'atteindre le circuit 24, par ces deux résistances, lesquelles, à titre de précaution supplémentaire sont d'un type possédant une faible capacité parasite.

Le circuit 24 est en outre protégé contre ces tensions transitoires par son montage sur le shunt 20, puisque ce shunt est constitué par un morceau de métal relativement grand de faible résistance dans lequel la naissance de hautes tensions est improbable. Néanmoins, à titre de précaution contre l'éventualité de surintensités dans le shunt 20, les entrées de l'amplificateur 66 du circuit 24 sont protégées par l'effet de forçage des diodes D3 et D4 (figure 2). De même, l'entrée de lamplificateur 72 est protégée à fois par la résistance RII et par l'effet de forçage des diodes D5 et D6. Ces différents moyens de protection du circuit

633 899

6

24 contre les effets de tensions transitoires, n'augmentent pas de façon sensible le coût total de fabrication du compteur 10.

En fonctionnement, la température du shunt et, parconsé-quent, sa résistance peuvent varier et la résistance de compensation de température RI permet de corriger les erreurs qui pourraient autrement résulter de cette variation de température. Ainsi, la résistance RI est choisie pour avoir sensiblement le même coefficient de variation de résistivité en fonction de la température que le shunt 20, et, comme elle est en contact thermique avec le shunt, elle suit les variations de température de celui-ci. Le rapport R/Rl, dans lequel R est la résistance de la portion de shunt 20 située entre les points 28 et 32, est par conséquent sensiblement indépendant de la température. Puisque la tension Vy est donnée par Vy = IR, la tension V'y à la sortie de l'amplificateur 66 est égale à:

V'y = I.R. R7/R1 (6)

et est donc sensiblement indépendante de la température. On remarquera que, puisque tous les composants du compteur 10 sont effectivement branchés entre la borne 18 et la borne 14, cette dernière se trouvant par rapport au compteur du côté du fournisseur et non du côté du consommateur, le courant de fonctionnement consommé par le compteur lui-même ne traverse pas le shunt 20 et reste par conséquent sans effet sur les indications du compteur. Cependant, dans de nombreuses applications, la puissance de fonctionnement consommée par le compteur est insignifiante. Dans ce cas, le circuit d'alimentation peut être connecté en tout point situé entre les bornes de courant, c'est-à-dire raccordé à l'une desdites bornes de courant par l'intermédiaire d'une portion correspondante du shunt. Ceci est particulièrement vrai du fait que la tension aux bornes du shunt est typiquement très petite (quelques millivolts) par rapport à la tension entre le fil actif L et le fil de neutre N (typiquement au moins 100 volts) ainsi que par rapport à la tension d'alimentation (typiquement 10 volts).

Plusieurs modifications peuvent être apportées au compteur 10 des figures 1 et 2. Par exemple, le shunt 20 dans le fil L peut être remplacé par un transformateur détecteur de courant ; en effet le circuit 24 étant également raccordé au fil L, les tensions transitoires précédemment mentionnées n'apparaîtront pas entre le primaire et le secondaire de ce transformateur. En outre, le moteur pas à pas 52 et le thyristor T1 peuvent être remplacés par un organe piëzo-électrique susceptible de fléchir sous l'action de chaque impulsion produite à la sortie 50, le compteur 54 étant agencé de façon à être entraîné par ce mouvement de flexion. Un tel dispositif est décrit plus en détail dans la demande de brevet français no. 7621224 déposée le 12 juillet 1976 et publiée sous le no. 2358709.

Par ailleurs, le thyristor Tl, le moteur pas à pas 52 et le compteur 54 peuvent être remplacés par un compteur ou registre électronique du type capable de conserver son contenu même lorsque l'alimentation est temporairement interrompue, par exemple un compteur ou un registre utilisant des techniques de mémoire à bulles magnétiques ou MNOS, et un système d'affichage électronique à plusieurs chiffres, par exemple, du type à cirstaux liquide ou à diodes électro-luminescentes, à sept segments, branché de façon à afficher le contenu du compteur ou du registre.

En outre, l'alimentation du circuit 24 peut être réalisée sous toute autre forme convenable n'employant de transformateur, et par exemple une forme selon laquelle une seule tension d'alimentation est engendrée par rapport à la borne 14 et au fil L. Dans ce cas, bien entendu certaines modifications correspondantes doivent être apportées au circuit 24. Le circuit 24 peut également être modifié en remplaçant le convertisseur tension-fréquence 62 par un convertisseur analogique-numérique, adapté à échantillonner la tension Vz à un taux prédéterminé et pour additionner algébriquement les signaux numériques résultant de ces échantillonnages dans le compteur 54 (ou tout autre moyen d'accumulation).

La figure 3 représente un autre mode de réalisation du cir-5 cuit 24 des figures 1 et 2, ce mode de réalisation étant repéré d'une façon générale par la référence 124. Le circuit 24 comprend un multiplicateur 160, un convertisseur tension-fréquence 162 et un compteur bidirectionnel 164 agencés d'une manière analogue à l'organisation du multiplicateur 60, du conio vertisseur 62 et du compteur 64 du circuit 24, et possède des entrées 126,130,134,138,140,142 et une sortie 150 qui correspondent respectivement aux entrées 26, 30,34,38,40,42 et à la sortie 50 du circuit 24. Cependant, le branchement du circuit 124 dans le compteur 10 est légèrement différent comme 15 il va être apparaître ci-après.

Le multiplicateur 160 est du type à transconductance variable et comporte une première et une deuxième paire de transistors NPN accouplés par leurs émetteurs, TRI, TR2 et TR3, TR4, respectivement. Les bas.es des transistors TRI, TR3 sont 20 raccordées en commun et connectées à l'entrées 130 du circuit 124, tandis que les bases des transistors TR2 et TR4 sont également communes et connectées à l'entrées 126. Les entrées 126 et 130 sont directement reliées aux points 28 et 32 respectivement du shunt 20, la résistance RI de la fig. 1 étant omise. 25 Les émetteurs communs des transistors TRI, TR2 et des transistors TR3, TR4 sont raccordés, par l'intermédiaire de résistances respectives égales R21, R22, à l'entrée d'alimentation négative 142. La résistance R3 des figures 1 et 2 est également ommise, de sorte que l'entrée 134 du circuit 124 est reliée exté-30 rieurement à la seule borne 18 (par l'intermédiaire de la résistance relativement élevée R2). L'entrée 134 est raccordée intérieurement, par l'intermédiaire de la combinaison-série d'un commutateur à semi-conducteur S10 et d'une résistance R23, aux émetteurs communs des transistors TRI, TR2 et par l'inter-35 médiaire d'un autre commutateur à semi-conducteur SI 1 à l'entrée inversante d'un amplificateur différentiel 180. Les commutateurs S10 et SU fonctionnent en opposition de phase sous l'action de signaux rectangulaires respectifs de rapport marque -espace 1:1 ainsi qu'il sera expliqué ci-après. La sortie de l'amplilo ficateur 180 est reliée, par l'intermédiaire de résistances respectives R24, R25 de valeurs égales aux résistances R21, et R22, à son entrée inversante et aux émetteurs communs des transistors TRI, TR2, tandis que l'entrée non inversante de l'amplificateur 180 est raccordée, par l'intermédiaire de la combinaison paral-45 lèle d'un condensateur C10 et d'une diode à polarisation directe D18, à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 et, par l'intermédiaire d'une résistance R26, à l'entrée d'alimentation négative 142. Les collecteurs des transistors TRI etTR4 sont raccordés en commun en 182, tandis que les collecteurs des so transistors TR2, TR2 sont raccordés en commun en 184, les points 182,184 formant la sortie du multiplicateur 160. Les points 182,184 sont reliés par l'intermédiaire de résistances respectives égales R27, R28 à une extrémité d'une châine de plusieurs (par exemple six) diodes branchées en série D10 à 55 D15, l'autre extrémité de cette chaîne de diodes étant raccordée aux bases respectives d'une pair de transistors PNP TR5, TR6. Les bases des transistors TR5, TR6 sont raccordées, par l'intermédiaire d'une résistance R29 à l'entrée d'alimentation positive 138, et les émetteurs de ces transistors sont reliés à l'entrée 138. 60 Les collecteurs des transistors TR5 et TR6 sont raccordés aux points 182 et 184 respectivement. Les points 182,184 sont connectés aux entrées inversantes et non inversantes respectivement d'un amplificateur différentiel 186, ces entrées constituant l'entrée du convertisseur tension-fréquence 162. La sortie de 65 l'amplificateur 186 est branchée en contre-réaction sur son entrée inversante par l'intermédiaire d'un condensateur Cil pour former un intégrateur, et est également raccordée par l'intermédiaire d'une résistance R30 à l'entrée d'un détecteur de niveau

