CH642202A5 - Regelschaltungsanordnung fuer einen ueber leistungsschalter aus einer gleichspannungsquelle gespeisten wechselstrommotor, mit einer frequenzsteuerschaltung. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Regelschaltungsanordnung für einen über Leistungsschalter aus einer Gleich-40 spannungsquelle gespeisten Wechselstrommotor mit einer Frequenzsteuerschaltung, wobei die Gleichspannungsquelle einen Gleichrichter zum Gleichrichten einer Speisewechselspannung und eine Glättungsschaltung enthält, und wobei die Frequenzsteuerschaltung einen Frequenzbezugssignalein-45 gang enthält, der mit einem Eingang eines ersten Verstärkers mit Ausgangssignalbegrenzung verbunden ist, wobei ein Ausgang dieses ersten Verstärkers mit einem Eingang eines ersten Integrators verbunden ist, von dem ein Ausgang ein Frequenzsteuersignal an eine die Leistungsschalter steuernde 50 Schaltung liefert und auf den Eingang des ersten Verstärkers rückgekoppelt ist.

Eine derartige Motorregelschaltung mit einem Verstärker und einem Integrator mit Rückkopplung ist aus der deutschen Offenlegungsschrift 2620321 bekannt und eignet sich 55 besonders gut zur Lieferung von Frequenzsteuersignalen, wobei der Integrator in Verbindung mit dem begrenzenden Verstärker und der Rückkopplung die Geschwindigkeit der Änderung des Frequenzsteuersignals bestimmt. In Verbindung mit dieser bekannten Schaltung ist die in der deutschen 60 Patentanmeldung P 2715882.3 beschriebene Schaltung zum Erzeugen in der Impulsbreite modulierter Signale für die Steuerung der Leistungsschalter sehr gut brauchbar, wobei über diese Schaltung die Frequenz des Motorstroms durch die Frequenz eines Eingangstaktsignals bestimmt wird. Die-65ses Taktsignal kann dann von einem vom genannten Frequenzsteuersignal gesteuerten Taktgenerator erzeugt werden.

Die vorgenannte Kombination von Schaltungen ergibt eine preiswerte, zuverlässige und einfache Motorregelschal

3

642 202

tung. Diese Vorteile können jedoch nur dann völlig ausgenutzt werden, wenn die unterschiedlichen Sicherungen und Gegenkopplungsschleifen ebenfalls einfach und zuverlässig sind.

Eine der Situationen, die gesichert werden soll, ist die Abbremsung des Motors. Wird beim Abbremsen des Motors die von der Frequenzsteuerschaltung vorgeschriebene Motordrehzahl niedriger als die Istdrehzahl des Motors, so fängt der Motor an, als Generator zu wirken. Eine maximale Bremsung ist dabei dann möglich, wenn die ausgelöste Energie und die Speisung zurückgeleitet werden kann. Dies erfordert jedoch komplizierte und kostspielige Speisungen; z.B. bei einem über eine einfache Gleichrichterbrücke aus dem Wechselstromnetz gespeisten Motor kann diese ausgelöste Energie nicht zurückgeleitet werden und muss die ausgelöste Energie in dem Motor, den Leistungsschaltern und der Regelschaltung abgeleitet werden. Zur Sicherung der Schaltung ist es z.B. aus der US-PS 3719873 bekannt, den Motorstrom zu detektieren und, sobald dieser Strom einen bestimmten Pegel erreicht, das Frequenzsteuersignal derart abzuändern, dass eine erhebliche Verringerung des Motorstroms erhalten wird. Es versteht sich, dass dieser bestimmte Pegel nicht höher als der Strom sein darf, der fliesst, wenn während der ungünstigsten Bedingungen der Motor und die Schaltungen die höchstzulässige Energie verbrauchen. Daraus folgt, dass der Motor verhältnismässig viel Zeit benötigt, um abzubremsen. Eine solche Sicherung hat ausserdem den Nachteil, dass zuvor die Betriebsbedingungen bekannt sein müssen, um eine optimale Regelung zu entwerfen und herzustellen.

Die Erfindung bezweckt, eine Regelschaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei der mit einfachen Mitteln eine zuverlässige Sicherung beim Generatorbetrieb erhalten wird, während dabei die Abbremsung des Motors, ungeachtet der Belastung und der Drehzahl des Motors, maximal sein kann, so dass eine Abbremsgeschwindigkeit erhalten werden kann, die nicht durch die ungünstigsten Bedingungen begrenzt wird.

Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltungsanordnung weiter enthält: eine Stromgegenkopplungsschleife, die erste Mittel zum Erzeugen eines Motorstromsignals, das ein Mass für den in dem Motor fliessenden Strom ist, und einen ersten Komparator zum Vergleichen dieses Motorstromsignals mit einem Bezugssignal enthält, wobei ein Ausgang dieses ersten Komparators mit dem Eingang des Integrators verbunden ist, so dass, sobald der Motorstrom einen vorher bestimmten Wert überschreitet, die Stromgegenkopplungsschleife über den ersten Komparator und den Integrator geschlossen wird; sowie eine Spannungs-gegenkopplungsschleife, die zweite Mittel zum Erzeugen eines Spannungssignals, das ein Mass für die Spannung über der Gleichspannungsquelle ist, und einen zweiten Komparator zum Vergleichen dieses Spannungssignals mit einem Bezugssignal enthält, wobei ein Ausgang dieses zweiten Komparators zu dem Integrator führt, so dass, sobald die Spannung über der Gleichspannungsquelle einen vorher bestimmten Wert überschreitet, die Spannungsgegenkopplungs-schleife über den zweiten Komparator und den Integrator geschlossen wird.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Anwendung einer Spannungsgegenkopplungsschleife neben einer Stromgegenkopplungsschleife nicht nur eine Sicherung gegen zu hohe Spannungen liefert, sondern, was viel interessanter ist, eine sehr schnelle Abbremsung dadurch ermöglicht, dass stets und unter allen Bedingungen ein Maximum an Energie abgeleitet wird. Dies lässt sich wie folgt erkennen. Wenn die Bremsung eingeleitet wird, steigt der erzeugte Motorstrom schnell auf einen hohen Maximalwert an. Dadurch, dass die zurückgeleitete Energie nicht in das Wechselspannungsnetz geliefert werden kann, nimmt die Spannung über der Gleichspannungsspeisung durch das Aufladen meistens vorhandener Kapazitäten (meistens Pufferkondensatoren) sehr schnell auf einen höchstzulässigen Wert zu, der z.B. gleich dem Zweifachen des Nennwertes sein kann und durch die verwendeten elektronischen Teile, wie Dioden und Thyristoren, bestimmt wird.

