CH642789A5 - Vorrichtung zur speisung eines gleichstrommotors, insbesondere eines rasiergeraetes, die eine akkumulatorbatterie enthaelt. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

In «Philips Application Information» Nr. 475, August 1975, ist eine Universalspeisevorrichtung beschrieben, die einen Rücklaufwandler («Fly-back converter») enthält. Die Frequenz der Hinlaufperioden, d.h. der Zeitintervalle, während deren das Schaltungselement stromführend ist, wird durch die Frequenz eines in die Steuerschaltung aufgenommenen Oszillators bestimmt.

Eine Speisevorrichtung zur Speisung des Motors eines kleinen elektrischen Gerätes, wie eines Rasiergerätes, muss klein und leicht sein. Dies bedeutet, dass die Elemente der Schaltung möglichst in integrierter Form ausgebildet sind und dass die nichtintegrierten Elemente, wie der Transformator und die (Glättungs-)Kondensatoren möglichst klein sind. Weiter muss im Interesse des Benutzers die Wärmeentwicklung in der Schaltung möglichst gering sein. Das Gerät muss auch beim Fehlen einer äusseren Spannungsquelle (Netzspannung) verwendet werden können, was bedeutet, dass die Speisevorrichtung eine aufladbare Akkumulatorbatterie enthalten muss. Eine weitere Anforderung ist, dass der belastete Motor direkt und störungsfrei auch bei ungeladener Akkumulatorbatterie anlaufen können muss.

Die Vorrichtung nach «Philips Application Information» Nr. 475 ist nicht besonders geeignet für die Speisung eines kleinen elektrischen Gerätes. In der bekannten Vorrichtung wird die Ausgangsspannung des Rücklaufwandlers, die als Regelspannung in der Steuerschaltung verwendet und von der ausserdem die Speisespannung für die Steuerschaltung abgeleitet wird, über eine gesonderte Transformatorwicklung der Steuerschaltung zugeführt. Eine derartige dritte Transformatorwicklung ergibt eine Zunahme des Umfangs und des Gewichts des Transformators.

Um die Speisevorrichtung anlassen zu können, ist eine Hilfsschaltung erforderlich, die den Basisstrom für einen in Reihe mit der Primärwicklung angeordneten Schalttransistor liefern kann, solange die Steuerschaltung noch nicht aktiv ist. Die Hilfsschaltung sorgt dafür, dass beim Anlassen Strom von der Eingangsspannung (Netzspannung) abgenommen wird. Die bekannte Hilfsschaltung enthält zwei Hochspan2

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nungstransistoren, die nicht integriert werden können, und liegt über einem hochohmigen Widerstand an der Eingangsspannung. Die bekannte Hilfsschaltung enthält schliesslich eine Vielzahl zusätzlicher Elemente.

Die vorliegende Erfindung bezweckt, ausgehend von dem Prinzip des Rücklaufwandlers, eine Speisevorrichtung zu schaffen, in der wenig Energie abgegeben wird, die klein und leicht ist und dennoch für einen grossen Bereich von Eingangsspannungen eine geregelte Ausgangskennlinie aufweist. Die Vorrichtung nach der Erfindung ist gekennzeichnet durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angeführten Merkmale.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch Kombination einer Anzahl teilweise an sich bekannter Massnahmen erreicht werden kann, dass die Speisevorrichtung einen hohen Wirkungsgrad aufweist und dass bestimmte Elemente, wie Hochspannungstransistoren und Dioden, gegen zu grosse Ströme oder zu grosse Spannungen gesichert sind. Die Speisevorrichtung kann grösstenteils in integrierter Form ausgebildet werden und dadurch klein und leicht sein.

Eine Hilfsschaltung mit Hochspannungstransistoren und einem hochohmigen Widerstand, wie sie in der Vorrichtung nach «Philips Application Information» Nr. 475 verwendet wird, ist nicht mehr erforderlich. In der Vorrichtung nach der Erfindung kann diese ganze Hilfsschaltung wesentlich vereinfacht werden. Bestimmte äussere Elemente (d.h. Elemente, die nicht mit dem verbleibenden Teil der Steuerschaltung integriert werden können), die in der letzteren Vorrichtung verwendet werden, sind dank der besonderen Leistungsregelung in der Vorrichtung nach der Erfindung nicht mehr erforderlich.