7

633 899

de tension 188. L'entrée du détecteur 188 est connectée par un condensateur C12 à l'entrée d'alimentation négative 142, tandis que la sortie du détecteur 188 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 190. La sortie de mise à un du bistable 190 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 192 cadencé, dont la sortie de la mise à un est raccordée à l'une des entrées d'une porte ET a deux entrées 194. L'entrée d'horloge du circuit bistable 192 et l'entrée de remise à zéro du circuit bistable 190 sont branchées de façon à recevoir les signaux d'horloge respectifs CL1 et CL2 produit par un générateur d'impulsions d'horloge 196, et l'autre sortie de la porte ET 194 est branchée de façon à recevoir le signal d'horloge CL1 par l'intermédiaire de deux inverseurs en cascades 198,199. Le générateur d'impulsions d'horloge comporte un oscillateur à commande par cristal (non représenté) ayant une fréquence de fonctionnement typiquement de 32 768 Hz, et un diviseur de fréquence et des circuits de validation (non représentés) agencés de manière connue pour produire des signaux d'horloge CL1 et CL2 à une fréquence commune, typiquement 8192 Hz présentant les formes d'ondes représentés à la fig. 4. La sortie de la porte ET 194 est connectée à l'entrée de commande d'un commutateur à semi-conducteur S12 qui se trouve branché entre une source de tension de référence négative 200, semblable à la source - VR de la fig. 2, et une extrémité d'une résistance R31. L'autre extrémité de la résistance R31 est raccordée à la base d'un transistor NPN TR7, et, par l'intermédiaire d'une résistance R32, à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140. La résistance R32 est montée extérieurement au circuit 124, en contact thermique avec le shunt 20, à la place de la résistance RI des fig. 1 et 2 ; le cirucit 124 est pourvu d'une entrée supplémentaire 218 à cet effet. L'émetteur du transistor TR7 est relié à l'émetteur d'un transistor NPN TR8 pour former une autre paire à émetteurs couplés les émetteurs communs étant raccordés par l'intermédiaire d'une résistance de précision R33 à la source de tension de référence 200. La base du transistor TR8 est reliée à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 par l'intermédiaire de la résistance R34 et à l'entrée d'alimentation négative 142 par l'intermédiaire de la combinaison série d'une résistance R35 et d'une résistance réglable RV1. Les collecteurs des transistors TR7, TR8 sont connectés aux entrées inversantes et non inversantes respectivement de l'amplificateur 186. La sortie de la porte ET 194 constitue la sortie du convertisseur tension-fréquence 162 et est raccordée par l'intermédiaire d'un amplificateur tampon 202 à l'entrée de comptage 203 du compteur bi-directionnel 164. Le compteur 164 est un compteur binaire à 12 bits du type préajustable, et possède une entrée de commande de comptage - décomptage 204, une entrée de préajustement 206, et un ensemble d'entrées 208 auxquelles un signal numérique représentatif d'un compte préajusté sélectionné est appliqué en permanence. Le compteur 164 possède également un ensemble de sorties 210 qui sont connectées à un décodeur 212 destiné à produire une impulsion de sortie lorsque le compteur atteint un compte prédéterminé. La sortie du décodeur 212 est raccordée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 214 dont la sortie de remise à zéro est branchée pour recevoir le signal d'horloge CL1 inversé, par exemple en provenance de l'inverseur 198. La sortie de mise à un du circuit bistable 214 est raccordée à l'entrée de préajustement 206 du compteur 164 et constitue la sortie 150 du circuit 124.

Les signaux de commande en opposition de phase précédemment mentionnés pour la commande des commutateurs S10, Sil sont engendrés par un circuit 216 comportant une résistance de valeur élevée R35 (typiquement 680 K£2) branchée entre la borne 18 du compteur 10 et une autre entrée 220 du circuit 124. L'entrée 220 est reliée par l'intermédiaire d'un condensateur C13 à l'entrée d'alimentation négative 142, et par l'intermédiaire de la combinaison en série d'une résistance R36 et d'un amplificateur rectangularisateur 222 à l'entrée d'horloge d'un circuit bistable cadencé 224. La sortie de mise à un du circuit bistable 224 est reliée à l'entrée de commande du commutateur SI 0 et à l'entrée de commande de comptage - décomptage 204 du compteur 164, tandis que la sortie de remise à 5 zéro de ce circuit bistable est reliée à l'entrée de commande du commutateur SI 1 et à son entrée de mise à un.

Le fonctionnement du circuit 124 est le suivant:

Tout d'abord l'amplificateur rectangularisateur 222 du circuit 216 produit un signal d'ondes rectangulaires dont la fré-io quence est égale à la fréquence de la tension V entre les fils L et N (c'est-à-dire la fréquence normale de ligne de 50 ou de 60 Hz). Ce signal d'ondes rectangulaires est appliqué au et divisé en fréquence par le circuit bistable 224, lequel produit à ses sorties de mise à un et de remise à zéro, respectivement, des 15 signaux rectangulaires en opposition de phase de rapport marque — espace 1:1 et dont la fréquence est égale à la moitié de celle de la ligne. Ces deux signaux en opposition de phase, qui seront supposés pour la suite être à 25 Hz, provoquent alternativement la conduction et la non conduction des commutateurs 20 S10 et SU en opposition de phase, c'est-à-dire que, lorsque le commutateur S10 est passant, le commutateur SU ne l'est pas et vice-versa. La résistance R2 permet de faire passer un courant Ix proportionnel à la tension V entre les fils L et N, lequel courant constitue une première entrée du multiplicateur à trans-25 conductance variable 160 du circuit 124. Ainsi la résistance R2 est susceptible, par l'intermédiaire des commutateurs S10, SI 1 tour à tour, de faire varier le courant passant dans les émetteurs branchés en commun des transistors TRI, TR2, d'une quantité égale â Ix, la polarité de cette variation de courant étant inver-30 sée, durant chaque demi-cycle alternatif des ondes rectangulaires en opposition de phase pour lesquelles le commutateur SI 1 est conducteur, par l'amplificateur inverseur de gain unitaire formé autour de l'amplificateur 180. Cette variation de courant produit une variation correspondante de la transcon-35 ductance des transistors TRI, TR2.

Le shunt 20 donne naissance entre ces points 28 et 32, comme expliqué plus haut, à une tension Vy dont l'amplitude instantanée est proportionnelle à l'amplitude instantanée du courant I passant dans le conducteur L. La tension Vy est égale-40 ment appliquée au multiplicateur 160, entre les bases respectives des transistors TRI, TR2.

Les transistors TRI et TR2 tendent par conséquent à produire une tension de sortie V0 entre leurs collecteurs respectifs (c'est-à-dire entre les points 182,184) proportionnelle au pro-45 duit Vy Ix. Si les transistors TRI et TR2 étaient utilisés seuls cette tension de sortie contiendrait une composante de mode commun importante indésirable, et les transistors TR3 et TR4 sont prévus pour éliminer pratiquement cette composante de mode commun. Ceci résulte du fait qu'ils reçoivent la même so tension d'entrée Vy, mais que le branchement de leur sortie (c'est-à-dire de leurs collecteurs) est croisé avec celui de la sortie (c'est-à-dire des collecteurs) des transistors TRI, TR2.

La tension V0 est combinée algébriquement aux points 182, 184 avec une tension de décalage qui tend à être produite par les 55 transistors TR7, TR8 du convertisseur tension-fréquence 162 lorsque le commutateur S12 n'est pas passant. Cette tension de décalage est réglée au moyen de la résistance variable RVI de façon à être négative et plus grande que la valeur normale de pleine échelle négative de VOJ de sorte que la différence de so tension appliquée à l'intégrateur formé autour de l'amplificateur 186 (c'est-à-dire appliquée à l'entrée du convertisseur 162) lorsque le commutateur S12 n'est pas conducteur est toujours négative. Cette différence de tension provoque par conséquent la croissance de la sortie de l'amplificateur 186 selon une rampe 65 positive, dont la pente dépend de son amplitude, pour déclencher le détecteur 188.

Le détecteur 188, lorsqu'il est déclenché, met à un le circuit bistable de 190 lequel à son tour conditionne le circuit bistable

633 899

8

192 pour être mis à un par le prochain flanc montant du signal d'horloge CL1 (tel que repéré par A sur la fig. 4). Le circuit bistable 192 valide la porte ET 194, de sorte que le commutateur S12 est rendu passant par le même flanc montant du signal d'horloge CL1. Le flanc d'horloge montant suivant de CL2, repéré par B sur la fig. 4, remet à zéro le circuit bistable 190, conditionnant ainsi le bistable 192 dans un état prêt à être remis à zéro par le prochain flanc montant du signal d'horloge CL1.

La remise à zéro du circuit bistable 192 invalide la porte ET 194, coupant ainsi à nouveau la conduction du commutateur S12. Le commutateur S12 est donc rendu passant pendant une période de temps définie de façon précise et égale à une demie période du signal d'horloge CL1. Lorsque le commutateur S12 est passant, il modifie la tension de décalage mentionnée ci-dessus produite par les transistors TR7, TR8 d'une quantité définie de façon précise et suffisante pour donner un signe positif à la différence de tension mentionnée précédemment et provoquer ainsi la décroissance de la sortie de l'amplificateur 186 selon une rampe négative jusqu'à un niveau inférieur au niveau de détection du détecteur 188. Lorsque le commutateur S12 est à nouveau coupé, la même séquence d'événements se reproduit. On remarquera que la fréquence maximale à laquelle le commutateur S12 peut être rendu passant, c'est-à-dire la fréquence maximale de sortie du convertisseur 162, est 8192 Hz. La résistance variable RV1 est réglée de telle sorte que lorsque le shunt 20 est traversée par un courant nul, la fréquence de sortie du convertisseur est à peu près moitié de la fréquence maximale c'est-à-dire 4 096 Ainsi, lorsque le courant passant dans le shunt s n'est pas nul, la tension résultante VQ qui tend à être produite par les transistors TRI, TR2 modifie la différence de tension mentionnée précédemment d'une quantité correspondante, de sorte que la fréquence de fonctionnement du commutateur S12 croît ou décroît à partir de 4 096 Hz selon que V0 est négative io ou positive respectivement et d'un montant correspondant à l'amplitude du produit V.l. Le convertisseur tension-fréquence 162 produit ainsi à sa sortie (c'est-à-dire à la sortie de la porte ET 194) un signal impulsionnel dont la fréquence est fonction de l'amplitude du produit V.l. Les impulsions du signal impul-15 sionnel produit par le convertisseur 162 sont appliquées à et comptées par le compteur bi-directionnel 164. On se rappellera que le signal d'ondes rectangulaires à 25 Hz qui commande le commutateur SU commande également le sens de comptage du compteur 164, en sorte que le compteur compte lorsque le com-20 mutateur S10 est conducteur et décompte lorsque le commutateur SI 1 est conducteur. Ainsi, puisque les commutateurs S10 et SI 1 modifient également la polarité du rapport VQ/V, le nombre N d'impulsion délivrées au compteur 164 pendant une période du signal rectangulaire 25 Hz commençant au temps ti est 25 donné par ti +T/2 T Tl + T

N = [fo + k J V.I.dt] — -[fo - k J

tl 2 tl + T/2

V-Idt] — (7)

qui se simplifie en

2 J

TI +T

V.I.dt

35

tl où: f0 est la fréquence des impulsions lorsque 1 = 0;

T est la période des signaux rectangulaires à 25 Hz; et k est une constante de proportionnalité. 40

