CH638358A5 - Clock recovery circuit with a phase-locked loop to recover a clock pulse string from an input pulse string - Google Patents

Description

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PATENTANSPRÜCHE genannten Widerstände (56; 55) sehr viel grösser ist als jener

]. Taktrückgewinnungschaltung zur Rückgewinnung einer der darin enthaltenen Diode (54; 53). •

Taktimpulsfolge aus einer Eingangsimpulsfolge, welche Schal- 8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, tung eine phasenverriegelte Schleife mit einer Phasenver- dass die Phasenverriegelungsschleife weiter ein zwischen die gleichsschaltung aufweist, die einen ersten Eingang besitzt, an 5 Phasenvergleichsschaltung (44) und den gesteuerten Oszillator welchen die Eingangsimpulsfolge angelegt ist, weiter einen (46) gekoppeltes Filternetzwerk (45) aufweist und somit eine zweiten Eingang und einen Ausgang, welcher in Kaskade mit Phasenverriegelungsschleife zweiter Ordnung darstellt, mindestens einem gesteuerten Oszillator verbunden ist, dessen 9. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, Ausgang mit dem zweiten Eingang der Phasenvergleichsschal- dass jeder der ersten Zweige einen zweiten Widerstand (62; tung gekoppelt ist, wobei das Taktimpulssignal am Ausgang io 61) in Serie mit dem darin enthaltenen Kondensator (58; 57) des gesteuerten Oszillators erzeugt wird, dadurch gekennzeich- aufweist, wobei der Ausgang der Phasenvergleichsschaltung net, dass die Phasenvergleichsschaltung (43) erst Mittel (43) direkt mit dem gesteuerten Oszillator (46) verbunden ist.

(47-58) aufweist, welche durch die Eingangsimpulsfolge (i)

und durch die Taktimpulsfolge (CPW) gesteuert werden, wel-

che letztere Impulsfolge Übergänge aufweist, welche praktisch is in der Mitte der Impulse der Eingangsimpulsfolge (i) auftreten und welche Mittel erste und zweite Ausgangsimpulsfolgen Die vorliegende Erfindung betrifft eineTaktrückgewin-

erzeugen können, welche gleich den mittleren Amplitudenwer- nungsschaltung gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1. ten von ersten (i + ) und zweiten (i - ) Zwischenimpulsfolgen Eine solche Taktrückgewinnungsschaltung ist in der Technik sind, deren Impulse gebildet sind aus unterschiedlichen Teilen 20 bekannt, z.B. aus dem Artikel «The jitter performance of pha-der Impulse der Eingangsimpulsfolge (i) und welche beide selocked loops extracting timing from baseband data wave-proportional zur Impulsdichte (d) der Eingangsimpulsfolge (i) forms» von D.L. Duttweiler, erschienen in BSTJ, Januar 1976, sind, und dass die Phasenvergleichsschaltung (43) ferner mit Seiten 37-58, insbesondere Seiten 45—47. Ein Nachteil dieser den ersten Mitteln (47-58) gekoppelte zweite Mittel (44) auf- bekannten Schaltung besteht darin, dass das Korrektursignal, weist und ein Vergleichsausgangssignal abgibt, welches eine 25 das den Phasenfehler zwischen dem Taktimpulszug und dem Funktion des Verhältnisses der ersten und der zweiten Aus- Eingangsimpulszug darstellt, proportional ist zur Wahrschein-gangsimpulsfolge ist. lichkeit, dass ein Übergang in diesem Eingangsimpulszug vor-

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, handen ist, d.h. zur Impulsdichte des letzteren Impulszuges, dass die ersten Mittel (47-58) erste (54, 56, 58) und zweite (53, Aufgabe der Erfindung ist daher eine Taktrückgewin-55, 57) Filterschaltungen und erste (48,49, 50) und zweite (47, 30 nungsschaltung des obigen Typs, bei welcher jedoch das

51,52) Torschaltungen aufweisen, deren Ausgänge mit den er- zuletzt erwähnte Korrektursignal unabhängig ist von der sten bzw. zweiten Filterschaltungen gekoppelt sind, wobei die Impulsdichte des Eingangsimpulszuges.