Die Spannungsgegenkopplungsschleife begrenzt diese Spannung auf diesen Wert, was zur Folge hat, dass der Strom abnehmen wird. Solange der abbremsende Motor genügend Energie liefert, wird die Speisespannung auf diesem Höchstwert bleiben und wird sich der Strom diesem Wert und der Drehzahl anpassen, so dass während nahezu des ganzen Bremsvorgangs die Ableitung gelieferter Energie maximal ist. Ein wichtiger Vorteil dabei ist der, dass bei Spannungen, die erheblich höher als die Nennspannungen sind, die meisten Motoren in Sättigung geraten, wodurch die Ableitung in dem Motor selbst stark zunimmt.

Würde lediglich eine Überstromsicherung, wie sie z.B. aus der genannten US-PS 3719873 bekannt ist, oder eine Strombegrenzung verwendet werden, so soll der Grenzwert des Motorstroms derart gewählt werden, dass nur unter den ungünstigsten Bedingungen die höchstzulässige Speisespannung erreicht werden kann, was bedeutet, dass diese Stromgrenze viel niedriger als diejenige Grenze liegen wird, die bei einer Regelung nach der Erfindung gewählt werden kann, und dass die Speisespannung durchschnittlich viel niedriger liegen wird, wodurch nicht nur die Ableitung herabgesetzt, sondern auch der genannte Vorteil des Erreichens des Sättigungszustandes des Motors beseitigt wird, wodurch eine erheblich längerre Zeit benötigt wird, um den Motor sicher abzubremsen.

Bei einer Regelschaltungsanordnung nach der Erfindung ist es vorteilhaft, dass der Ausgang des zweiten Komparators z.B. über den ersten Komparator mit dem ersten Integrator verbunden ist, so dass, wenn die Spannungsgegenkopplungs-schleife geschlossen ist, auch die Stromgegenkopplungsschleife geschlossen ist.

Da neben dem genannten Integrator auch die Kapazität der Gleichspannungsquelle einen Integrator bildet, enthält die Spannungsgegenkopplungsschleife an sich zwei Integratoren in Reihe, was zu Stabilitätsproblemen führen kann. Dadurch, dass bei der zuletzt genannten Motorregelschaltung die Spannungsgegenkopplungsschleife in die sehr stabile Stromgegenkopplungsschleife eingreift, treten diese Stabilitätsprobleme nicht auf. Wenn auch der Motorstrom den genannten vorher bestimmten Wert nicht erreicht hat, wird dennoch diese Stromgegenkopplungsschleife derart aktiviert, dass die Spannung über der Gleichspannungsquelle auf einen vorher bestimmten Wert begrenzt wird.

Eine günstige Ausführungsform einer Schaltung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Motorregelschaltung weiter enthält: Detektionsmittel, mit deren Hilfe detektiert wird, ob der Wechselstrommotor als Generator oder als Motor wirkt; einen dritten Komparator, von dem ein Eingang zu den genannten ersten Mitteln führt, sowie Schaltmittel zwischen einem Ausgang des dritten Komparators und dem Eingang des ersten Integrators und zwischen dem Ausgang des ersten Komparators und dem Eingang des ersten Integrators, wobei diese Schaltmittel von den genannten Detektionsmitteln derart gesteuert werden, dass beim Generatorbetrieb der Ausgang des ersten Komparators mit dem Integrator und beim Motorbetrieb der Ausgang des dritten Komparators mit dem Integrator verbunden ist.

Auf diese Weise wird eine getrennte Wirkung der Begrenzung beim Motor- und beim Generatorbetrieb erhalten. Die Spannungsgegenkopplungsschleife kann nur dann geschlossen sein, wenn der Motor als Generator wirksam ist, und aus5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

642 202

4

serdem können die Grenzwerte des Motorstroms beim Motor-und beim Generatorbetrieb verschieden gewählt werden.

Was die genannten Detektionsmittel zum Detektieren der Spannung über der Gleichspannungsquelle anbelangt, ist es günstig, dass diese Mittel einen zweiten Gleichrichter mit Glättungsschaltung und einen Komparator zum Vergleichen der mit dem zweiten Gleichrichter erhaltenen Gleichspannung mit der Spannung der genannten Gleichspannungsquelle und zur Lieferung eines Signals enthalten, das angibt, ob die Spannung der Gleichspannungsquelle die über den zweiten Gleichrichter erhaltene Gleichspannung gegebenenfalls um einen bestimmten Wert überschreitet.

Auf diese Weise ist sichergestellt, dass die Detektion des Generatorbetriebs nicht von Änderungen der Netzspannung beeinflusst wird.

Die genannten Mittel zum Detektieren des Motorstroms können dadurch gekennzeichnet sein, dass die genannten ersten Mittel in jeder Phasenzufuhrleitung des Wechselstrommotors einen Transformator enthalten, dessen Sekundärwicklungen parallel geschaltet sind und über ein Glättungsfilter das genannte Motorstromsignal liefern.

Was die Speisung der Frequenzsteuerschaltung anbelangt, ist es günstig, dass parallel zu der Gleichspannungsquelle ein schaltender Gleichspannungswandler mit einem Transformator angeordnet ist, dessen Primärwicklung in Reihe mit einem Schalter zu der Gleichspannungsquelle parallelgeschaltet ist und von dem eine erste Sekundärwicklung zu einer Gleichrichterschaltung zur Lieferung von Speisespannung an die Frequenzsteuerschaltung führt. Dies ergibt noch den grossen Vorteil, dass die Frequenzsteuerschaltung nach wie vor gespeist wird, solange genügend Spannung über der Gleichspannungsquelle vorhanden ist, auch wenn die Motorregelschaltung von dem Wechselstromnetz entkoppelt ist oder wenn das Wechselstromnetz ausfällt. Denn wenn die Frequenzsteuerschaltung über eine unabhängige Speiseschaltung gespeist würde, würde bei Unterbrechung der Netzspannung die Steuerung ausfallen, während gewisse Leistungsschalter noch leitend sind und durch das Ausfallen der Steuerung leitend bleiben, wodurch die Gleichspannungsspeisung kurzgeschlossen wird, was ohne zusätzliche Sicherungen einen nachteiligen Einfluss auf die Leistungsschalter und die Speiseschaltung ausüben würde.