Bei einem bestimmten Pegel der Eingangsspannung fängt die Anlassschaltung an, einen Steuerstrom für das Schaltungselement zu liefern. Der Spannungspegeldetektor stellt fest, ob zu diesem Zeitpunkt die Speisespannung für die Steuerschaltung genügend hoch ist. Wenn dies der Fall ist, wird die Steuerschaltung aktiviert. Dadurch wird verhindert, dass sich die Frequenz der Steuerimpulse ändert und dass die Ansteuerung über die Steuerschaltung nicht mehr gut definiert ist.

Nach einem Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Vorrichtung enthält die Steuerschaltung einen Spannungsgenerator, der eine periodische Spannung mit linearen Flanken liefert, einen Impulsbreitenmodulator, von dem ein erster Eingang mit dem Spannungsgenerator verbunden ist, während an den zweiten Eingang eine durch die Ausgangsspannung bestimmte Spannung angelegt ist, und eine logische Schaltung zum Weiterleiten der von dem Impulsbreitenmodulator gelieferten Impulse an den Steuereingang des Schaltungselements, wobei ein erster Eingang dieser logischen Schaltung mit dem Ausgang des Spannungsgenerators und ein zweiter Eingang derselben mit dem Ausgang sowohl des Impulsbreitenmodulators als auch der Detektionsschaltung verbunden ist. Die logische Schaltung sorgt dafür, dass während einer Periodendauer des Spannungsgenerators die Steuerschaltung nur einen einzigen Steuerimpuls liefern kann.

Unter der Ausgangsspannung der beispielhaften Speisevorrichtung nach der vorliegenden Erfindung ist die Spannung über der Akkumulatorbatterie bei eingeschaltetem Motor und die Spannung über einer in Reihe mit der Akkumulatorbatterie angeordneten Ladeanzeigelampe bei nicht eingeschaltetem Motor und bei sich aufladender Akkumulatorbatterie zu verstehen.

Vorzugsweise liefert der Spannungsgenerator eine drei-eckförmige Spannung und werden dieser Generator sowie die logische Schaltung von der Anlassschaltung her gesteuert. Der Vorteil des Dreieckgenerators ist der, dass keine grossen Spitzenströme, die Störungen (Übersprechen in der integrierten Schaltung) herbeiführen können, die Steuerschaltung zu durchfliessen brauchen und dass die Dauer der Schaltimpulse einfach zwischen 0 und 50% der Periode der von dem Generator abgegebenen Spannung variiert werden kann.

Die Anlassschaltung einer Ausführungsform der Vorrichtung nach der Erfindung kann dadurch gekennzeichnet sein, dass sie mit einer eine Zenerdiode enthaltenden Thyristorschaltung versehen ist, und dass parallel zu dem Anlasskondensator ein Schaltungselement angeordnet ist, von dem ein Steuereingang mit dem invertierten Eingang der Steuerschaltung verbunden ist.

Das Durchschlagen der Thyristorschaltung wird durch die Durchschlagspannung der Zenerdiode bestimmt. Bei einem bestimmten Wert der Spannung über dem Anlasskondensator und beim Überschreiten einer eingebauten Stromschwelle der Thyristorschaltung liefert die genannte Anlassschaltung einen Steuerstrom für das Schaltungselement. Von dem parallel zu dem Anlasskondensator angeordneten Schaltungselement, z.B. einem Transistor, wird die Anlassschaltung unwirksam gemacht, solange die Steuerschaltung Steuerimpulse liefert. Die Anlassschaltung kann, abgesehen von dem Anlasskondensator, mit der Steuerschaltung integriert werden.

Vorzugsweise enthält die genannte Anlassschaltung eine zweite Thyristorschaltung zum Abschalten der ersten Thyristorschaltung, wenn die Spannung über dem Anlasskondensator einen bestimmten Wert unterschreitet. Über die zweite Thyristorschaltung kann sich der Anlasskondensator völlig entladen.

Ausser als Funktion der Ausgangsspannung wünscht man die Dauer der Schaltimpulse auch als Funktion der abgegebenen Leistung regeln zu können. Die Speisevorrichtung enthält dazu eine Detektionsschaltung zum Detektieren des Stromes durch die Primärwicklung des Transformators, um die Dauer der Schaltimpulse der Grösse dieses Stromes in Beziehung zu der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung anpassen zu können. Die Speisevorrichtung kann nur dann befriedigend bei verschiedenen Werten der Eingangsspannung wirken, wenn die Detektionsschaltung derart angepasst wird,

dass der Wert der Eingangsspannung beim Detektieren des Stromes durch die Primärwicklung eine Rolle spielt.