Eingangsimpulsfolge (i) sowohl an die erste als auch an die Gelöst wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des zweite Torschaltung angelegt wird, welche durch die Taktim- ersten Anspruchs genannten Merkmale. In den weitern pulsfolge (CPW) bzw. durch deren invertierte Version 35 Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildung angegeben,

gesteuert werden, so dass erste (i + ) und zweite (i - ) Zwi- Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand schenimpulsfolgen erzeugt werden am Ausgang der ersten der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt:

bzw. zweiten Torschaltung, welche an die erste bzw. zweite Fig. 1 ein Schaltbild einer Taktrückgewinnungsschaltung;

Filterschaltung angelegt werden, die in Abhängigkeit davon und die genannten ersten und zweiten Ausgangsimpulsfolgen 40 Fig. 2 Impulszüge, welche an verschiedenen Punkten der erzeugt. Schaltung nach Fig. 1 erscheinen.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, Die Taktrückgewinnungsschaltung von Fig. 1 weist eine dass die ersten (54, 56, 58) und die zweiten (53, 55, 57) Filter- Impulsformer- und Gleichrichterschaltung 1 mit Eingangsschaltungen auch erste und zweite Filterausgangssignale abge- klemmen 2, 3 und Ausgangsklemmen 4, 5 und 6 sowie eine ben, welche proportional dem Logarithmus des mittleren 45 Phasenverriegelungsschleife (PLL) 7 mit einer Eingangs-Amplitudenwertes der ersten und der zweiten Ausgangsim- klemme 4 und einer Ausgangsklemme 8 auf. Diese Schaltung pulsfolge sind. ist insbesondere ausgelegt, jedoch nicht darauf begrenzt, um

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, einen Taktimpulszug CPW aus einem Eingangsimpulszug i zu dass jede der genannten Filterschaltungen einen ersten Zweig entnehmen, welcher eine Frequenz von 43 368 MHz aufweist mit mindestens einem Kondensator (58; 57) und einen zweiten so und gemäss einem 3-Pegel-Code codiert ist, z.B. gemäss dem Zweig mit mindestens einem Widerstand (56, 55) und einer sogenannten HDB3-Code mit Nullimpulsen, positiven Zei-Diode (54; 53) in Serie aufweist, wobei die ersten und die chenimpulsen und negativen Zeichenimpulsen.

zweiten Ausgangssignale in den zweiten Zweigen der ersten Die Impulsformer- und Gleichrichterschaltung 1 weist

(54, 56, 58) und der zweiten (53, 55, 57) Filterschaltungen flies- einen Eingangstransformator mit einer Primärwicklung 9 und sen und wobei die ersten und zweiten Filterausgangssignale 55 Sekundärwicklungen 10 und 11 auf. Die Primärwicklung 9 hat über der Diode der ersten bzw. zweiten Filterschaltung erzeugt Eingangsklemmen 2 und 3 und die Sekundärwicklungen 10 werden. und 11, welche durch je einen Widerstand 12 bzw. 13 über-

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, brückt sind, haben eine gemeinsame Klemme 14 und individu-dass jede der genannten Dioden durch den Basis-Emitter- eile Klemmen 15 bzw. 16. Der gemeinsame Verbindungspunkt Übergang eines entsprechenden Transistors (54; 53) gebildet 60 14 der Wicklungen 10 und 11 und der Widerstände 12 und 13 wird. ist mit dem Abgriffpunkt 22 eines Spannungsteilers verbun-

6. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, den, welcher die Widerstände 17 bis 20 aufweist, welche zwi-dass das erste und das zweite Filterausgangssignal an die sehen 5V und Masse angeschlossen sind.

zweite Mittel (44) angelegt werden, welche durch einen Diffe- Die Abgriffpunkte 21,22 und 23 zwischen den Wider-

rentialverstärker gebildet sind, an dessen Ausgang das Ver- 65 standspaaren 17,18; 18, 19 und 19, 20 sind wechselstrommäs-gleichsschaltungs-Ausgangssignal erscheint. sig über Kondensatoren 24 bzw. 25 bzw. 26 mit Masse verbun-

7. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, den. Zwei Transistorpaare 27,28 und 29,30 sind mit ihren dass in jedem der zweiten Zweige der Widerstandswert der Emittern über Widerstände 31 bzw. 32 mit 5 V verbunden. Die

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Basisanschlüsse der Transistoren 27 und 30 sind über Widerstände 33 bzw. 34 mit Klemmen 16 bzw. 15 verbunden, während die Basisanschlüsse der Transistoren 28 und 29 über Widerstände 35 bzw. 36 mit dem Abgriffpunkt 21 verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren 28 und 29 sind mit der Ausgangsklemme 4 verbunden, während jene der Transistoren 27 und 30 über Widerstände 37 bzw. 38 mit Masse verbunden sind. Diese Kollektoren sind weiter mit den Basisanschlüssen von NPN-Transistoren 39 und 40 verbunden, deren Emitter mit Masse verbunden und deren Kollektoren über Widerstände 41 bzw. 42 mit 5V verbunden sind. Die Verbindungspunkte dieser Kollektoren und Widerstände bilden die Ausgangsklemmen 5 und 6 der Impulsformer- und Gleichrichterschaltung 1.