Bei Anwendung eines schaltenden Gleichspannungswandlers ist es vorteilhaft, dass die genannten zweiten Mittel eine zweite Sekundärwicklung des Transformators enthalten, die mit einer Gleichrichterschaltung zur Lieferung des genannten Spannungssignals verbunden ist.

Dieses Spannungssignal kann vorteilhaft zusätzlich dadurch ausgenutzt werden, dass die genannten zweiten Mittel mit einem vierten Komparator zum Vergleichen dieses Spannungssignals mit einem Bezugssignal verbunden sind, wobei dieser vierte Komparator über einen Ausgang an einen Schalter angeschlossen ist, der zwischen dem Gleichrichter der Gleichspannungsquelle und der Glättungsschaltung der Gleichspannungsquelle derart angeordnet ist, dass dieser Schalter geschlossen wird, wenn das Spannungssignal dieses Bezugssignals überschreitet, wobei der genannte Schalter parallel zu einem Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten angeordnet ist.

Bei Speisung aus einem niederohmigen Wechselstromnetz wird beim Einschalten der in der Gleichspannungsquelle vorhandene Pufferkondensator mit einem grossen Ladestrom aufgeladen werden. Dieser Aufladestrom wird vom genannten Widerstand begrenzt, der von dem Schalter kurzgeschlossen wird, wenn die Spannung der Gleichspannungsquelle genügend hoch ist. Indem für diesen Widerstand ein Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten gewählt wird, kann der Widerstandswert verhältnismässig niedrig gewählt werden, wobei dieser Widerstand dennoch eine Sicherung gegen Kurzschluss dadurch bildet, dass infolge der hohen Ströme bei Kurzschluss dieser Widerstand wärmer und somit der Widerstandswert höher wird, wodurch die Verlustleistung in diesem Widerstand beschränkt bleibt.

Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Frequenzsteuerschaltung für eine Motorregelschaltung nach der Erfindung,

Fig. 2a, 2b und 2c einige Signalformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3a und 3b schematisch einen möglichen Verlauf der Amplitude des Motorstroms und der Spannung über der Gleichspannungsspeisequelle als Funktion der Zeit, wenn der Motor während des Bremsvorganges als Generator zu wirken beginnt,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel des Motorstromdetektors in Fig. 1,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel einer Gleichspannungsquelle für die Speisung eines Motors über Leistungsschalter, Fig. 6 eine Schaltung zum Erzeugen eines IR-Kompensa-tionssignals und

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 6.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Frequenzsteuerschaltung für eine Motorregelschaltung nach der Erfindung. Diese Schaltung enthält einen Frequenzbezugseingang 1, dem eine Spannung VRi zugeführt wird. Dieser Eingang 1 führt über einen Verstärkungseinstellwiderstand Ri und einen Wechselschalter Si, abhängig von der Lage dieses Wechselschalters Si, zu dem invertierenden ( — ) oder dem nichtinver-tierenden ( + ) Eingang eines Operationsverstärkers Ai. Beide Eingänge sind mit Erdungswiderständen Rz bzw. R3 versehen. Der Ausgang des Verstärkers Ai führt über die Reihenschaltung von Widerständen R4 und R5 zu dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers A2, der dadurch, dass der Ausgang 8 dieses Operationsverstärkers über den Kondensator Ci mit diesem Eingang verbunden ist, als Integrator geschaltet ist. Der Ausgang 8 des Integrators A2 ist über einen Widerstand Ró in gegenkoppelndem Sinne mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers Ai und mit einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO verbunden, der ein Taktsignal einer Impulsbreitenmodulationsschaltung PWM zuführt, mit deren Hilfe Impulse erzeugt werden, durch die Leistungsschalter geschaltet werden, wie z.B. in der genannten deutschen Patentanmeldung P 2715882.3 beschrieben ist. Der Verbindungspunkt 7 der Widerstände R» und Rs ist über die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode Di mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers A3 mit Verstärkungseinstellwiderständen R? und Rs verbunden, dessen invertierender Eingang mit einem an Bezugspotential liegenden Punkt Vr2 verbunden ist, während dieser Punkt 7 über die Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode D2 mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers A4 mit Verstärkungseinstellwiderständen Rs und Rio verbunden ist, wobei der invertierende Eingang dieses Verstärkers A4 zu einem auf Bezugspotential liegenden Punkt VR3 führt. Weiter enthält die Schaltung nach Fig. 1 eine Schaltung 9 zur Betätigung des Schalters Si, wobei diese Schaltung 9 die Spannung Vo am Ausgang 8 des Integrators und die Bezugsspannung VRI als Eingangssignal empfängt, mit deren Hilfe der Schalter Si zu dem Zeitpunkt umgelegt wird, zu dem die Spannung Vo gleich 0 V wird, wenn die Polarität der Spannung VR1 geändert ist. Die dargestellte Lage des Schalters Si gehört in eingeschwungenem Zustand zu einer positiven Spannung VR! und die andere Lage zu einer negativen Spannung VR!.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des oben beschriebenen Teiles der Schaltung nach Fig. 1 zeigt Fig. 2a ein beispiels5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

5

642 202

weise gewähltes Frequenzsteuersignal VR] als Funktion der Zeit und zeigen Fig. 2b und 2c die Spannung Vx und die Spannung Vo als Reaktion auf die Spannung VR|.

Zum Zeitpunkt ti wird eine konstante Drehzahl vorausgesetzt. Der Schalter Si nimmt dabei die dargestellte Lage ein und die Spannung VR] ist positiv. Diese Spannung VR] wird über den Spannungsteiler Ri, R3 an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers Ai angelegt, an den auch über den Spannungsteiler Rs, R3 die Ausgangsspannung des Integrators A2 angelegt wird. Die Ausgangsspannung des Verstärkers Ai hat den Kondensator Ci derart aufgeladen, dass die erhaltene Eingangsdifferenzspannung des Verstärkers Ai und somit auch die Ausgangsspannung Vx am Punkt 7 gleich 0 V ist. Die Ausgangsspannung Vo am Integrator, die ein Mass für die Solldrehzahl des Motors ist, wird dadurch durch die Spannung VR] bestimmt und ist in diesem Beispiel stets negativ.