Ainsi, le nombre d'impulsions compté par le compteur 164 est proportionnel à l'intégrale de temps du produit V.l. On remarquera que le compteur 164 a une capacité de 212, soit 4 096. Cependant, chaque fois que le compteur 164 atteint un niveau de compte prédéterminé, typiquement les 7/8 de sa capacité « (c'est-à-dire un compte de 3 584), le décodeur 212 produit une impulsion de sortie qui ramène le compteur à son compte préajusté, lequel est typiquement choisi de façon à représenter Va de sa capacité totale (c'est-à-dire un compte de 512). Ainsi, bien que le compteur 164 soit capable à la fois de compter et de so décompter, il ne peut traverser le niveau de compte prédéterminé qui produit une impulsion à la sortie 150 lorsqu'il est en situation de comptage. Autrement dit, s'il compte jusqu'au niveau de 3 584 et produit une impulsion de sortie puis commence immédiatement à décompter, le décomptage démarrera à partir ss du compte préajusté de 512. On évite ainsi la production d'impulsions de sortie non authentiques à la sortie 150. Les impulsions apparaissant à la sortie 150 sont comptées comme on l'a décrit à propos des fig. 1 et 2, leur total représentant la quantité totale d'énergie distribuée par les fils L et N. Pour le bon fonc- eo tionnement du circuit 124, il est souhaitable que les caractéristiques (tel que le gain en courant) des transistors TRI à TR4 et TR7, TR8 soient soigneusement appareillées; cependant, le circuit 124 étant réalisé sous la forme d'un dispositif à circuit intégré unique, ainsi qu'on l'a décrit à propos du circuit 24 des fig. 1 65 et 2, cette condition est relativement et facilement à réaliser en pratique. Le circuit 124 présente plusieurs avantages importants parmi lesquels le plus significatif est peut être la façon dont les dérives et décalages d'origine thermique inhérents au multiplicateur à transconductance variable 160 s'annulent mutuellement. Ainsi, si l'on considère l'équation (7), dans la même période du signal rectangulaire 25 Hz auquel il est fait référence dans l'équation (7), ces dérives et décalages peuvent être considérés comme ayant des amplitudes constantes, de sorte qu'ils ont simplement pour effet de modifier f d'une petite quantité constante ; ils s'éliminent par conséquent avec f0 par l'effet des commutateurs S10 et SI 1 et la modification correspondante du sens de comptage dans le compteur 164. En outre, on remarquera que les transistors TR7, TR8 fonctionnent effectivement comme un multiplicateur analogue à celui qui est formé par les transistors TRI à TR4, de manière à produire un signal de référence utilisé on opposition audit signal fonction du produit (V0) engendré par les transistors TRI à TR4. Ainsi, d'éventuelles erreurs résultant de changements à long terme, c'est-à-dire du vieilissement, des caractéristiques des transistors TRI à TR4 tendent à être annulées par des changements correspondants des caractéristiques des transistors TR7, TR8 en raison de la bonne correspondance mentionnée précédemment des caractéristiques de ces transistors obtenue grâce à la réalisation en circuit intégré. Les erreurs résultant des variations de température du shunt 20 sont pratiquement éliminées par la résistance R32, qui, montée en contact hermique avec le shunt et possédant sensiblement le même coefficient de variation de résistivité avec la température, modifie le signal de référence appliqué en réaction par les transistors TR7, TR8 lorsque le commutateur S12 est passant, proportionnellement à la modification de la valeur de la résistance du shunt qui résulte de la température. Les transistors TR5 et TR6 fonctionnent comme des générateurs à courant constant de façon à maintenir les courants respectifs aux points 182,184 en provenance de l'entrée d'alimentation positive 138 à des valeurs sensiblement constantes et égales déterminées par la moyenne des tensions respectives en ces points. Cependant, si on le désire, on peut remplacer les transistors TR5, TR6 et leurs circuits de polarisation associés

9

633 899

par deux résistances de valeur égales branchées entre l'entrée 138 et les points 182,184 respectivement. Une autre modification qui peut être apportée au circuit 124 consiste à éliminer l'amplificateur 180 et les résistances associées R24 et R26 et le condensateur C10 et à connecter la sortie du commutateur Sil aux émetteurs communs des transistors TR3 et TR4 en sorte que les commutateurs S10 et SU fonctionnent de manière à inverser la polarité effective du courant Ix appliqué au multiplicateur 160. Le circuit 124 peut également être modifié en remplaçant le convertisseur 162 par un convertisseur analogique-numérique, comme on l'a indiqué à propos du circuit 24, auquel cas la polarité avec laquelle les signaux numériques produits par ce convertisseur sont accumulés dans le compteur 164 (ou autre moyen d'accumulation) serait périodiquement inversée par le signal rectangulaire 25 Hz approprié.

Du fait que la fréquence des signaux rectangulaires qui commandent les commutateurs S10, SU et la direction du comptage par le compteur 164 n'est pas critique, on peut apporter une autre modification au circuit 124 en remplaçant le circuit 216 par un circuit de division de fréquence par 256 branché pour recevoir le signal d'horloge CL1 ou C12 en provenance du générateur d'impulsions d'horloge 196 et un circuit bistable de division par deux branché pour recevoir la sortie du circuit de division par 256. Ce circuit bistable produit deux ondes rectangulaires en opposition de phase à 16 Hz qui peuvent être utilisées à la place des ondes rectangulaires 25 Hz. Il faut noter que la technique d'élimination de la dérive décrite à propos du circuit 124 peut être utilisée avec des modifications mineures dans d'autres circuits comportant des multiplicateur, par exemple dans le circuit 24 de la fig. 2.

La figure 3C représente un circuit de protection contre les surcharges qui peut être facilement incorporé dans le circuit 124. Ce circuit de protection contre les surcharges est repéré d'une façon générale par 230 et comprend un compteur bidirectionnel binaire 232 du type pré-ajustable. Le compteur 232 possède une entrée de comptage 234 qui est raccordée à la sortie de l'amplificateur 202 de la figure 3B, une entrée préajustée 236 connectée à la sortie d'une porte OU à deux entrées 238 et un ensemble d'entrées 240 auxquelles est appliqué de façon permanente un signal numérique représentatif d'un niveau de compte pré-ajusté désiré. Le compteur 232 possède également un ensemble de sorties de comptage 242 qui sont raccordées à un décodeur 244 agencé pour produire une impulsion de sortie lorsque le compteur 232 atteint un niveau de compte pré-déterminé. La sortie du décodeur 244 est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bistable 246 dont la sortie de mise à un est reliée à une entrée de la porte OU 238. L'autre entrée de la porte OU 238 est branchée pour recevoir l'un des signaux 25 Hz en provenance du circuit de la figure 3B par l'intermédiaire d'un circuit de division de fréquence par cinq 247 et d'un circuit de mise en forme 248.

L'entrée de remise à zéro du circuit bi-stable 246 est reliée à une source de tension convenable (par exemple le conducteur d'alimentation positive 138) par l'intermédiaire d'un bouton-poussoir de remise à zéro 249, accessible à l'extérieur du boîtier 12 du compteur 10, tandis que la sortie de mise à un de ce circuit bi-stable est également raccordée par l'intermédiaire d'un amplificateur convenable 250 à une sortie 252 du circuit 124. Cette sortie 252 est reliée à un coup-circuit (non représenté) branché dans les fils L et N du côté consommateur du compteur 10. Le coupe-circuit peut si on le désire être incorporé dans le compteur 10, c'est-à-dire disposé à l'intérieur du boîtier 12, auquel cas le bouton-poussoir 249 peut également servir de bouton de réenclenchement du coupe-circuit. En fonctionnement, le compteur 232 compte les mêmes impulsions que celles comptées par le compteur 164 de la figure 3B. Cependant, le compteur 232 est remis à son compte pré-ajusté toutes les 200 millisecondes par les impulsions 5 HZ en provenance du circuit de division 247 et du circuit de mise en forme 248 et ne peut ainsi pas compter de façon continue pendant plus de 200 milli-se-condes à la fois.

Le compte pré-déterminé pour lequel le décodeur 244 pro-5 duit une impulsion de sortie est choisi de telle sorte que le compteur 232 n'atteigne pas ce compte pré-déterminé dans les conditions de charge maximale normale (c'est-à-dire lorsque la charge maximale permise est branchée aux fils L et N du côté consommateur du compteur 10), mais atteigne le dit compte io pré-déterminé lorsque les conditions de charge maximale normale sont dépassées d'un montant spécifié, c'est-à-dire lorsqu'une surcharge se produit. Lorsqu'une telle surcharge se produit et que le compteur 232 atteint par conséquent le niveau pré-déterminé, l'impulsion de sortie produite par le décodeur 15 244 provoque la mise à un du circuit bi-stable 246 lequel à son tour déclenche le coupe-circuit mentionné précédemment par l'intermédiaire de l'amplificateur 250 prévu à cet effet, provoquant ainsi la coupure de l'alimentation en énergie électrique du consommateur. Le circuit bi-stable 246 ramène également le 20 compteur 232 à son compte pré-ajusté par l'intermédiaire de la porte OU 238. Une fois que la cause de la surcharge a été trouvée et éliminée, l'alimentation en énergie électrique peut être rétablie à l'aide du bouton de réenclenchement 249.

La figure 5 représente un autre mode de réalisation simplifié 25 de l'alimentation destinée au circuit 24 ou 124. Dans l'alimentation de la figure 5, la borne 18 n'est pas connectée directement au fil de référence ou de neutre N, mais est reliée à une extrémité d'une résistance de valeur relativement faible R40 dont l'autre extrémité est connectée directement au fil N par une 30 borne 118. Un dispositif limiteur de pointes 260, constitué par un varistor ou résistance sensible à la tension du type ZnO, est branché entre la borne 18 et la borne 14, et limite la tension entre ces deux bornes à une valeur maximale typiquement d'environ 600 volts.

35 La borne 18 est raccordée, par l'intermédiaire d'un condensateur C20 et de deux diodes de Zéner de sens opposés en série Z3, Z4, à 1 a borne 14. Ces diodes de Zéner permettent de limiter l'amplitude de la tension alternative à la jonction J du condensateur C20 et des diodes Zéner à une valeur faible. 40 typiquement environ 8 volts. La jonction J est reliée à la borne 14 par la combinaison série d'une diode D20 et d'un condensateur C21 et par l'intermédiaire de la combinaison série d'une diode et d'un condensateur C22, les diodes D20 et D21 étant branchées en sens opposés.

45 Une tension d'alimentation continue positive + Vs d'environ + 7 V est ainsi produite à la cathode de la diode D20, tandis qu'une tension d'alimentation continue négative - Vs d'environ -7 V est produite à l'anode de la diode en D21.