Die phasenverriegelte Schleife 7 weist die Kaskadenschaltung einer Phasenvergleichsschaltung 43, eines Filternetzwertes 45 und eines spannungsgesteuerten Oszillators 46 auf. Die Phasenvergleichsschaltung 43 weist die eine Torfunktion ausübenden PNP-Transistoren 47,48 auf, deren Emitter mit der Eingangsklemme 4 verbunden sind, welche den ersten Eingang der Phasenvergleichsschaltung 43 bildet. Die Basisanschlüsse der Transistoren 47, 48 sind über Widerstände 49 bzw. 50 mit dem Abgriffpunkt 23 des Spannungsteilers 17 bis 20 verbunden. Die Phasenvergleichsschaltung 43 hat einen zweiten Eingang, der durch die Ausgangsklemme 8 der Phasenverriegelungsschleife 7 gebildet wird und welcher über die Serieschaltung eines Widerstandes 51 und eines Kondensators 52 mit der Basis des Transistors 47 verbunden ist. Die Kollektoren der PNP-Transistoren 47 und 48 sind je über eine Filterschaltung mit zwei Zweigen mit Masse verbunden. Ein erster Zweig weist die Serieschaltung eines Widerstandes 55 bzw. 56 und den Basis-Emitter-Übergang eines NPN-Transistors 53 bzw. 54 auf, während der zweite Zweig einen Kondensator 57 bzw. 58 und eventuell einen Widerstand 61 bzw. 62 aufweist. Die Basen und Kollektoren dieser Transistoren sind mit den Eingangsklemmen 59 und 60 eines Differentialverstärkers 44 verbunden.

Ein nicht im Detail gezeigtes Filternetzwerk 45 weist einen seriellen Widerstandszweig und einen Parallelzweig auf, der aus der Serieschaltung eines Widerstandes und eines Kondensators besteht, so dass die Phasenverriegelungsschleife eine Schleife zweiter Ordnung ist. Eine solche Phasenverriegelungsschleife ist dem Fachmann bekannt, z.B. aus dem Buch «Phaselock techniques» vom F. M. Gardner, erschienen bei J. Wiley and Sons, Inc., 1966 Seite 7-13. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO liefert ein Rechteck-Ausgangspulssignal mit einer Mittenfrequenz von 34368 MHz.

Die Arbeitsweise der oben beschriebenen Taktrückgewinnungsschaltung wird nun anhand der Fig. 1 und 2 für einen Eingangsimpulszug IPW (Fig. 2) beschrieben, welcher gemäss dem HDB3-Code codiert ist und an den Eingangsklemmen 2 und 3 anliegt.

Wenn der angelegte Impuls ein Nullimpuls ist, sind die Transistoren 27 und 30 leitend, während die Transistoren 28 und 29 gesperrt sind, weil die Basen der Transistoren 27,30 und dem Potential des Abgriffpunktes 22 sind, während jene der Transistoren 28 und 29 auf dem Potential des Abgriffpunktes 21 sind, wobei das letztere Potential höher ist als jenes des Angriffpunktes 22. In der Folge davon fliesst ein Strom von der Klemme 5V gegen Masse, und zwar einerseits über Widerstand 31, den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistor 27 und Widerstand 37 und andererseits über den Widerstand 32, den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistors 30 und Widerstand 38. Dadurch werden die beiden Transistoren 39 und 40 leitend, so dass die beiden Spannungen an den Klemmen 5 und 6 nahe bei null Volt sind und damit angeben, dass ein Nullimpuls empfangen wurde.