Zum Zeitpunkt ti wird eine höhere Drehzahl vorgeschrieben infolge der Tatsache, dass die Spannung VR] einen höheren Wert erhält. Dadurch erhält die Ausgangsspannung Vx einen positiven Wert, der über die Diode Di von der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A3 begrenzt wird, wobei diese Ausgangsspannung durch die Bezugsspannung VR2 und die Werte der Widerstände R7 und Rs bestimmt wird. Infolge dieses Spannungssprungs wird der Kondensator Ci aufgeladen und nimmt die Spannung Vo ab, bis sie zum Zeitpunkt t2 dem neuen Wert der Spannung VR) entspricht und die Spannung Vx wieder gleich 0 V wird. Die Geschwindigkeit, mit der die Spannung Vo abnimmt (Beschleunigung des Motors),- kann mit der Bezugsspannung VR2 eingestellt werden.

Zum Zeitpunkt t3 wird eine Umkehr der Drehrichtung des Motors dadurch vorgeschrieben, dass die Spannung VRi auf einen negativen Wert gebracht wird. Dadurch erhält die Spannung Vx einen negativen Wert, der über die Diode D2 von der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A4 begrenzt wird, wobei diese Ausgangsspannung durch die Bezugsspannung VR3 und die Werte der Widerstände R9 und Rio bestimmt wird. Infolge dieses Spannungssprungs wird der Kondensator Ci entladen und nimmt die Spannung Vo zu (Verzögerung des Motors) mit einer Geschwindigkeit, die mit der Bezugsspannung VR2 eingestellt werden kann. Zum Zeitpunkt t4 ist die Spannung Vo gleich 0 V geworden, was bedeutet, dass die Ausgangsfrequenz des Oszillators VCO gleich 0 geworden ist. Dies wird von der Schaltung 9 detektiert ,und weil die Polarität der Spannung VR] nicht mehr mit der Lage des Schalters Si übereinstimmt, wird letzterer in die nicht dargestellte Lage umgelegt, während ausserdem ein Signal CW/ CCW an die Schaltung PWM geliefert wird, um über logische Schaltungen die Drehrichtung umzukehren. Um den Motor in der umgekehrten Drehrichtung wieder zu beschleunigen, soll die Spannung Vo wieder abnehmen. Dies erfolgt durch das Umlegen des Schalters Si, so dass die Spannung VR1 dem invertierenden Eingang des Verstärkers Ai zugeführt wird. Dadurch wird die Spannung Vx gleich dem positiven Grenzwert und nimmt die Spannung Vo ab, bis sie zum Zeitpunkt ts wieder dem (negativen) Wert der Spannung VRi entspricht und die Spannung Vx gleich 0 V ist.

Die Schaltung nach Fig. 1 enthält weiter eine Stromgegenkopplungsschleife. Diese besteht aus einer Schaltung 11 zum Messen des Motorstroms und zum Erzeugen einer in diesem Beispiel positiven Spannung Vc und einem Ausgang 10, der ein Mass für den Absolutwert des Motorstroms ist. Diese Spannung Vc wird mit einer negativen Bezugsspannung VR6 über Widerstände R11 und R12 summiert und dem integrierenden Eingang eines Operationsverstärkers As mit einem Verstärkungseinstellwiderstand R13 zugeführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers As führt über einen von einer Schaltung 13 gesteuerten doppelten Schalter S2, einen Widerstand R40 und die Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode D3 zu dem Eingang des Verstärkers A2, der einen virtuellen Erdungspunkt bildet. Ebenso wird die Spannung Vc mit einer Bezugsspannung VR5 über Widerstände Rh und Ris summiert und dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers As mit einem Verstärkungseinstellwiderstand Ris zugeführt. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers führt über den Schalter S2, den Widerstand R39 und die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode D4 zu dem Eingang des Operationsverstärkers A2.

Die Schaltung 13 detektiert, ob der Motor als Generator oder als Motor wirksam ist, und steuert den Schalter S2 derart, dass sich der Schalter beim Motorbetrieb in der dargestellten Lage und beim Generatorbetrieb in der nicht dargestellten Lage befindet.

Wenn beim Motorbetrieb der Motorstrom Null ist, liegt der Eingang des Operationsverstärkers As auf einem durch die Bezugsspannung VR6 bestimmten negativen Wert und ist die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers As positiv, so dass die Diode D3 gesperrt ist. Nimmt der Motorstrom und damit die Spannung Vc zu, so wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers abnehmen und wird, wenn der Motorstrom einen von der Bezugsspannung VR6 einzustellenden Wert überschreitet, negativ werden, wodurch die Diode D3 leitend wird und sich der Kondensator Ci entladen wird. Dies ergibt eine Zunahme der Spannung V0 und also eine Verzögerung des Motors, wodurch der Motorstrom abnimmt. Dadurch, dass die Stromgegenkopplung über die Widerstände R39 und R40 verläuft, deren Wert kleiner als der Widerstandswert des Widerstandes Rs ist, über den die Frequenzsteuerung stattfindet, ist die Stromgegenkopplung in bezug auf eine etwaige positive Spannung Vx vorherrschend.

Beim Generatorbetrieb nimmt der Schalter S2 die nicht dargestellte Lage ein und kann also nur über den Operationsverstärker Aô die Stromgegenkopplungsschleife geschlossen werden. Nimmt beim Generatorbetrieb der Motorstrom zu, so wird auch die Spannung Vc zunehmen und wird der Einfluss der negativen Bezugsspannung VR5 abnehmen, wodurch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers A6 weniger negativ wird. Die Diode D4 ist dabei gesperrt. Überschreitet der Motorstrom einen mittels der Bezugsspannung VR5 einzustellenden Wert, so wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers As positiv und wird die Diode D4 leitend, wodurch die Spannung V0 am Ausgang des Komparators zunimmt, was eine Herabsetzung der Abbremsung des Motors entspricht.