Le compteur électronique d'énergie électrique des figures 6 50 et 7 est repéré d'une façon générale par 10 g dans la figure 6 et il est semblable à bien des égards au compteur 10 de la figure 1. En outre, le compteur 10 g comporte un circuit électronique intégré 124 g semblable au circuit 124 des figures 3A et 3C. En conséquence, dans la description des figures 6 et 7 qui va suivre, ss les éléments correspondant aux éléments des figures 1 et 3 porteront des références correspondantes et seuls les points de différence vont être décrits en détail.

Dans le compteur 10 g de la figure 6, l'entrée du circuit 124 g est reliée à la borne 16 par l'intermédiaire d'une résis-60 tance de faible valeur R60 et à l'entrée 134 par une autre résistance R62, tandis que l'entrée 130 est reliée à la borne 14. L'entrée 134 du circuit 124 g, au lieu d'être directement raccordée à la jonction 36 des résistances R2 et R3, lui est reliée par l'intermédiaire d'une résistance variable RV10. L'extrémité de 65 la résistance R2 la plus éloignée de la jonction 36 est reliée à la borne 18, elle-même connectée à la borne 118 par une résistance R64, et à la borne 16 par un varistor 502 limiteur de pointe du type ZnO.

633 899

10

La borne 118 est raccordée par l'intermédiaire de résistances R65, R66 et d'un condensateur C30 en série à l'anode d'une diode D30 et à la cathode d'une diode D31. Un autre varistor limiteur de pointe 504 du type ZnO est branché entre la borne 16 et la jonction de la résistance R65 du condensateur C30. La cathode de la diode D30 et l'anode de la diode D31 sont toutes deux reliées à la borne 16 par des combinaisons parallèles respectives d'une diode Zéner et d'un condensateur de lissage, Z6 avec C31, et Z7 avec C32 ; elles constituent ainsi respectivement des points d'alimentation positifs et négatifs par rapport à la brone 16 et, sont respectivement raccordées aux entrées d'alimentation positive, négative 138,142, du circuit 124 g, la borne 16 étant reliée à l'entrée d'alimentation de tension nulle de ce circuit.

La cathode de la diode D30 est aussi connectée par l'intermédiaire d'une diode électro-luminescente 508 et d'un solé-noide 510, respectivement à une sortie auxiliaire 512 et à la sortie 150 du circuit 124 g. Le soléonide 510 fait partie d'un compteur totalisateur à soléonide conventionnel 516 du type utilisé dans les compteurs de facturation de téléphone.

Le circuit 124 g comporte également deux entrées 520,521 entre lesquelles est branché un cristal 518 faisant partie d'horloge 196 à l'intérieur du circuit 124 g, deux entrées 522,523 entre lesquelles est branché le condensateur Cil dû convertisseur tension-fréquence 162, et deux entrées 524, 525, entre lesquelles est branchée la résistance variable R VI du convertisseur 162.

Le circuit 124 g est représenté en plus de détails sur la figure 7, sur laquelle le multiplicateur à transconductance variable, le convertisseur tension-fréquence et le compteur bi-directionnel sont à nouveau repérés par les références 160,162 et 164 respectivement.

Dans le multiplicateur 160 (figure 7A), les commutateurs S10, SU et leurs circuits associés de la figure 3 (lesquels commutateurs et circuits associés inversent périodiquement la polarité du signal du multiplicateur représentatif de la tension V entre les fils L et N) sont remplacés par un circuit hacheur comprenant quatre transistors TRI 1 à TR14, chacun ayant son collecteur raccordé à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140. Les bases des transistors TRll, TR13 sont connectées à un point commun 530 par deux résistances respectives R70, R71, tandis que les bases des transistors TR12, TR14 sont raccordées à un point commun 532 par l'intermédiaire de résistances respectives R72, R73. Les émetteurs des transistors TRll, TR14 sont reliés par des résistances de valeurs égales R74, R75 à l'entrée 134 du circuit 124 g, et, par l'intermédiaire de deux résistances supplémentaires R76, R77 de valeurs égales à celle des résistances R74, R75 à des points de sortie du hacheur 534, 536. Les émetteurs des transistors TR12, TR13 sont reliés aux points 534 et 536 respectivement par des résistances égales R78, R79 dont la valeur commune est de 1,5 fois celle de la valeur commune des résistances R74, R77.

Les points de sortie du circuit hacheur 534,536 sont reliés aux bases des transistors TR15, TR16, dont les collecteurs sont connectés à l'entrée d'alimentation positive 138, et dont les émetteurs sont reliés aux bases des transistors respectifs TR17, TR18. Les comecteurs des transistors TR 17, TR 18 sont respectivement reliés aux émetteurs communs des transistors TRI, TR2 et aux émetteurs communs des transistors TR3, TR4, tandis que leurs émetteurs sont raccordés par des résistances R80, R81 de valeurs égales à celle des résistances R74 à R77, au collecteur d'un transistor TR19. Le transistor TR19 a son émetteur connecté à la source de référence de tension de référence négative 200, et est angencé pour fonctionner comme une source à courant constant à l'aide d'une résistance R82 branchée entre sa base et l'entrée d'alimentation de tension nulle 140 et un transistor TR20 connecté comme une diode (c'est-à-dire avec son collecteur et sa base reliés en commun) entre la base et l'émetteur du transistor TR19. Les résistances R21, R22 du circuit 124 de la figure 3 sont omises du circuit 124 g).

Les transistors TR5, TR6 du circuit 124 de la figure 3, et leurs circuits associés sont remplacés par deux résistances R82, 5 R83 raccordés aux points 182 et 184 respectivement à l'entrée d'alimentation positive 138 et deux résistances R84, R85 connectées à partir des points 182,184 respectivement à l'entrée d'alimentation de tension nulle 140.

Dans le convertisseur tension-fréquence 162, le commutalo teur S12 est remplacé par un transistor de commutation TR21, la résistance R35 est omise et la résistance variable RVI est connectée en série avec un autre transistor de commutation TR22 entre la base du transistor TR8 et la source de tension de référence négative 200. En outre, et comme représenté sur la 15 figure 7B, la porte ET 194 et les inverseurs 198,199 ont été omis, et le signal d'horloge CLI est appliqué à l'entrée de remise à zéro du circuit bi-stable 192. La sortie Q du circuit bi-stable 192 constitue maintenant la sortie du convertisseur 162 et est par conséquent raccordée à la .base du transistor de commuta-20 tion TR21. La sortie Q du circuit bi-stable 192 est également raccordée à une entrée d'une porte ET à deux entrées 540, dont la sortie est reliée à la base du transistor de commutation TR22.

La sortie du convertisseur tension-fréquence 162 (figure 7B) est raccordée à une entrée d'une porte OU Exclusive 542, 25 dont l'autre entrée est connectée à la sortie d'une porte ET à deux entrées 544. La porte ET 544 est branchée pour recevoir le signal d'horloge CLI et un signal d'horloge à 4096 Hz produit par division de la fréquence d'horloge CLI par deux dans un circuit bi-stable 546. La sortie de la porte OU Exclusive 542 est 30 raccordée à une entrée d'une porte ET 548, à deux entrées, dont l'autre entrée est branchée pour recevoir le signal d'horloge CL2. La sortie de la porte ET 548 est reliée à l'entrée de comptage 203 du compteur 164.

Le compteur 164 est un compteur à huit bits, en sorte que sa 35 capacité est de 256. Il est pré-ajusté à un compte de 64, déterminé par les signaux appliqués à ses entrées 208. Le décodeur 212 a une première sortie 550 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque le compteur 164 atteint le compte de 240 tandis qu'il compte vers le haut (comptage), et une deuxième sortie 40 552 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque le compteur 164 atteint la valeur 2, lorsqu'il compte vers le bas, (décomptage). La sortie 550 est reliée au circuit bi-stable 214, tandis que la sortie 552 est reliée à une entrée d'une porte OU à deux entrées, 554. L'autre entrée et la sortie de la porte OU 554 45 sont reliées respectivement à la sortie Q du circuit bi-stable 214 et à l'entrée de pré-ajustée 206 du compteur 164.

La sortie Q du circuit bi-stable 214, est également reliée à l'entrée de comptage d'un simple compteur binaire à cinq bits so 556. Le compteur 556 a une sortie principale 558 sur laquelle il produit un signal de sortie lorsque il atteint le compte de 16 et une sortie auxiliaire 560 (en fait la sortie de son premier étage binaire) sur laquelle il produit un signal de sortie à la moitié de la fréquence du signal appliqué sur son entrée de comptage. La 55 sortie 560 est connectée par l'intermédiaire d'un amplificateur 562 à la sortie 512 du circuit 124 g. La sortie 558 est reliée à l'entrée de mise à un d'un circuit bi-stable 564 dont l'entrée de remise à zéro, est branchée pour recevoir le signal d'horloge CLI. La sortie Q du circuit bi-stable 564 est reliée à la sortie de 60 remise à zéro du compteur 556 et à la sortie de mise à un d'un circuit bi-stable 566 dont la sortie Q est connectée à l'entrée de mise à un d'un circuit bi-stable 568.

La sortie de mise à un du circuit bi-stable 568 est reliée à l'autre entrée de la porte ET 540, à l'entrée de remise à zéro du 65 circuit bi-stable 566 et à une entrée d'une porte ET à deux entrées 570. L'entrée d'horloge du circuit bi-stable 568, et l'autre entrée de la porte ET 570 sont branchées pour recevoir un signal de référence rectangulaire à 8 Hz, ainsi qu'on le verra ci-

11

633 899

après, tandis que la sortie de la porte ET 570 est connecté par TR13 passant en ploquant les transistors TR12, TR14, et vice un amplificateur 572 à la sortie du circuit 124 g. versa alternativement à la fréquence de 8 Hz. Ainsi une tension

Les signaux en opposition de phase pour la commande du V'x représentative de la tension V entre les fils L et N, apparaît circuit hacheur formé par les transistors TRI 1 à TR14 (on rap- alternativement aux points 534 et 536 et se trouve ainsi appli-pelle que l'un de ces signaux commande également le sens de 5 quée alternativement aux bases respectives des transistors comptage du compteur 164) sont élaborés à partir du signal TR15, TR16. On notera que l'impédance de source présentée à rectangulaire de 4096 Hz à la sortie Q du circuit bi-stable 546 la base de chacun des transistors TR15, TR16 est constante au moyen d'un circuit 574 de division de fréquence par 256. La quelle que soit la couple des transistors TR 11 à TR14 qui est sortie du circuit diviseur 574 est reliée à l'entrée d'horloge d'un passante grâce au choix des valeurs relatives des résistances R74 circuit bi-stable 576 et, par un inverseur 577 à l'entrée de remise io à R79.