Eine erste Ausführungsform einer angepassten Detektionsschaltung eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Vorrichtung kann dadurch gekennzeichnet sein, dass diese Schaltung durch eine Thyristorschaltung gebildet wird, an deren Steuereingang die Spannung über einem Emitterwiderstand eines in Reihe mit der Primärwicklung angeordneten Schalttransistors und die Spannung eines Spannungsteilers angelegt sind, wobei der Spannungsteiler parallel zu der Reihenschaltung der Primärwicklung und der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors angeordnet ist.

Eine zweite Ausführungsform einer angepassten Detektionsschaltung einer Ausführungsform der Vorrichtung nach der Erfindung kann dadurch gekennzeichnet sein, dass sie einen Differenzverstärker enthält, von dem ein erster Eingang an einer festen Spannung und ein zweiter Eingang an einer dem Strom durch die Primärwicklung des Transformators proportionalen Spannung liegen und von dem der Summe der Emitterströme der Spannung über dem Anlasskondensator proportional ist.

Vorzugsweise enthält die Detektionsschaltung einen zweiten Differenzverstärker, von dem ein erster Eingang mit dem Ausgang des ersten Differenzverstärkers verbunden und ein zweiter Eingang über einen Spannungsteiler an die Ausgangsspannung angelegt sind. Dadurch wird eine richtige Anlasskennlinie erhalten und ist die Vorrichtung kurzschlussfest.

Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Prinzip eines Rücklaufwandlers,

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Fig. 2 eine Speisevorrichtung nach der Erfindung mit einer Steuerschaltung in Form einer integrierten Schaltung,

Fig. 3 blockschematisch die Steuerschaltung für diese Speisevorrichtung,

Fig. 4 eine erste Ausführungsform des Ausgangskreises des Rücklaufwandlers,

Fig. 5 eine zweite Ausführungsform eines derartigen Ausgangskreises und weiter einen Verstärker für die Ausgangsspannung,

Fig. 6 blockschematisch einen Teil einer Steuerschaltung mit einem Sägezahngenerator,

Fig. 7a und 7b die von diesem Generator gelieferte Spannung bzw. die Ausgangsspannung des Impulsbreitenmodulators, dem die Sägezahnspannung zugeführt wird,

Fig. 8 ein Diagramm von Spannungen und Impulsen, die an verschiedenen Punkten in der Steuerschaltung auftreten, Fig. 9 ein logisches Schaltbild der Steuerschaltung, Fig. 10 die Wahrheitstabelle dieses logischen Schaltbildes, Fig. 11 und 12 Ausführungsformen einer Anlassschaltung nach der Erfindung,

Fig. 13a und 13b den Strom durch die Primärwicklung bzw. den transformierten Strom durch die Sekundärwicklung des Rücklaufwandlers bei verschiedenen Pegeln der Eingangsspannung,

Fig. 14 und 15 Ausführungsformen einer Detektionsschaltung nach der Erfindung, und

Fig. 16 eine Ausführungsform einer Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung für die Speisung der Steuerschaltung.

In diesen Figuren sind stets dieselben Elemene mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Die Speisevorrichtung nach der Erfindung gründet sich auf das Prinzip des Rücklaufwandlers (auch als «Fly-back converter» bezeichnet). Das Prinzip eines derartigen Wandlers zeigt Fig. 1.

Während der Zeit, in der der Schalttransistor Ti stromführend ist (die sogenannte «Hinlaufzeit»), fliesst ein linear mit der Zeit zunehmender Strom durch die Primärwicklung Wp des Transformators Tr und wird eine bestimmte Menge magnetischer Energie in dieser Wicklung aufgebaut. Während der Zeit, in der der Transistor Ti stromunterbrechend ist (die sogenannte «Rücklaufzeit»), wird die aufgenommene Energie an die Akkumulatorbatterie B und den Motor M abgegeben. Der Transistor Ti wird von einer Impulsreihe P gesteuert. Die Impulse weisen eine feste und verhältnismässig hohe Frequenz von z.B. 25 kHz auf. Der Vorteil der hohen Frequenz ist der, dass zur Übertragung einer bestimmten Menge Energie die Abmessungen des Transformators klein gehalten weden können. Die Frequenz der Impulse wird durch einen Signalgenerator, z.B. einen Dreieckgenerator, bestimmt, der in eine Steuerschaltung aufgenommen ist. Diese Steuerschaltung enthält weiterhin Elemente, die die Impulsdauer der Schaltimpulse und somit die Dauer der Rücklaufperioden als Funktion der Ausgangsspannung, der Eingangsspannung und des Stromes durch die Primärwicklung regeln.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf diese Steuerschaltung, die grösstenteils in integrierter Form ausgebildet ist. Fig. 2 zeigt, wie diese Steuerschaltung 1 in die Speisevorrichtung aufgenommen ist.