Die Schaltung nach Fig. 1 enthält auch eine Spannungsge-genkopplungsschleife. Die Spannung über der Gleichspannungsspeisung wird mit Hilfe einer Schaltung 12 detektiert und in eine in diesem Beispiel negative Spannung Vb umgewandelt. Diese Spannung Vb wird mit einer positiven Bezugsspannung VR4 über Widerstände Rn und Ris summiert und dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers A7 mit Verstärkungseinstellwiderstand R19 zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers A7 führt über einen Widerstand R20 zu dem Eingang des Operationsverstärkers As.

Wenn die Spannung über der Gleichspannungsspeisung einen durch die Bezugsspannung VR4 bestimmten Wert überschreitet, wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers An positiv und greift beim Generatorbetrieb über den Operationsverstärker Aó in die Stromgegenkopplung ein. Die Bezugsspannung VR5 wird gleichsam herabgesetzt.

Wie beschrieben ist, findet eine Begrenzung des Motorstroms und eine Begrenzung der Spannung der Gleichspannungsspeisung statt. Dabei gibt es ein Gebiet, in dem auf eine Kombination der beiden Grössen begrenzt wird und das u.a. durch die relative Stärke der Spannungen Vb und Vc, die Ver-

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

642 202

6

Stärkung des Operationsverstärkers Ai und das Verhältnis der Werte der Widerstände Rm und R20 bestimmt wird. Um dafür zu sorgen, dass dieses Gebiet klein ist, mit anderen Worten, dass die Spannungsgegenkopplung sehr stark wirksam wird, wenn ein bestimmter Wert der Spannung über der Gleichspannungsquelle überschritten wird, während dies unterhalb dieses Wertes nicht der Fall ist, sind eine Anzahl von Möglichkeiten verfügbar. So kann die Verstärkung des Operationsverstärkers Ai sehr gross gewählt werden, derart, dass der Verstärker A7 bei Nennspannungen stark in Sättigung gesteuert ist und erst ausser Sättigung gerät, wenn ein bestimmter Wert dieser Spannung erreicht wird.

Eine andere Möglichkeit ist die in Fig. 1 gestrichelt dargestellte Diode Ds. Ist die Eingangsspannung des Operationsverstärkers A7 positiv, so klemmt die Diode Ds die Ausgangsspannung des Verstärkers Ai auf einen Spannungspegel von nahezu 0 V. Wenn die (negative) Spannung Vb derart abgefallen ist, dass die Eingangsspannung des Operationsverstärkers Ai negativ und die Ausgangspannung positiv wird, sperrt die Diode D5 und kann die Spannungsregelung wirksam werden.

Fig. 3a und 3b zeigen schematisch einen möglichen Verlauf der Amplitude des Motorstroms Im und der Spannung Vcb der Gleichspannungsspeisung als Funktion der Zeit, wenn der Motor beim Abbremsen als Generator zu wirken beginnt. Zum Zeitpunkt ti fängt der Motor an, Energie zu liefern, und der Motorstrom lädt die in der Gleichspannungsspeisung vorhandenen Kapazitäten auf, so dass die Spannung VCb vom Nennwert Vn an zunimmt, bis im Zeitpunkt t2 ein Höchstwert Vmax erreicht ist. Zwischen den Zeitpunkten ti und t2 wird der Strom Im auf einen Maximalwert Imax begrenzt. Zum Zeitpunkt t2 wird die Spannungsgegenkopplung wirksam und begrenzt über die Stromgegenkopplungsschleife den Motorstrom derart, dass die Spannung VCb auf den Wert Vmax begrenzt wird. Dabei kann der Motorstrom bei abnehmender Drehzahl zunehmen. Es wird keine Energie mehr in den genannten Kapazitäten gespeichert, und der Motor sowie die Schaltungen leiten die gelieferte Energie ab, wobei diese Ableitung gross ist, weil die Spannung maximal, z.B. gleich dem 2,5fachen der Nennspannung, ist, bei welcher Spannung der Motor meistens im Sättigungszustand sein wird, so dass dieser Motor viel Energie verbraucht. Zu diesem Zeitpunkt t3 ist die Drehzahl soweit abgefallen, dass die vom Motor gelieferte Energie nicht mehr genügend ist, um die Spannung Vcb maximal zu halten. Die Spannung Vcb nimmt ab und der Motorstrom Im kann gegebenenfalls nach wie vor zunehmen.

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Motorstromdetektors 11 nach Fig. 1 und ist für Dreiphasenwechselstrom-messung eingerichtet. Der Detektor enthält sechs mit je einer Primär- und einer Sekundärwicklung versehene Toroide 15a ... 17b mit Kernen mit einer hohen Permeabilität, wobei das Verhältnis der Anzahl primärer und sekundärer Windungen z.B. 1:50 ist. Die Primärwicklungen der Toroide 15a und 15b, 16a und 16b, 17a und 17b sind jeweils in Reihenanordnung in den Motorstromzufuhrleitungen aufgenommen, in denen die Ströme IR, Is und IT fliessen. Die Sekundärwicklungen sind jeweils gegensinnig in Reihe geschaltet, und diese gegensinnigen Reihenschaltungen sind parallel zwischen einem Impulsgenerator 18 und einem Widerstand R20 angeordnet. Parallel zu dem Widerstand R20 ist ein Glättungsfilter mit einer Diode De, einem Kondensator C2 und einem Widerstand R21 angeordnet. Die Spannung über dem Widerstand R21 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers As mit Einstellwiderständen R22, R23 und R24 zugeführt. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers As liefert das Stromsignal Vc an den Ausgang 10 des Motorstromdetektors.

Durch die hohe Permeabilität des Kernmaterials der Toroide werden die Kerne bei bestimmten Werten der Phasenströme IR, Is und IT, welche Werte unterhalb des Maximalwertes liegen sollen, in Sättigung geraten. Dadurch, dass der Impulsgenerator 18 Hochfrequenzspannungsimpulse über den gegensinnig in Reihe geschalteten Sekundärwicklungen anlegt, wird pro Phase stets einer der beiden Kerne weiterhin in Sättigung bleiben und der andere ausser Sättigung geraten. Die Ströme ir, is und it in den Sekundärwicklungen werden dann stets ein Mass für die Absolutwerte der Phasenströme IR, Ig bzw. It sein. Diese Ströme ir, is und it werden in dem Widerstand R20 summiert und in eine Spannung umgewandelt, die mit dem Filter Dö, C2, R21 zu einer Gleichspannung geglättet wird, die ein Mass für die Amplitude des Motorstroms ist. Diese geglättete Spannung wird mit dem Operationsverstärker As zu dem Stromsignal Vc verstärkt.