à zéro d'un circuit bi-stable 580. Les entrées de mise à un et de Les transistors TR15 à TR18 avec les transistors TR19 et remise à zéro du circuit bi-stable 576 sont respectivement bran- TR20 forment un amplificateur différentiel, les points 534 et chées pour recevoir un signal loqique permanent de niveau un et 536 constituant les entrées différentielles de cet amplificateur, un signal d'horloge CL3, ce dernier étant seulement une copie Ainsi, la tension V'x voit sa polarité effective inversée lors-inversée du signal d'horloge de base à 32 768 Hz à partir duquel 15 qu'elle est commutée entre les points 534,536, et, dans chaque les signaux d'horloge CLI et CL2 sont élaborés à l'intérieur du cas, elle fait varier les courants respectifs passant dans les émet-générateur d'impulsions d'horloge 196. teurs communs des couples de transistors TRI, TR2 et TR3,

La sortie Q du circuit bi-stable 576 est reliée aux entrées TR4 en sens opposé c'est-à-dire en opposition de phase, d'horloge respectives d'un circuit bi-stable 578 et du circuit bi- La disposition du hacheur formé autour des transistors stable 580, tandis que la sortie Q du circuit bi-stable 578 est 20 TRI 1 à TR14 et de l'amplificateur différentiel formé autour des reliée à_une entrée d'une porte NON ET 581 à deux entrées. La transistors TRI5 à TR20 réduit encore davantage les signaux de sortie Q du circuit bi-stable 578 est raccordée à son entrée de mode commun indésirables aux points 182,184 ce qui est un mise à un, et à la fois à l'entrée d'horloge du circuit bi-stable 568 facteur permettant d'éliminer les transistors TR5, TR6 du cir-et à l'autre entrée de la porte ET 570. La sortie de la porte NON cuit 124 de la figure 3 dans le circuit 124 g.

ET 581 est reliée à l'entrée de mise à un du circuit bi-stable 580,25 Pour les valeurs élevées de l'énergie transmise par les fils L dont la sortie Q est connectée à l'entrée d'horloge d'un circuit et N, la courbe d'erreur du circuit 124 de la figure 3 présente bi-stable 582. L'autre entrée de la porte NON ET 581 est rac- une légère tendance à des valeurs d'erreur négative (mesure cordée à la sortie d'une porte OU Exclusive 584 dont les deux d'énergie trop faible). Ceci est corrigé dans le circuit 124 g par la entrées sont connectées à des sorties respectives de deux autres commutation du transistor TR22 en plus du transistor TR21, ce portes OU Exclusive 585,586. Les quatre entrées des portes 30 qui permet de réduire effectivement le signal de référence pro-585,586, sont reliées aux sorties respectives des quatres bits les duit par les transistors TR7, TR8 pour opposer le signal de moins significatifs du compteur 164. sortie de la couple de transistors TRI, TR2 et TR3, TR4. Le

Les signaux de commande de hacheur en opposition de transistor TR22 est commandé par la porte ET 540, qui est phase susmentionnées sont produits aux sorties Q et Q du circuit validée chaque fois qu'une impulsion de sortie est produite par bi-stable 582, lesquelles sorties sont donc reliées aux points 530 35 le compteur 556 pendant une période precise du signal de réfé-et 532 respectivement de la figure 7A. La sortie Q du circuit bi- rence 8 Hz appliqué au circuit bi-stable 568 et en synchronisme stable 582 est également connectée à une entrée d'une porte avec lui. Ainsi, plus la puissance mesurée est grande, plus fré-OU Exclusive 588, dont l'autre entrée est reliée à la sortie de la quemment la porte ET 540 est validée.

porte ET 544 et dont la sortie est connectée à l'entrée de com- Dans certaines circonstances, la fréquence de sortie du con-

mande de comptage-décomptage 204 du compteur 164. 40 vertisseur tension-fréquence 162 peut se comporter comme si

Le principe de fonctionnement du circuit 124 g de la figure 7 elle était verrouillée à un sous-multiple de la fréquence d'hor-et par conséquent 10 g de la figure 6 est essentiellement sembla- loge. A la puissance nulle, ceci peut quelquefois résulter en une ble à celui du circuit 124 de la figure 3 et du compteur de la dérive assez rapide du compte dans le compteur 164, par exem-

figure 1, si bien que seules les différences les plus marquantes pie lorsqu'une période de comptage inclut systématiquement seront explicitées en détail.Les résistances R60 et R62 bran- 45 une impulsion de plus ou de moins que la période de décomp-chées entre la borne 16 et l'entrée 134 du circuit 124 g, avec leur tage suivante. Bien que l'on puisse démontrer qu'à long terme jonction reliée à l'entrée 126, permettent de décaler très légère- les erreurs causées par ce phénomène de verrouillage s'annulent ment la tension représentative du courant entre les entrées 126, mutuellement, jce phénomène peut à court terme poser des pro-130, de manière que, lorsque aucune énergie n'est transmise par blêmes, par exemple pendant la calibration. Pour éviter ces pro-I'intermédiaire des fils L et N, le circuit 124 g reçoive des si- 50 blêmes, la phase des signaux en antiphase de commande du gnaux d'entrée indicatifs d'une énergie négative ou inverse de hacheur, et le signal de commande de comptage-décomptage du niveau très faible. Ainsi, le compteur 164 tend à décompter très compteur 164 sont inversés sur une base pseudo-aléatoire cha-lentement mais chaque fois que son compte décroît jusqu'à la que fois que la parité des quatre bits les moins significatifs du valeur deux, le décodeut 212 le ramène à son compte pré-ajusté compteur 164 change, ce qui est détecté par les portes OU de 64. On remarquera que cette disposition garantit que lors- 55 Exclusive 584, à 586.

qu'aucune énergie n'est transmise par l'intermédiaire des fils L Plus spécifiquement, le circuit bi-stable 546, le circuit divi-

et N, même pendant des périodes de temps prolongées, il est seur 574 et le circuit bi-stable 576 coopèrent pour diviser la impossible que le circuit 124 g produise des impulsions de sortie fréquence du signal d'horloge CLI afin de produire à la sortie Q susceptibles d'accroître le compte emmagasiné dans le totalisa- du circuit bi-stable 176 un signal 16 Hz. Le signal 16 Hz est teur 516. 60 appliqué aux circuits bi-stables 578 et 580, le premier produi-

L'effet du léger décalage créé par les résistances R60, R62 sant deux versions en opposition de phase du signal de référence est compensé, lorsque les fils L et N délivrent de l'énergie, par rectangulaire de 8 Hz mentionné précédemment et le second un réglage approprié des résistances variables RV10, RVI du- produisant à sa sortie Q soit un signal 16 Hz, soit un signal 8 Hz, rant la calibration du compteur. selon l'état de la sortie de la porte NON ET 581. La sortie de la

Dans le circuit hacheur formé autour des transistors TRI 1 à 65 porte NON ET 581 dépend à son tour de la sortie de la porte TR14, les signaux d'onde ; rectangulaires en opposition de phase OU Exclusive 584. Chaque transition du 16 Hz au 8 Z et vice appliqués aux points 530 et 532, dont l'élaboration sera décrite versa est synchronisée avec le signal 8 Hz du circuit bi-stable plus loin, sont susceptibles, de rendre les transistors TRI 1, 578.

633 899

12

Le signal à la sortie Q du circuit bi-stable 580 est divisé par branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique tri-

deux par le circuit bi-stable 582 pour produire les deux signaux phasé consistant en trois fils actifs Ll à L3,un par phase, et un fil de commande du hacheur en opposition de phase à ses sorties Q de référence ou de neutre N. Comme précédemment, le fournis-

et Q. On no tera que les transitions mentionnées précédemment seur d'énergie et le consommateur sont censés être, à la droite et entre le 16 Hz et le 8 Hz à l'entrée d'horloge du circuit bi-stable s à la gauche respectivement du compteur 10a, tel que représenté

582 se traduisent par des inversions de phase entre les signaux sur la figure 8, les éléments du compteur 10a correspondant aux présents sur ses sorties Q et Q. éléments du compteur des figures I et 2 étant désignés par les

Afin de réduire la variation maximale possible du compte mêmes références que celles utilisées dans ces dernières figures dans le compteur 164 pendant une période continue de comp- mais avec des suffixes appropriés tels que a, b. ou c.

tage ou de décomptage, on soustrait une fréquence fixe de 4096 io Le compteur 10a comporte un boîtier (non représenté) de

Hz de la fréquence d'impulsions produites par le convertisseur construction similaire à celle du boîtier 12 et qui contient trois tension-fréquence 162. Ceci est effectué au moyen de la porte paires de bornes 14a, et 16a, 14b et 16b, et 14c et 16c, chaque

ET 544 et de la porte OU Exclusive 542. La première coopère paire étant connectée dans l'un des fils respectifs Ll à L3, et une avec le circuit bi-stable 546 pour produire un train d'impulsions borne supplémentaire 18a reliée au fil N. Trois shunts 20a, 20b

à 4096 Hz dont les impulsions coincident avec les impulsions de is et 20c, tous sensiblement identiques au shunt 20 sont branchés l'horloge CLI, comme le font les impulsions éventuelles pro- en série entre les bornes d'une paire respective, par exemple le duites par le convertisseur 162. La porte 542 réalise les fonc- shunt 20a étant branché entre les bornes 14a et 16a, et trois tions suivantes: circuits électroniques 24a, 24b, 24c, sensiblement identiques au a) elle produit une impulsion de sortie si le convertisseur circuit 24, sont associés chacun à l'un respectif de ces shunts 162 produit une impulsion dans l'intervalle entre deux impul- 20 d'une manière analogue à celle décrite à propos des figures 1 et sions consécutives du train d'impulsions à 4096 Hz ; 2 pour shunt 20 et le circuit 24. Des diviseurs de tension respec-

b) elle ne produit aucune impulsion si le convertisseur 162 tifs, comportant chacun deux résistances telles que R2a et R3a produit une impulsion simultanément avec une impulsion du sont branchés entre la borne 18a et l'une des bornes respective train d'impulsions à 4096 Hz ; et 14a, 14b, 14c, la jonction de chaque diviseur de tension étant c) elle produit une impulsion de sortie en réponse à chacune 25 raccordée à l'entrée appropriée du circuit 24a, 24b, 24c, corres-des impulsions du train d'impulsions à 4096 Hz qui ne coincide pondant. Chacune des résistances R2a, R2b, R2c est de valeur pas avec une impulsion de sortie du convertisseur 162. relativement forte, typiquement au moins 100 fois celle de la