Wenn ein positiver Zeichenimpuls PM an den Eingangsklemmen 2 und 3 der Primärwicklung 9 anliegt, wird das Potential von Klemme 15 höher als jenes von Klemme 16, so dass Transistor 30 gesperrt wird, während Transistor 27 leitend bleibt. Als Folge davon wird Transistor 29 leitend, während Transistor 28 gesperrt bleibt. Weil der Transistor 29 leitend ist, fliesst ein Strom i (Fig. 2) zum ersten Eingang 4 des Phasendetektors 43 über den Widerstand 32 und den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistors 29, während, weil Transistor 30 gesperrt ist, Transistor 40 auch gesperrt ist, so dass das Potential an der Ausgangsklemme 6 auf 5 V ansteigt, wie dies durch die positive Zeichenform PMW in Fig. 2 angedeutet ist. Wenn der positive Zeichenimpuls PM endet, wird der Transistor 29 wieder gesperrt, während der Transistor 30 erneut leitend wird. Aus dem Obigen folgt, dass jeder positive Zeichenimpuls PM Anlass gibt für einen geformten Puls PM' der positiven Zeichenform PMW und für einen Stromimpuls i' der Stromimpuls-Kurvenform i (Fig. 2).

In analoger Weise wird, wenn ein negativer Impuls NM über den Eingangsklemmen 2, 3 der Primärwindung anliegt, das Potential von Klemme 16 höher als jenes von Klemme 15, so dass der Transistor 27 gesperrt wird, während Transistor 30 leitend bleibt. Als Folge davon wird Transistor 28 leitend, während Transistor 29 gesperrt bleibt. Weil der Transistor 27 leitend ist, fliesst ein Strom i an die erste Eingangsklemme 4 des Phasendetektors 43, und zwar über Widerstand 31 und den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistors 28, während, weil Transistor 27 gesperrt ist, auch Transistor 29 gesperrt wird, so dass das Potential der Ausgangsklemme 5 auf 5 V ansteigt, wie dies angedeutet ist bei der negativen Zeichenform NMW in Fig. 2. Wenn der negative Zeichenimpuls NM endet, wird der Transistor 28 wieder gesperrt, während der Transistor 27 wieder leitend wird. Aus dem Obigen folgt, dass jeder negative Zeichenimpuls NM Anlass für einen geformten positiven Impuls NM' der negativen Zeichenform NMW und für einen Stromimpuls i" der Stromimpulsform i.

Zusammenfassend kann gesagt werden, dass die Impulsform- und Gleichrichteschaltung 1 die positiven Zeichenimpulse des daran angelegten Eingangsimpulszuges IPW formt, die negativen Zeichenimpulse dieses Impulszuges gleichrichtet und formt, und endlich einen Stromimpulszug i erzeugt, dessen Impulse den positiven und negativen Zeichenimpulsen entsprechen.

Um die Impulse der positiven und negativen Zeichenimpulszüge PMW und NMW richtig abtasten zu können, wird nun ein Taktimpulszug CPW (Fig. 2), dessen negative Übergänge im Idealfall in die Mitte der Impulse des Eingangsimpulszuges i fallen, aus dem letzteren Impulszug in der nachfolgend beschriebenen Weise extrahiert.

Dieser Impulszug CPW wird am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 46 erzeugt und an den zweiten Eingang 8 des Phasendetektors 43 angelegt, an dessen erstem Eingang 4 der Eingangsimpulszug i anliegt. Wenn die Impulszüge i und CPW perfekt synchronisiert sind, wie das erwünscht ist, erfolgen die Übergänge nach Minus des Impulszuges CPW genau in der Mitte der Impulse des Eingangsimpulszuges i. Bei Nichtvorhandensein des Synchronismus entsteht ein Phasenfehler 0 (Fig. 2) zwischen den Übergängen von CPW und der Mitte der Impulse i.

Normalerweise sind die Basisanschlüsse der Transistoren 47 und 48 des Phasendetektors 43 auf dem Potential des Abgriffpunktes 23 und dieses Potential ermöglicht, dass diese Transformatoren 47 und 48 leitend werden, wenn Impulse des Eingangsimpulszuges i an ihre miteinander verbundene Emitter angelegt werden. Weil jedoch zusammen mit den letztgenannten Impulsen der Taktimpuls CPW über den Widerstand 51 und ein Kondensator 52 an die Basis des Transistors 47 angelegt wird und weil der Abgriffpunkt 23 wechselstrommäs-sig geerdet ist, wird der Transistor 47 durch die positiven

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Impulse des Taktimpulszuges CPW gesperrt, so dass nur Transistor 48 während der letztgenannten positiven Impulse von CPW leitend ist. Im Gegenteil dazu wird der Transistor 47 leitend während der negativen Impulse des Taktimpulszuges CPW, während Transistor 48 dann gesperrt ist.