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Gleichspannungsquelle zur Speisung eines Motors über Leistungsschalter. Diese Quelle enthält Anschlüsse für das Dreiphasenwech-selstromnetz R, S und T und einé Gleichrichterbrücke mit Dioden D7, Ds, Ds, Dio, Du und D12. Die gleichgerichtete Spannung über diesen Dioden wird über einen Schalter S3 über einem Pufferkondensator Q, zur Glättung der gleichgerichteten Netzspannung angelegt. Die Spannung Vcb über diesem Pufferkondensator wird über eine Inverterschaltung 19 mit Leistungsschaltern in einen Dreiphasenwechselstrom mit einer von der Schaltung PWM gesteuerten Frequenz zur Speisung des Motors M umgewandelt. Diese Ströme werden mit dem bereits beschriebenen Stromdetektor 11 detektiert. Die Schaltung PWM empfängt ein Frequenzsteuersignal von einer Schaltung der in Fig. 1 dargestellten Art.

Die Gleichspannung Vcb wird über einen Gleichspannungswandler in eine niedrigere Gleichspannung Vs zur Speisung der unterschiedlichen Schaltungen umgewandelt. Grundsätzlich besteht dieser Wandler aus einem Transformator 21 mit einer Primärwicklung 22, über der über einen von einem Oszillator 20 betätigten Schalter S3 die Gleichspannung Vcb angelegt ist. Eine Sekundärwicklung 23 dieses Transformators 21 ist mit einer Gleichrichterschaltung mit einer Diode D13 und einem Kondensator C3 verbunden.

Dadurch, dass der Schalter S4 mit hoher Frequenz ein-und ausgeschaltet wird, wird die Gleichspannung Vcb in einen Wechselstrom umgewandelt, der mit dem Transformator 21 umgewandelt und mit der Diode Du und dem Kondensator C3 gleichgerichtet und zu der Gleichspannung Vs geglättet wird. Diese Gleichspannung Vs wird auf den Oszillator 20 rückgekoppelt, damit dieser gestoppt wird, sobald die Spannung Vs über dem Kondensator C3 einen bestimmten Wert aufweist, und damit dieser wieder gestartet wird, wenn diese Spannung Vs zu niedrig wird. Auf diese Weise wird eine Gleichspannung Vs erhalten, die in hohem Masse von der Spannung Vcb unabhängig ist, die z.B. zwischen 80 V und 800 V variieren kann. Auf diese Weise wird erreicht, dass z.B. beim Ausfallen der Netzspannung die Motorregelschaltung nach wie vor gespeist wird, solange die Spannung Vcb am Pufferkondensator Cb oberhalb eines bestimmten Wertes liegt. Dies hat zur Folge, dass die Leistungsschalter in der Inverterschaltung 19 nach wie vor gesteuert werden, solange eine Spannung Vcb vorhanden ist, die einen derartig hohen Wert aufweist, dass dadurch die Leistungsschalter beschädigt werden könnten, wenn die Leistungsschalter durch Ausfall der Steuerschaltung PWM nicht mehr gesteuert würden. Dadurch bleibt z.B. eine sichere und kontrollierte Abbremsung nach dem Ausfallen der Netzspannung möglich, wobei die Regelschaltung mit der von dem Motor gelieferten Energie gespeist wird.

Der Transformator 21 enthält weiterhin eine zweite Sekundärwicklung 24 parallel zu der Reihenschaltung einer Diode D14 und eines Kondensators C4. Die Spannungsimpulse mit einer Amplitude Vcb über der Primärwicklung 22 werden in eine Gleichspannung Vb über dem Kondensator C4

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

7

642 202

umgewandelt, wobei diese Gleichspannung Vb, wenn der Kondensator Ca nicht oder nahezu nicht belastet ist, der Spannung Vcb über dem Pufferkondensator Cb proportional ist. Dieser Teil der Schaltung nach Fig. 5 bildet also eine Schaltung 12 nach Fig. 1 zur Lieferung einer Spannung Vb, die ein Mass für die Spannung Vcb ist.

Die Spannung Vb am Punkt 111 wird einem Komparator K zugeführt, dem ebenfalls eine Bezugsspannung VR7 zugeführt wird. Der Ausgang des Komparators K ist z.B. mit Hilfe eines Relais mit dem Schalter S3 derart gekoppelt, dass dieser Schalter geschlossen wird, wenn diese Spannung Vb die Bezugsspannung VR7 überschreitet. Der Schalter S3 ist ausserdem von einem Widerstand R25 mit positivem Temperaturkoeffizienten überbrückt.

Wird Netzspannung den Netzspannungsanschlüssen R, S und T zugeführt, so wird der Pufferkondensator Cb mit einem grossen Ladestrom aufgeladen. Zur Sicherung der Gleichrichterdioden wird dieser Strom mittels des Widerstandes R25 begrenzt. Die Schaltung ist dabei zugleich gegen Kurzschluss beim Einschalten gesichert, indem ein etwaiger Kurzschlussstrom den Widerstand R25 anheizt, wodurch der Widerstandswert dieses Widerstandes R25 stark zunimmt. Hat die Spannung Vcb über dem Pufferkondensator Cb einen Wert erreicht, der durch die Bezugsspannung VR6 bestimmt ist, bei welchem Wert der Ladestrom genügend niedrig und die Spannung Vcb genügend hoch ist, um über den Gleichspannungswandler die Motorregelschaltung speisen zu können, so wird über den Komparator K der Widerstand R25 mit dem Schalter S3 kurzgeschlossen.

Die Schaltung nach Fig. 5 zeigt auch ein Ausführungsbeispiel des Detektors, der in Fig. 1 mit 13 bezeichnet ist. Diese Schaltung enthält die Dioden Dis, Die und Di?, die zusammen mit den Dioden Dio, D11 und D12 eine Gleichrichterbrücke bilden. Parallel zu dieser Gleichrichterbrücke sind zur Glättung der gleichgerichteten Spannung ein Widerstand R26 und ein Kondensator Cn angeordnet. Die Spannung Vn über diesem Kondensator ist dann die gleichgerichtete Netzspannung, die nicht, wie die Spannung Vcb, beim Generatorbetrieb zunimmt.