La porte OU Exclusive 588 assure que les impulsions pro- résistance correspondante R3a, R3b, R3c. Chacun des circuits duites conformément à la condition (a) sont comptées par le 24a, 24b, 24c possède une alimentation respective 25a, 25b ou compteur 164, tandis que les impulsions produites conformé- 3« 25c sensiblement identique à l'alimentation du circuit 24, les ment à la condition (c) sont décomptées. Ainsi, lorsque les fils L résistances de valeur relativement élevée respectives R6a, R6b,

et N distribuent une énergie nulle, le niveau de compte dans le R6c de ces alimentations étant toutes raccordées à la borne 18a.

compteur 164 augmente et diminue d'un bit alternativement. Le compteur 10a comporte également un thyristor Tl a, un mo-

Comme on l'a déjà indiqué, le décodeur 212 produit un teur pas à pas 52a et un compteur-totalisateur 54 a sensiblement signal de sortie quand le compteur 164 compte jusqu'à deux 35 identiques à ceux de la figure 1. Le thyristor Tla et le moteur cent quarante, le dit signal de sortie étant susceptible, par l'in- pas à pas 52a peuvent être effectivement branchés en série entre termédiaire du circuit bi-stable 214, d'incrémenter le compte le fil L et l'un quelconque des fils Ll à L3, l'anode du thyristor dans le compteur 556. Le compteur 556 produit à son tour des étant effectivement raccordée au dit fil quelconque. On les a signaux de sortie respectifs sur ses sorties 560,558 pour chaque représentés par exemple branchés entre les fils N et Ll, l'anode second et seizième signal de sortie en provenance du décodeur 40 du thyristor étant reliée au fil Ll à la borne 14a.

212. Le signal produit par le compteur 556 sur sa sortie 560 a Les sorties de dépassement respectives des compteurs bi-

une fréquence maximale d'environ 10 Hz et est susceptible, par directionnels des circuits 24b, et 24c sont raccordées à des l'intermédiaire de l'amplificateur 562 et de la sortie auxiliaire sources de lumière respectives 100 et 101 qui de manière typi-

512 du circuit 124, d'exciter la diode électro-luminescente 508 que peuvent comporter des diodes électro-luminescentes (il faut

(figure 6), de façon à indiquer visuellement que de l'énergie est 45 noter que le terme «lumière» doit s'entendre ici comme incluant distribuée par l'intermédiaire des circuits bi-stables 564,566, la radiation infrarouge). Les sources de lumière 100 et 101 sont

568, de la porte ET 570 et de l'amplificateur 572, pour produire couplées optiquement par des fibres optiques respectives 102 et

à la sortie 150 du circuit 124 g des impulsions de sortie de durée 103 à des dispositifs respectifs sensibles à la lumière 104,105

62,5 millisecondes synchronisées avec le signal de référence à dont les sorties respectives sont raccordées à deux entrées d'un ondes rectangulaires 8 Hz produit à la sortie Q du circuit bi- 50 circuit d'anti-coincidence à trois entrées 106. La troisième en-stable 578, les dites impulsions de sortie incrémentant le compte trée du circuit 106 est raccordée à la sortie de dépassement du du compteur-totalisateur 516 de la figure 6. compteur bi-directionnel dans le circuit 24a, tandis que la sortie

Le circuit 124 peut être facilement rendu bi-directionnel, du circuit 106 est raccordée à l'entrée de commande du thyristor c'est-à-dire susceptible de mesurer l'énergie fournie dans les Tla. Les sources lumineuses 100 et 101 tirent l'énergie néces-

deux sens par l'intermédiaire de fils tels que les fils L et N. 55 saire à leur fonctionnement des alimentations respectives des

Comme on l'a déjà mentionné, le compteur 164 décompte lors- circuits 24b et 24c, respectivement, tandis que les dispositifs que la direction dans laquelle l'énergie est fournie s'inverse. On 104,105 et le circuit 106 tirent leur énergie de l'alimentation du peut donc facilement l'adapter pour que, si le décodeur 112 circuit 24a.

produit deux signaux successifs sur sa sortie 552 dans uninter- En fonctionnement, chacun des circuits 24a, 24b, 24c fonc-

valle de temps inférieur à une durée pré-déterminée, indiquant 60 tionne de manière exactement analogue à celle décrite à propos par là une énergie inverse beaucoup plus grande que la puis- des figures 1 et 2 pour produire sur la sortie de dépassement de sance apparente inverse résultant du petit décalage produit par son compteur bi-directionnel respectif un train d'impulsions les résistances R60, R62,un circuit de commutation logique relie dont le rythme est fonction, comme on l'a décrit précédemment,

la sortie Q du circuit bi-stable 582 à la porte 588 au lieu de la du produit de la tension entre chacun des fils respectifs LI, L2,

sortie Q, inversant en conséquence la phase du signal à l'entrée 65 L3 et le fil N et du courant passant dans le fil correspondant. Les de commande de comptage-décomptage 204 du compteur 164. trains d'impulsions respectifs issus des circuits 24a, 24b, 24c

Le compteur électronique d'énergie électrique de la figure 8 sont transmis au circuit d'anti coincidence 106, celui du circuit est repéré d'une façon générale par 10a, et est représenté 24a étant transmis directement et ceux des circuits 24b et 24c,

13

633 899

étant transmis par l'intermédiaire des couplages optiques isolants, incluant les fibres optiques 102 et 103 respectivement. Le circuit 106 intercale les impulsions individuelles des trois trains d'impulsions pour garantir que toutes les impulsions sont comptées par le compteur totalisateur 54a. Le compteur totalisateur 5 54a indique ainsi la quantité totale d'énergie électrique délivrée au consommateur par l'intermédiaire des quatre fils Ll, L2, L3 etN.

Du fait que chacun des circuits 24a, 24b, 24c est raccordé à et «flotte» électriquement avec l'un des fils respectifs LI, L2 et 10 L3, il est protégé des tensions transitoires d'une manière exactement analogue à celle déjà décrite à propos du circuit 24 des figures 1 et 2. L'utilisation des couplages optiques à base de fibres optiques 102 et 103 assure que les trains d'impulsions respectifs issus des circuits 24a, 24b, 24c peuvent être combinés 15 pour le comptage sans altérer sensiblement le haut degré d'isolation électrique entre ces circuits; il permet également à ces circuits d'être physiquement séparés les uns des autres dans le boîtier 12a permettant ainsi de réduire certaines interactions, par exemple de champs magnétiques et se traduit par un assem- 20 blage mécanique relativement simple.

Dans le cas plus général d'un circuit de distribution électrique à N fils, dans lequel N est supérieur à 2, les éléments indispensables du compteur sont (N -1) paires de bornes de courant associées à (N -1) des fils, (N -1) shunts, chacun branché entre 25 les bornes de courant d'une paire respective, une autre borne raccordée au Nième fil, (N -1) diviseurs de potentiel résistifs, chacun branché entre la dite borne et une borne de courant sélectionnée d'une paire respective, (N -1) circuits semblables au circuit 24 et (N - 2) couplages isolants pour coupler (N - 2) 30 des circuits à l'étage de sortie commun à thyristor moteur pas à pas et compteur totalisateur.

On peut apporter plusieurs modifications au compteur 10a de la figure 8. Par exemple, les modifications éventuelles du circuit 24 des figures 1 et 2 peuvent être aussi effectuées dans les 35 circuits 24a, 24b et 24c de la figure 8. En outre, chacun des circuits 24a, 24b, 24c pourrait, si on le désirait, tirer son alimentation en énergie d'entre les fils respectifs Ll, L2, L3 et tout autre fil, tandis que le thyristor Tla et le moteur pas à pas 52a peuvent être effectivement branchés en série entre toute paire 40 des fils Ll, L2, L3 et N. Cependant, si l'anode du thyristor est raccordée au fil L, un autre couplage optique doit être prévu. En outre, le moteur pas à pas 52a et le thyristor Tla peuvent être modifiés ou remplacés comme on l'a décrit à propos du compteur 10 des figures 1 et 2. Enfin, les circuits 24a, 24b, 24c 45 peuvent être remplacés par des circuits identiques au circuit 124,124 g des figures 3 et 7 respectivement, tandis que les alimentations des circuits 24a, 24b, 24c peuvent être remplacées par des alimentations identiques à celles qui sont illustrées par la figure 5. 50

Le compteur d'énergie électronique de la figure 9 est repéré d'une façon générale par la référence 10b, et est illustré branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique consistant en deux fils actifs LI et L2 et un fil de neutre N. Les tensions alternatives respectives des fils LI et L2 par rapport au fil N sont 55 sensiblement égales en amplitude, typiquement 110 V, et, leur différence de phase est de 180°. Comme précédemment, le fournisseur d'énergie et le consommateur sont censés être respectivement à la gauche et à la droite du compteur 10b tel qu'illustré sur la figure 9. En outre, les éléments semblables à ceux des 60 figures précédentes ont été à nouveau désignés par des références semblables mais avec des suffixes appropriés.

Le compteur 10b comprend un boîtier (non représenté) de construction semblable à celle du boîtier 14d et 15d, 14e et 16e, chaque paire étant branchée en série dans l'un des fils LI et L2 65 respectifs. Deux shunts, 20d et 20e, tous deux sensiblement identiques au shunt 20 sont branchés en série entre les paires respectives de bornes 14d 16d et 14e et 16e. Le compteur 10b comporte également un circuit électronique 124a sensiblement identique au circuit 124 de la figure 3 ; en particulier, le circuit 124a possède des entrées et une sortie repérées par les mêmes chiffres de référence que ceux utilisées à propos de la figure 3 mais pourvus du suffixe a.

Un transformateur de tension d'isolation 300, ayant un enroulement primaire 302 et un enroulement secondaire 304 avec un rapport de nombres de spires égal à 1 ; 1 a son enroulement primaire 302 branché entre les points 28e et 32e du shunt 20e. Une extrémité de l'enroulement secondaire 304 est raccordée au point 28d du shunt 20d tandis que son autre extrémité est raccordée à l'entrée 126a du circuit 124a. Le point 32d du shunt 20d est relié à l'entrée 130a du circuit 124a.