Jedesmal, wenn Transistor 48 während der positiven Impulse von CPW leitend wird, fliesst ein Strom von der Eingangsklemme 4 nach Erde, und zwar über den Emitter-Kollek-tor-Übergang des Transistors 48 und über die Filterschaltung, welche aus dem Kondensator 58 und der Serieschaltung des Widerstandes 56 und des Basis-Emitter-Überganges bzw. des Diodenüberganges des Transistors 54 besteht. Dies wird durch den sogenannten Zwischenimpulszug i + von Fig. 2 gezeigt

In analoger Weise fliesst jedesmal, wenn der Transistor 47 während der negativen Impulse von CPW leitend wird, ein Strom von der Eingangsklemme 4 nach Erde, und zwar über den Emitter-Kollektor-Übergang oder Diodenübergang dieses Transistors 47 und die Filterschaltung, welche den Kondensator 57 und die Serieschaltung des Widerstandes 55 und den

Aus den Gleichungen (2) und (3) folgt, dass das Verhältnis

1 +

5 1-

unabhängig von der Impulsdichte d ist, und dass dasselbe gilt für io -

i+ - "i- *

Ï

Auf dieser Einsicht basierend wird am Ausgang der Phasen-15 Vergleichsschaltung 43 in der nachfolgend beschriebenen Art ein diesen Verhältnissen proportionales Signal erzeugt.

Wenn die Filterschaltung mit dem Elementen 53, 55 und 57 erneut betrachtet wird, an welche der Impulszug i - angelegt wird, kann gesehen werden, dass der Kondensator 57 Basis-Emitter-Übergang von Transistor 53 aufweist. Dies wird 20 während jedes positiven Impulses dieses Impulszuges geladen dargestellt durch den sogenannten Zwischenimpulszug i — in Fig. 2.

Aus Fig. 2 wird auch ersichtlich, dass, wenn die negativen Übergänge des Taktimpulses CPW genau in der Mitte der Impulse des Eingangsimpulszuges i auftreten, die Dauer der Impulse der Zwischenimpulse i + und i — gleich sind. Wenn dagegen eine Phasendifferenz 0 zwischen diesen negativen Übergängen und den Impulsmitten vorhanden ist, steigt die Impulsbreite der Impulse von i + bzw. i - an, während die Impulsbreite von i — bzw. i + abfällt. Jedoch ist die Summe der Dauern jedes Paares von Impulsen des Impulszuges i + und i —, welche von einem gleichen Impuls der Eingangsimpulsfolge i erzeugt werden, konstant. Aus Fig. 2 folgt also insbesondere:

2jip • I ist die Oberfläche jedes Impulses des Impulszuges i ; (jtp + 0) • I ist die Oberfläche jedes Impulses der Impulsfolge i + ;

(jtp-0)-I ist die Oberfläche jedes Impulses der Impulsfolge i —

dabei ist:

p das Lastverhältnis des Impulszuges i ;

I die Amplitude der Impulse der Folgen i, i + und i — ; 0 der algebraische Wert des Phasenfehlers in rad.

Um die mittleren Amplitudenwerte der Impulsfolgen i, i + und i — über eine einzelne Periode zu erhalten, ist eine Division durch 2k erforderlich, während zum Erhalt der mittleren Amplitudenwerte T, T + und T — über alle Perioden eine Multipli kation mit der Zeichen- oder Impulsdichte d der Eingangsimpulsfolge i notwendig ist. Es folgt:

Ì+ = Ì- =

so dass i+ - i-

p.d. I

(tip + 0) d.I 2n

Up - 0) d.I 2 n

M

Tip

1)

2)

und in den Zeitintervallen zwischen diesen Impulsen entladen wird, all dies mit einer Zeitkonstante gleich (R55 + R53). C57, wobei R55 der Widerstandswert des Widerstandes 55 ist, R53 der variable Widerstandswert der Basis-Emitter-Diode des 25 Transistors 53 und C57 der Kapazitätswert des Kondensators 57 ist.