Die Speisevorrichtung enthält einen Vollweggleichrichter, der aus vier Dioden D2, D3, D4 und Ds besteht.

Die Eingangsspannung ist eine Wechselspannung, z.B. die Netzspannung, oder eine Gleichspannung. Die gleichgerichtete Spannung VA wird unmittelbar, ohne dass sie geglättet wird, der Primärwicklung Wp zugeführt. Ein verhältnismässig grosser Glättungskondensator ist nicht erforderlich, wodurch Raum eingespart werden kann. Zwischen dem Punkt A und der Primärwicklung kann eine Entstörungsschaltung angeordnet sein. Diese Entstörungsschaltung besteht z.B. aus zwei Induktivitäten Li und L2 und drei Kondensatoren Ci, C2 und Ci. Zu der Primärwicklung kann eine Dämpfungsschaltung parallelgeschaltet werden, die z.B. aus einem Widerstand R», einem Kondensator C4 und einer Diode De besteht. Die Entstörungsschaltung und die Dämpfungsschaltung sind für die vorliegende Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung und werden hier nicht näher beschrieben.

In Reihe mit der Primärwicklung Wp ist ein Hochspannungsschalttransistor Ti, z.B. ein Transistor vom Typ «Philips BUX 86», angeordnet. Statt eines Transistors könnte auch ein anderes Schaltungselement verwendet werden. Die Basis des Transistors Ti ist mit dem Ausgang 3 der Steuerschaltung 1 verbunden, wodurch die in dieser Steuerschaltung erzeugten Schaltimpulse den Hochspannungstransistor stromführend und stromunterbrechend machen.

Der Motor M eines kleinen elektrischen Gerätes, wie eines elektrischen Rasiergerätes oder eines elektrischen Haarschneidegerätes, kann von den Schaltern SA und SB, die gleichzeitig betätigt werden, in Reihe mit der Sekundärwicklung Ws und parallel zu der Reihenanordnung der Akkumulatorbatterie B, einer Diode D7 und einer Ladelampe La geschaltet werden. Wenn sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden, wird der Motor von der Eingangsspannung V; oder von der Akkumulatorbatterie gespeist. Befinden sich die Schalter in der Lage b, so ist der Motor von der Speiseschaltung entkoppelt. Dann wird, wenn eine Eingangsspannung Vj vorhanden ist, die Akkumulatorbatterie aufgeladen. Cs bezeichnet einen Pufferkondensator, der beim Aufladen der Akkumulatorbatterie verwendet wird. Grosse Ströme, die während der Rücklaufperioden des Rücklaufwandlers auftreten können, werden von Cs aufgefangen, so dass dieser Strom nicht durch die Akkumulatorbatterie und die Ladelampe La fliessen kann.

Solange keine Eingangsspannung V; vorhanden ist, wird die Steuerschaltung nicht aktiviert und kann diese Schaltung der Akkumulatorbatterie keinen Strom entziehen.

Die Spannung am Punkt D (die nachstehend als die Ausgangsspannung Vo bezeichnet wird) wird einem Eingang 11 der integrierten Schaltung 1 zugeführt. Die Spannung Vo ist dadurch mitbestimmend für die Impulsdauer der Schaltimpulse, die an die Basis des Transistors Ti abgegeben werden. Weiter wird die Spannung über einem Emitterwiderstand Rs des Transistors Ti dem Eingang 2 der integrierten Schaltung zugeführt, wodurch der Strom durch den Schalttransistor die Dauer der Schaltimpulse mitbestimmt.

Die Steuerschaltung 1 enthält eine Vielzahl von Teilschaltungen. In Fig. 3 ist blockschematisch dargestellt, wie die Steuerschaltung aufgebaut ist.