Les entrées d'alimentation 138a, 140a, et 142a du circuit 124a sont reliées à une alimentation 306 identique à celle représentée sur la figure 5, la résistance R40 et le conducteur d'alimentation de tension nulle de cette alimentation 306 étant raccordés aux bornes 14e et 14d respectivement.

L'entrée 134a du circuit 124a est connectée par une résistance de valeur élevée R2d à la borne 18 à l'intérieur de l'alimentation 306 tandis que la sortie 150a du circuit 124 a est reliée à un thyristor, à un moteur pas à pas et à un compteur-totalisateur (non représentés) agencés d'une manière sensiblement identique à celle décrite à propos de la figure 1.

En fonctionnement le shunt 20d engendre entre les points 28d et 32d une tension Vg, dont l'amplitude instantanée est proportionnelle au courant Ll passant dans le fil Ll tandis que shunt 20 e egendre une tension Vy2 semblablement fonction du courant passant dans le fil L2. Le transformateur 300 fournit aux bornes de son enroulement secondaire 304 une reproduction isolée de la tension Vy2 qui est ajoutée à la tension Vyl pour produire une tension Vsum proportionnelle à la somme des courants IL et I2 entre les entrées 126a et 130a du circuit 124a. L'enroulement secondaire 304 du transformateur 300 est connecté de façon que la polarité de cette reproduction isolée de la tension Vy2 soit la même que celle de la tension Vyl en sorte que la tension Vsum est proportionnelle à la somme des valeurs absolues des amplitudes ou modules des courants Ix et I2.

La résistance R2d est traversée par un courant Ix proportionnel à la somme des tensions respectives VI et V2 des fils Ll et L2 par rapport au fil N.

Le circuit 124 fonctionne d'une manière tout à fait analogue à celle décrite à propos du circuit 124 de la figure 3 et produit une sortie représentative de l'intégrale de temps du produit des signaux V/sum et Ix, le dit produit étant proportionnel à (VI + V2) (Ij et I2). Cependant, du fait que les tensions VI et V2 sont égales et en opposition de phase VI + V2 = 2VI = 2V2, ainsi le produit (VI + V2) (I[ -I-12) est aussi proportionnel à la puissance V1I1+V2I2 fournie au consommateur par les fils Ll, L2 et N, du fait que VJi+Vj I2 = V! (I^ + I^) = V2 + I2). Le compteur 10b produit par conséquent une indication de la quantité totale d'énergie électrique délivrée au consommateur par les fils LI, L2 et N.

Les hautes tensions transitoires mentionnées précédemment qui peuvent se produire entre les fils LI et L2, n'ont pas le même effet sur le transformateur de tension d'isolation 300 que sur les transformateurs de courant d'isolation de l'art antérieur. II en est ainsi parce que la production de tensions dangeureuse-ment élevées aux bornes de l'enroulement secondaire 304 du transformateur 300 est pratiquement empêchée du fait que cet enroulement secondaire est effectivement court-circuité par la très faible résistance constituée par le shunt 20e branché aux bornes de son enroulement primaire 302.

On remarquera qu'aucune connection entre le compteur 10b et le fil de neutre N n'est nécessaire. Cependant, si on le désire, la résistance R2d seule ou la résistance R40 peuvent être raccordées à une borne reliée au fil N, de sorte que Ix est alors proportionnel à VI plutôt qu'à la somme de VI et V2.

633 899

14

Plusieurs autres modifications peuvent être apportées au compteur 10b de la figure 9. Par exemple le circuit 124a peut être remplacé par un circuit semblable au circuit des figures 1 et 2 ou au circuit 124 g de la figure 7, tandis que l'alimentation peut être remplacée par une alimentation semblable à celle de la figure 1.

En outre, le thyristor, le moteur pas à pas et le compteur-totalisateur peuvent à nouveau être modifiés ou remplacés comme on l'a expliqué à propos du compteur 10 des figures 1 et 2.

Le compteur d'énergie électronique de la figure 10 est repéré d'une manière générale par 10c et branché dans un circuit de distribution d'énergie électrique consistant en un fil actif L et un fil de neutre ou de référence N (par exemple le circuit de distribution de la figure 1). Le fournisseur d'énergie électrique et le consommateur sont à nouveau censés être placés à la gauche et à la droite respectivement du compteur tel que représenté par la figure 10 et les éléments correspondant aux éléments des figures précédentes sont désignés par des préférences correspondantes pourvues de suffixes appropriés.

Le compteur 10c porte un boîtier (non représenté) de construction semblable à celle du boîtier de la figure 1, le boîtier contenant deux bornes de courant 14f et 16f branchées en série dans le fil actif L et une borne 118f connectée au fil neutre N. Un shunt 20f, sensiblement identique au shunt 20 de la figure 1, est branché en série entre les bornes 14f, 16f, les points 28f et 32f de ce shunt étant reliés aux entrées 126b et 130b respectivement d'un circuit 124b sensiblement identique au circuit 124 de la figure 3. Les entrées d'alimentation 138b, 140b, et 142b du circuit 124b sont connectées à une alimentation 400 identique à celle de la figure 5, tandis que l'entrée 134b du circuit 124b est raccordée à la borne 18 à l'intérieur de l'alimentation 400 par l'alimentation 400 par l'intermédiaire d'une résistance de forte valeur R2f.

La sortie 150b du circuit 124b peut être sélectivement connectée par l'intermédiaire d'un commutateur 402 à l'un et l'autre de deux registres semblables 404,406 qui sont réalisés à l'aide de techniques de mémoire à bulles magnétiques ou d'em-magazinage MNOS. Ainsi, les impulsions de sortie apparaissant à la sortie 150b contribuent à augmenter le contenu soit du registre 404, soit du registre 406, selon la position du commutateur 402.

Chacun des registres 404,406 est relié à un affichage respectif à plusieurs chiffres du type LED ou LCD à 7 segments (non représenté) qui est agencé pour afficher le contenu de son registre associé, soit de façon continue, soit brièvement en réponse à la mise en oeuvre d'un bouton ou d'un commutateur (non représenté) accessible de l'extérieur du boîtier du compteur 10c. Cependant si nécessaire, un seul affichage peut être prévu, les manoeuvres successives du bouton ou commutateur pécédent provoquant l'affichage séquentiel des contenus respectifs des registres 404,406.

Les registres 404,406 et leur affichage ou affichages associés tirent leur énergie de fonctionnement de l'alimentation 400, les branchements permettant d'obtenir ce résultat ayant été omis sur la figure 10 par mesure de simplicité. Le commutateur 402 fait partie d'un relais de commande à distance 408 du type qui opère en réponse à des signaux de commande codés superposés à la tension alternative normale existant entre les fils L et N, de tel relais étant connus dans la pratique sous le nom de relais de télécommande centralisée. Le relais 408 est également incorporé dans le boîtier du compteur 10c et est sensiblement identique (excépté en ce qui concerne les points spécifiés ci-après) au relais décrit et revendiqué dans notre brevet suisse no. 626 477 ayant pour titre «Relais à commande à distance». Ainsi le relais 408 comporte des circuits 410 identiques à ceux qui sont décrits dans le brevet suisse susmentionné sous réserve des exceptions suivantes:

a) l'alimentation en courant continu a été omise et remplacée par l'alimentation 400, les circuits 410 ayant des entrées d'alimentation 414 et 416 raccordées à l'alimentation 400 ; et b) l'oscillateur à 32.768 Hz (repéré sous la référence 56 de s la figure 5 dans le brevet suisse susmentionné) est omis et un oscillateur sensiblement identique qui fait partie du générateur d'impulsions d'horloge précédemment mentionné pour le circuit 124b est utilisé à sa place. Cet oscillateur est repéré par la référence 412 sur la figure 10 et a une sortie raccordée à une io entrée 418 des circuits de relais 410 (ainsi qu'au circuit 124b). On remarquera que dans tous les cas au moins le cristal de l'oscillateur 412 est extérieur à la portion intégrée du circuit 124b, en sorte que pratiquement aucune modification du circuit 124b n'est nécessaire pour inclure le relais 408 dans le compteur 15 10c.

Le circuit 124b et le circuit du relais 410 ainsi ont un boîtier commun, à une alimentation en énergie commune, et un oscillateur de cadencement commun ce qui représente une économie substantielle.

20 Les circuits du relais 410 ont une entrée 420 raccordée par une résistance de valeur relativement élevée R50 à la borne 18 à l'intérieur de l'alimentation 400, pour recevoir les signaux de commande codés susmentionés, et deux sorties 422,424 raccordées aux portes de commande respectives de deux thyristors 25 T10, Tll. Les anodes respectives des thyristors T10 et Tll sont reliées par l'intermédiaire de résistances de limitation de courant respectives R51, R52 à la borne 18 dans l'alimentation 400 et sont également reliées l'une à l'autre par une bobine de relais 426 qui commande la position du commutateur 402. Les caso thodes respectives des thyristors T10 et TI 1 sont raccordées au conducteur d'alimentation de tension nulle de l'alimentation 400.

En fonctionnement, le circuit 124b opère d'une manière exactement analogue à cell décrite plus haut à propos de la 35 figure 3 et, si l'on suppose que le commutateur 402 est dans la position illustrée par lafigur 8, le contenu du registre 404 représente la quantité totale d'énergie électrique fournie par les fils L et N au consommateur. Cependant, si l'on désire faire une différence, par exemple, entre l'énergie électrique consommée en 40 heures de pointe et l'énergie électrique consommée en dehors des heures de pointe, par exemple de manière à facturer au consommateur à des taux différents l'énergie électrique consommée pendant ces différentes tranches alors des signaux de commande codés appropriés sont transmis par les fils N et L 45 pour actionner le commutateur 402 du relais 408 aux instants appropriés, le fonctionnement du relais 408 en réponse à ces signaux codés étant décrit en détail dans le brevet suisse susmentionné.