Dadurch, dass den beiden Gleichrichterbrücken die Dioden Dio, Du und D12 gemeinsam sind, sind die beiden Kondensatoren Cb und Cn auf einer Seite gleichstrommässig miteinander verbunden. Zwischen den anderen Elektroden dieser Kondensatoren Cb und Cn ist ein Spannungsteiler mit Widerständen R27 und R28 angeordnet, der den Unterschied zwischen den Spannungen Vcb und Vn nach Schwächung über den Basis-Emitter-Übergang eines Transistors T zuführt, dessen Kollektor über einen Widerstand R29 mit einer positiven Speisespannung verbunden ist.

Nimmt beim Generatorbetrieb die Spannung Vcb zu, so wird bei einer durch den Spannungsteiler R27, R28 bestimmten Zunahme der Transistor T leitend werden. Die dann auftretende Spannungsänderung über dem Kollektorwiderstand R29 ist eine Anzeige für Generatorbetrieb und kann z.B. über eine optische Kopplung für gleichstrommässige Trennung und über logische Gatter den Schalter S2 (Fig. 1) betätigen. Auf diese Weise wird eine einfache Detektion des Generatorbetriebs erhalten, die von Netzspannungsänderungen unabhängig ist.

Der in der genannten deutschen Patentanmeldung 2715882.3 beschriebenen Impulsbreitenmodulator (PWM) enthält einen Eingang 25 (Fig. 1) für ein Taktsignal, um die relative Impulsbreite steuern zu können.

Fig. 6 zeigt eine für diesen Zweck verwendete Schaltung. Diese enthält eine Eingangsklemme 29 für eine Steuerspannung VR9, die mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers An mit Einstell widerständen R37 und R38 verbunden ist, von dem ein Ausgang zu einem spannungsgesteuerten Oszillator führt, der ein Tatksignal, dessen Frequenz durch das Signal VR9 bestimmt wird, an den genannten Eingang 26 liefert.

Bei niedrigen Motordrehzahlen und verhältnismässig hohen Motorströmen wird das verfügbare Motordrehmoment infolge von Spannungsverlusten über der Motorimpedanz erheblich verringert. Diese Verluste lassen sich dadurch ausgleichen, dass die Frequenz des Oszillators 22 herabgesetzt wirdj was eine Vergrösserung der relativen Impulsbreite bedeutet. Dieser Ausgleich (auch als IR-Ausgleich bezeichnet) ist z.B. dadurch möglich, dass dem Eingang des Verstärkers An eine in diesem Beispiel negative Ausgleichsspannung Vx zugeführt wird.

Dazu enthält die Schaltung einen Operationsverstärker Aio mit Einstellwiderstand R31, dessen invertierender Eingang über Summationswiderstände R29 bzw. Rso mit einem an positiver Bezugsspannung VR8 liegenden Punkt bzw. dem Punkt 8 der Schaltung nach Fig. 1 verbunden ist, wobei der letztere Punkt die negative Spannung Vo führt, deren Amplitude der Solldrehzahl proportional ist. Der Ausgang 27 des Verstärkers Aio ist über einen Widerstand R32 mit dem Eingang 26 verbunden, an dem die Ausgleichsspannung Vx vorhanden ist. Dieser Eingang 26 ist über einen Widerstand R36 und die Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode D19 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers An verbunden. Weiter enthält die Schaltung nach Fig. 6 einen Operationsverstärker A9 mit einem Einstellwiderstand R35, dessen invertierender Eingang über Summationswiderstände R33 bzw. R34 mit einem Punkt an negativer Bezugsspannung VRi0 bzw. mit dem Punkt 10 der Schaltung nach Fig. 1 verbunden ist, an dem eine Spannung Vc vorhanden ist, die dem Motorstrom Im proportional ist. Der Ausgang 28 des Verstärkers A9, an dem eine Spannung VB vorhanden ist, ist über die Anoden-Kathoden-Strecke der Diode Dis mit dem Punkt 26 verbunden.

Die Wirkung des Ausgleichs in der Schaltung nach Fig. 6 wird an Hand der Fig. 7 beschrieben, in der als Ordinate die Ausgleichsspannung Vx und als Abszisse die Drehzahl n aufgetragen sind.

Ist die Spannung VB genügend negativ (VB < VA), so entspricht die Spannung Vx der Spannung VA, die eine lineare Funktion der Drehzahl n ist. Dies ist mit der Linie A in Fig. 7 angegeben. Da bei einer bestimmten Drehzahl die Spannung Vx stets grösser als oder gleich der Spannung VA ist, wird Vx im Gebiet links von der Linie A durch die Spannung VB bestimmt (Diode Dis ist dann leitend). Diese Spannung VB ist eine lineare Funktion des Motorstroms und ist für niedrige Drehzahlen der Drehzahl proportional. Die Spannung Vx wird also auch von dem Motorstrom bei niedrigen Drehzahlen begrenzt, wie mit der Linie B in Fig. 7 angegeben ist. Zwischen den Linien A und B wird die Spannung Vx durch den Motorstrom bestimmt. Die Ausgleichsspannung Vx kann bei verhältnismässig hohen Motorströmen dadurch begrenzt werden, dass z.B. die Werte der Widerstände R33, R34 und R35 und die Bezugsspannung VR9 derart gewählt werden, dass der Verstärker A9 bei z.B. einem Motorstrom gleich zwei Dritteln des Motornennstroms in Sättigung gesteuert wird. Dies ist mit der Linie C in Fig. 7 angegeben. Ausserdem lässt sich sagen, dass ein Ausgleich bei verhältnismässig geringen Motorströmen nicht erforderlich ist. Der Wert des Motorstroms, unter dem kein Ausgleich erforderlich ist, kann bei passender Wahl der Bezugsspannungen VR9 und der Werte der Widerstände R33, R34 und R35 derart gewählt werden, dass bei diesem Wert des Motorstroms die Spannung VB gleich 0 V ist. Vx wird dann ja auch grösser als oder gleich 0 V sein, und die Diode D19 wird sperren. Das Gebiet, in dem ein IR-Ausgleich angewandt wird, ist in Fig. 7 schraffiert angegeben und wird von den Linien A, B und C und der waagerechten Vx = 0-Achse begrenzt. Auf diese Weise ist ein einfacher und befriedigender IR-Ausgleich erhalten.