Es ist klar, dass die Spannungsform, welche am Kondensator 57 erscheint, abhängig ist von der Amplitude I, von der Impulsdichte d und vom Lastzyklus p der Stromform i —, dass 30 aber wegen dem Filtereffekt der Schaltung 55, 53, 57 die Änderungen dieser Spannungsform beträchtlich reduziert sind, verglichen mit jenen der letzteren Stromform i —. Die Variationen der Form i — können tatsächlich beträchtlich sein, weil die Impulsdichte d z.B. zwischen 1 und 0,25 ändern kann 35 (ein Zeichensignal gefolgt von drei Pausensignalen). Wegen des Vorhandenseins dieser Spannungsform über den Kondensator 57 fliesst ein Strom in den Filterzweig, welcher aus dem Widerstand 55 und dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 53 besteht. Obwohl der Widerstand R53 des letztgenann-40 ten Überganges in Abhängigkeit des darin fliessenden Stromes ändert, ist der im Zweig 55, 53 fliessende Strom praktisch unabhängig vom variablen Widerstand R53, weil der Widerstand R55 vorhanden ist, welcher wesentlich grösser gewählt wurde als der Widerstand R53, so dass jede Variation von R53 45 praktisch überdeckt wird durch R55. Als Folge davon variiert der im Zweig 55, 53 fliessende Strom in selber Weise wie die Spannung über dem Kondensator 57 und ist eine Funktion der gleichen Variablen wie jene für die Spannungsform. Weil kein Gleichstrom im Zweig 57 fliessen kann, ist die Gleichstrom-50 komponente der Stromform, welche im Zweig 55, 53 fliesst, gleich der Gleichstromkomponente oder dem mittleren Amplitudenwert 1 — der Stromform i —. Daher kann die folgende Gleichung ausgeschrieben werden zwischen dem mittleren Amplitudenwert ï - und der Spannung v - am Verbindungs-55 punkt 59 des Widerstandes 55 und der Basis und des Kollektors des Transistors 53 :

V-

vo

3) i- = Io (e - 1) oder ungefähr

5)

i- = Io e

65 wobei 10 der sogenannte Rückwärts-Stättigungsstrom von Transistor 53 und vO das Produkt des Elektronen-Volt-Äquiva-4 ) lentes der Temperatur und eines Parameters ist, welcher eine Funktion des verwendeten Transistormaterials ist.

5

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In gleicher Weise kann man für den mittleren Amplitudenwert ï + des in Zweig 56, 54 der Schaltung 56, 54, 58 fliessenden Stromes schreiben:

1 +

= I'o e v-

6)

dabei ist v + die Spannung am Verbindungspunkt 60 des Widerstandes 56 und der Basis und des Kollektors von Transi- io stor 54 und I'O der Rückwärts-Sättigungsstrom dieses Transistors.

Aus den obigen Gleichungen (4), (5) und (6) folgt, dass,

wenn die beiden Transistoren 53 und 54 ein ausgewähltes Paar sind, d.h. wenn 10 = I'O und wenn 15

1

vernachlässigt werden kann, man ungefähr erhält:

1+

v+ - v- = vo-ln 4^ vo • In i -

i+ - i-

T 25

1-

i+ - l-

= vo>ln

( h h u )2

= 2vo i+ - 1-

2vo 0

30

irp

Dies bedeutet, dass die Differenz zwischen den Spannungssignalen v+ und v— an den Ausgangsklemmen 60 und 59 des Phasendetektors 43 unabhängig ist von der Impulsdichte d des Eingangsimpulszuges i und demzufolge auch unabhängig von der Impulsdichte des Eingangsimpulszuges IPW. Diese Spannungsdifferenz wird im Differenzverstärker 44 erhalten und das resultierende Fehlerspannungssignal, welches an dessen Ausgang erscheint, wird über das Filternetzwerk 45 und den spannungsgesteuerten Oszillator 46 an den Eingang 8 des Phasendetektors angelegt, um den Phasenfehler 0 gleich Null zu machen.

Die Schaltung nach Fig. 1 kann modifiziert werden, indem das Filternetzwerk 45 eliminiert wird und die Filterschaltungen 53, 55, 57 und 54, 56, 58 derart verändert werden, dass sie die Funktion des Filternetzwerkes 45 erfüllen. Dies kann erreicht werden durch Einfügen eines zusätzlichen Widerstandes 61 bzw. 62 in Serie mit dem Kondensator 57 bzw. 58. Die so erhaltenen Filterschaltungen haben eine Transfer-Kennli-nie, welche von der gleichen Art ist wie jene des Filternetzwerkes 45, weil diese Nutzwerte gleichwertig sind gemäss den Theoremen von Thevenin und Norton, wenn man berücksichtigt, dass die variablen Widerstände R53 bzw. R54 sehr viel kleiner sind als R54 bzw. R56, so dass die Totalwiderstände R53 + R55 + R56 praktisch konstant sind.

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1 Blatt Zeichnungen