Ainsi, si les registres 404 et 406 sont utilisés pour enregistrer 50 la consommation d'énergie électrique respectivement aux heures de pointe et en dehors des heures de pointe, et si les heures de pointe sont définies, par exemple, comme allant de 6.00 heures à 18.00 heures, un signal codé destiné à modifier la position du commutateur 402 à partir de la position illustrée est 55 transmis chaque jour à 18.00 heures et un signal codé différent destiné à remettre le commutateur 402 à position illustrée est transmis chaque jour à 6.00 heures. Bien entendu ces instants sont donnés à titre d'exemple seulement et peuvent être changés à volonté. Dans ce cas, la somme des contenus respectifs des 60 registres 404,406 représente la quantité totale d'énergie électrique transmise par les fils L et N au consommateur.

Le relais 408 a été simplifié pour plus de clarté par rapport au relais du brevet suisse susmentionné. Ainsi, outre les modifications concernant son alimentation, et l'oscillateur déjà men-65 tionné, le relais 408 en pratique comporte deux commutateurs OUVERT-FERME au lieu du commutateur 402, chacun de ces commutateurs OUVERT-FERME étant commandé par une bobine respective et une paire de thyristors montés comme re-

15

633 899

présenté sur la figure 10. En outre, un autre étage de circuits de protection contre les pointes (résistance 404 et varistor 405 de la figure 4 du brevet suisse susmentionné) est normalement utilisé.

Plusieurs modifications peuvent être apportées au compteur 10c de la figure 10. Par exemple, tout autre mode de réalisation convenable d'un relais de télécommande centralisée peut être utilisé à la place du relais 408. En outre, l'alimentation 400 peut être remplacée par une alimentation du type démontré par la figure 1 tandis que le circuit 124b peut être remplacé par un circuit semblable au circuit 24 des figures 1 et 2 ou au circuit 124 g de la figure 7. De plus, les registres 404 et 406 et leur affichage ou leurs affichages associés peuvent être remplacés par la combinaison d'un moteur pas à pas convenable et d'un compteur-totalisateur du type décrit à propos de la figure 1.

Quoique les divers modes de réalisation du circuit électronique conforme à la présente invention qui viennent d'être décrits l'aient été principalement en référence à leur emploi dans des compteurs d'énergie électroniques, ils ne sont pas limités à de 5 telles applications. Ainsi les circuits électroniques conformes à l'invention peuvent également être à la base de circuits de protection contre les surcharges du type décrit à propos de la figure 3C pour être branchés dans des circuits de distribution d'énergie électrique, ou bien d'autres types de compteurs, par exemple io des compteurs de puissance demandée, destinés à être branchés dans de tels circuits de distribution. Dans le cas de compteurs de puissance demandée, on remarquera que le circuit de la figure 3C peut être facilement adapté pour indiquer si la demande moyenne de puissance pendant un intervalle de temps déter-i5 miné a dépassé un niveau donné.

C

12 feuilles dessins

Claims (9)

1. 633 899

   2

   REVENDICATIONS grer la somme du signal de décalage et du signal fonction du

   1. Circuit électronique pour produire un signal de sortie produit, de sorte que le niveau de la sortie de l'intégrateur aug-représentant l'intégrale dans le temps du produit de deux si- mente en direction d'un niveau prédéterminé, un détecteur sus-gnaux d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend un multiplica- ceptible de produire un signal de commande en réponse à la teur pour recevoir et multiplier l'un par l'autre les signaux d'en- 5 sortie de l'intégrateur lorsque celle-ci atteint ledit niveau prédé-trée afin de produire un signal fonction du produit des deux terminé, et une source de référence pour combiner, en réponse signaux d'entrée, un circuit convertisseur agencé pour convertir audit signale de commande, un signal de référence d'amplitude le signal fonction du produit en un signal numérique représenta- et de durée déterminées avec la somme dudit signal de décalage tif de l'amplitude du signal fonction du produit, des moyens et dudit signal fonction du produit, en opposition à cette somme, pour accumuler lesdits signaux numériques pour produire ledit 10 en sorte que le niveau de la sortie de l'intégrateur diminue et signal de sortie et des moyens pour inverser de manière répétée retraverse ledit niveau prédéterminé en sens inverse.

   et simultanée la polarité effective de l'un des signaux d'entrée et 10. Circuit selon les revendications 3 et 9, caractérisé en ce la polarité avec laquelle lesdits signaux numériques sont accu- que la source de signal de décalage et la source de signal de mulés afin de réduire sensiblement les erreurs dans le signal de référence comportent ensemble une autre paire de transistors sortie qui résultent de la dérive dans le multiplicateur. 15 couplés par leurs émetteurs, les collecteurs respectifs de cette
2. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit autre paire étant reliés aux collecteurs respectifs de la première multiplicateur comporte un multiplicateur à transconductance paire de transistors, les émetteurs respectifs de cette autre paire variable. étant couplés résistivement à une source de tension de réfé-
3. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit rence, la base de l'un des transistors de l'autre paire étant polari-multiplicateur à transconductance variable comporte une paire 20 sée par cette source de tension de référence, et la base de l'autre de transistors couplés par leurs émetteurs et disposés pour rece- transistor de l'autre paire étant polarisée à partir d'une source voir le premier signal sous la forme d'une tension entre les bases de tension de décalage.

   respectives des transistors et le second signal sous une forme qui 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que fait varier les courants d'émetteurs respectifs des transistors de l'intégrateur comporte un amplificateur différentiel comportant façon à produire ledit signal fonction du produit entre les collec- 25 une capacité branchée en contre-réaction entre sa sortie et son teurs respectifs des transistors. entrée inversante, les entrées inversantes et non-inversantes de
4. 4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit l'amplificateur étant raccordées aux collecteurs respectifs des multiplicateur à transconductance variable comporte en outre transistors de la première paire.

   une deuxième paire de transistors couplés par leurs émetteurs, 12. Circuit selon l'une des revendications 9 à 11, caractérisé

   également agencés pour recevoir le premier signal sous la forme 30 en ce que le convertisseur tension-fréquence comporte un géné-d'une tension entre leurs bases respectives, les collecteurs des rateur d'impulsions d'horloge agencé pour produire des impul-transistors de la seconde paire étant branchés en croix avec les sions d'horloge à une fréquence pré-déterminée et des moyens collecteurs des transistors de la première paire de façon à ré- de validation logiques branchés pour recevoir lesdites impul-duire sensiblement une composante de mode commun indésira- sions d'horloge et ledit signal de commande de manière à appli-ble qui est susceptible d'être présente dans le signal fonction du 35 quer le signal de référence à l'intégrateur pendant des interproduit. valles de temps dont la durée est égale à ou coïncide sensible-
5. 5. Circuit selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce que ment avec des périodes respectives des impulsions d'horloge, le multiplicateur à transconductance variable comporte une troi- 13. Circuit selon les revendications 2 et 7, caractérisé en ce sième paire de transistors couplés par leurs émetteurs, disposés qu'il comprend des moyens pour augmenter le gain du conver-pour maintenir les courants moyens respectifs aux collecteurs <h> tisseur tension-fréquence aux taux élevés d'accroissement dudit des transistors de la première paire à des valeurs sensiblement signal de sortie de façon à compenser la non-linéarité de la égales déterminées par une tension approximativement à mi- caractéristique du multiplicateur à transconductance variable chemin entre les tensions respectives des collecteurs des transis- auxdits taux élevés.

   tors de la première paire. 14. Circuit selon les revendications 9 et 13, caractérisé en ce
6. 6. Circuit selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en 45 que les moyens d'augmentation du gain comportent des moyens ce que les moyens d'inversion sont disposés pour inverser la pour diminuer l'amplitude effective dudit signal de référence, polarité effective dudit second signal. 15. Circuit selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé
7. 7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en en ce que les moyens d'inversion sont agencés de manière que la ce que le circuit convertisseur comporte un convertisseur ten- durée moyenne des périodes durant lesquelles ladite inversion a sion-fréquence agencé pour convertir le signal fonction du pro- 50 lieu soit sensiblement égale à la durée moyenne des périodes duit en un signal impulsionnel dont le taux d'impulsions dépend pendant lesquelles ladite inversion n'a pas lieu.

   de l'amplitude du signal fonction du produit. 16. Circuit selon la revendication 15, caractérisé en ce que
8. 8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les les moyens d'inversion comportent des moyens de commande moyens d'accumulation comportent un compteur bi-direction- pour engendrer au moins un signal d'ondes rectangulaires pour nel préajustable branché pour recevoir et compter les impul- 55 commander lesdites inversions de polarité et des moyens pour sions du signal impulsionnel et en ce que le circuit comprend des changer la phase du signal rectangulaire de façon répétée de moyens susceptibles de produire en réponse à un compte prédé- 1800 d'une manière sensiblement aléatoire.

   terminé une impulsion de sortie qui ramène le compteur à un 17. Circuit selon les revendications 8 et 16, caractérisé en ce compte pré-ajusté, ledit compte pré-ajusté étant supérieur à que ledit compteur est un compteur binaire, comportant des zéro et ledit compte prédéterminé étant plus grand que ledit 60 moyens pour détecter la parité d'un nombre sélectionné des bits compte préajusté, mais inférieur à la capacité totale du comp- les moins significatifs dudit compteur et pour effectuer ledsdits teur et lesdites impulsions de sortie constituant ledit signal de changements de phase en réponse aux changements dans la pa-sortie. rité détectée.
9. 9. Circuit selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que 18. Utilisation du circuit selon la revendication 1 dans un le convertisseur tension-fréquence comporte une source d'un 65 compteur d'énergie électronique destiné à être branché dans un signal de décalage dont l'amplitude est choisie de telle sorte que circuit de distribution d'énergie électrique d'au moins deux fils, la somme du signal de décalage et du signal fonction du produit caractérisé en ce que le compteur comporte des moyens pour soit monopolaire, in intégrateur branché pour recevoir et inté- produire un signal représentatif du courant passant dans l'un

   3

   633 899

   desdits fils et des moyens pour produire un signal représentatif La fig. 2 est un schéma simplifié du circuit électronique du de la tension entre ces fils, ce circuit électronique étant agencé compteur de la fig. 1 ;

   pour recevoir lesdits signaux représentatifs du courant et de la La fig. 3 (constituée des figures 3A et 3B) est un schéma tension en guise desdits premier et second signaux respective- d'une autre forme d'exécution du circuit électronique du comp-ment. 5 teur de la fig. 1, montrant l'application de la présente invention

   à celui-ci;

   La fig. 3c montre un circuit supplémentaire qui peut être incorporé au circuit de la fig. 3 ;