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

G

4 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

1. 642 202

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Regelschaltungsanordnung für einen über Leistungsschalter aus einer Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselstrommotor, mit einer Frequenzsteuerschaltung, wobei die Gleichspannungsquelle einen Gleichrichter zum Gleichrichten einer Speisewechselspannung und eine Glättungsschal-tung enthält, und wobei die Frequenzsteuerschaltung einen Frequenzbezugseingang enthält, der mit einem Eingang eines ersten Verstärkers mit Ausgangssignalbegrenzung verbunden ist, von dem ein Ausgang mit einem Eingang eines ersten Integrators verbunden ist, von dem ein Ausgang ein Frequenzsteuersignal an eine die Leistungsschalter steuernde Schaltung liefert und auf den Eingang des ersten Verstärkers rückgekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltungsanordnung weiter enthält: eine Stromgegenkopplungsschleife, die erste Mittel (11) zum Erzeugen eines Motorstromsignals (Vc), das ein Mass für den in dem Motor fliessenden Strom ist, und einen ersten Komparator (As) zum Vergleichen dieses Motorstromsignals mit einem Bezugssignal (VR5) enthält, wobei ein Ausgang dieses ersten Komparators (Ae) mit dem Eingang des Integrators (A>) verbunden ist, so dass, sobald der Motorstrom einen vorher bestimmten Wert überschreitet, die Stromgegenkopplungsschleife über den ersten Komparator (As) und den Integrator (A2) geschlossen wird; sowie eine Spannungsgegenkopplungsschleife, die zweite Mittel (12) zum Erzeugen eines Spannungssignals (Vb), das ein Mass für die Spannung über der Gleichspannungsquelle (Vcb) ist, und einen zweiten Komparator (A7) zum Vergleichen dieses Spannungssignals mit einem Bezugssignal (VR4) enthält, wobei ein Ausgang dieses zweiten Komparators (A?) zu dem Integrator (A2) führt, so dass, sobald die Spannung über der Gleichspannungsquelle (Vcb) einen bestimmten Wert überschreitet, die Spannungsgegenkopplungsschleife über den zweiten Komparator (A7) und den Integrator (A2) geschlossen wird.
2. 2. Regelschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des zweiten Komparators (A7) über den ersten Komparator (As) mit dem ersten Integrator (A2) verbunden ist, so dass, wenn die Spannungsgegen-kopplungsschleife geschlossen ist, auch die Stromgegenkopplungsschleife geschlossen ist.
3. 3. Regelschaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltungsanordnung weiter enthält: Detektionsmittel (13) zum Detektieren, ob der Wechselstrommotor als Generator oder als Motor wirkt; einen dritten Komparator (As), von dem ein Eingang zu den genannten ersten Mitteln (11) führt, sowie Schaltmittel (S2) zwischen einem Ausgang des dritten Komparators (As) und dem Eingang des ersten Integrators (A2) und zwischen dem Ausgang des ersten Komparators (Ae) und dem Eingang des ersten Integrators (A2), wobei diese Schaltmittel (S2) von den genannten Detektionsmitteln (13) derart gesteuert werden, dass beim Generatorbetrieb der Ausgang des ersten Komparators (Aö) mit dem Integrator (A2) und beim Motorbetrieb der Ausgang des dritten Komparators (As) mit dem Integrators (A2) verbunden ist.
4. 4. Regelschaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektionsmittel einen Gleichrichter (Dis, D16, D17) mit Glättungsschaltung (Cn, R26) und einen Komparator (T, R27, R28) zum Vergleichen der mit diesem Gleichrichter erhaltenen Gleichspannung mit der Spannung der genannten Gleichspannungsquelle (VCb) und zur Lieferung eines Signals enthalten, das angibt, ob die Spannung der Gleichspannungsquelle (Vcb) die über diesen Gleichrichter (Dis, Die, Dit) erhaltene Gleichspannung gegebenenfalls um einen bestimmten Wert überschreitet.
5. 5. Regelschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten ersten Mittel (11) in jeder Phasenzufuhrleitung des Wechselstrommotors einen Transformator (15, 16,17) enthalten, dessen Sekundärwicklungen parallelgeschaltet sind und über ein Glättungsfilter (De, C2) das genannte Motorstromsi-

   5 gnal liefern.
6. 6. Regelschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der Gleichspannungsquelle (Vcb) ein schaltender Gleichspannungswandler (20, 21, S4) mit einem Transformator (21) ange-

   10 ordnet ist, dessen Primärwicklung (22) in Reihe mit einem Schalter (S4) parallel zu der Gleichspannungsquelle (Vcb) geschaltet ist und von dem eine erste Sekundärwicklung (23) zu einer Gleichrichterschaltung (Du, C3) zur Lieferung von Speisespannung (Vs) an die Frequenzsteuerschaltung (PWM)

   15 führt.
7. 7. Regelschaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten zweiten Mittel (12) eine zweite Sekundärwicklung (24) des Transformators (21) enthalten, die mit einer Gleichrichterschaltung (Dm, C4) zur Lie-

   20 ferung des genannten Spannungssignals (Vb) verbunden ist.
8. 8. Regelschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten zweiten Mittel (12) mit einem vierten Komparator (K) zum Vergleichen dieses Spannungssignals (Vb) mit einem

   25 Bezugssignal (VR7) verbunden sind, wobei ein Ausgang dieses vierten Komparators (K) zu einem Schalter (S3) führt, der zwischen dem Gleichrichter (D7, Da, D9, Dio, Du, D12) der Gleichspannungsquelle (Vcb) und der Glättungsschaltung (Cb) der Gleichspannungsquelle (Vcb) derart angeordnet ist, dass

   30 dieser Schalter (S3) geschlossen wird, wenn das Spannungssignal (Vb) dieses Bezugssignal (VR7) überschreitet, wobei der genannte Schalter (S3) parallel zu einem Widerstand (R25) mit positivem Temperaturkoeffizienten liegt.

   35