Für die Speisung der Steuerschaltung 1 ist eine niedrige und stabile Gleichspannung erforderlich. Es könnte in Erwägung gezogen werden, diese Speisung von VA abzunehmen. Die Spannung VA müsste dann aber über einen grossen Widerstand, der viel Energie ableitet, und einen grossen Glättungskondensator der Steuerschaltung zugeführt werden. Es ist daher zu bevorzugen, die Speisespannung dem Ausgangskreis des Transformators Tr zu entnehmen. Da keine gleich-strommässige Trennung zwischen der Eingangsspannung Vj und der Ausgangsspannung Vo notwendig ist, ist keine gesonderte Transformatorwicklung erforderlich und kann die Speisespannung über die Wicklung Ws abgeleitet werden. Dabei ist eine Hilfsschaltung erforderlich. Diese Hilfsschaltung in der Steuerschaltung sorgt dafür, dass bei genügend hoher Eingangsspannung Vj für die Steuerschaltung eine genügend hohe Speisespannung verfügbar ist.

Auch in der Speisevorrichtung nach «Philips Application Information» Nr. 475 ist eine Hilfsschaltung für den obengenannten Zweck angeordnet. Die bekannte Hilfsschaltung ist

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jedoch in der jetzt vorgeschlagenen Speisevorrichtung nicht gut brauchbar. Die Spannung VA ist nämlich eine nahezu nicht geglättete Spannung. Die bekannte Hilfsschaltung enthält eine Anzahl äusserer Elemente, wie Hochspannungstransistoren. Solange die bekannte Hilfsschaltung eingeschaltet ist, ist der Energieverlust in dieser Schaltung gross.

Nach der vorliegenden Erfindung wird statt der bekannten Hilfsschaltung eine Anlassschaltung verwendet, die einen Anlasskondensator enthält. Mit einer derartigen Anlassschaltung ergibt das Anlassen der Steuerschaltung keine Probleme, und es kann in jeder Periode der Eingangsspannung angelassen werden. Diese Anlassschaltung, die noch im Detail beschrieben werden wird, ist in Fig. 3 mit 30 bezeichnet. Die Anlassschaltung gibt, wenn die Eingangsspannung Vi einen bestimmten Pegel erreicht hat, einen Anlassimpuls an die Basis des Schalttransistors Ti über die Verbindung 31 (den Ausgang 3 der integrierten Schaltung) ab. Die Anlassschaltung ist über den Widerstand Rj und die Induktivitäten L2 und Li mit dem Punkt A verbunden (vgl. Fig. 2).

Die Spannung am Punkt C (Fig. 2) wird zur Speisung der integrierten Schaltung 1 verwendet. Diese Spannung wird über eine Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 (Fig. 3) und einen Transistor T2 dem Speisekondensator Ci zugeführt, wodurch dieser Kondensator aufgeladen wird. Die Spannung am Kondensator C? wird mit der Spannung einer Bezugsspannungsquelle 21 verglichen, und das Ergebnis wird einem Pegeldetektor inn Form einer Schmitt-Kippschaltung 22 zugeführt. Die Anlassschaltung 30 und die Schmitt-Kippschaltung 22 sorgen dafür, dass die Steuerschaltung 1 erst dann eingeschaltet wird und Schaltimpulse abgegeben werden, wenn die Spannung am Kondensator C? genügend hoch ist, oder mit anderen Worten, wenn die Eingangsspannung V; einen bestimmten Pegel aufweist. Die Schmitt-Kippschaltung schaltet dann eine Anzahl von Stromquellen ein, die schematisch mit dem Block 24 angegeben sind. Dadurch werden die Schaltungen 25, 26, 27 und 28 aktiviert. Das Element 23 ist ein Verstärker zum Verstärken der Ausgangsspannung Vo. Die Schaltung 25 ist ein Dreieckgenerator. Gegebenenfalls kann zu diesem Zweck auch ein Sägezahngenerator verwendet werden. Die Schaltung 26 ist ein Impulsbreitenmodulator, z.B. in Form eines Differenzverstärkers, in dem die Ausgangsspannung des Verstärkers 23 mit der Spannung des Generators 25 verglichen wird. Die Schaltung 27 ist eine logische Schaltung, die, abhängig von den Bedingungen an dem Ausgang der Speiseschaltung, gegebenenfalls Schaltimpulse an die Basis des Transistor Ti weiterleitet. Diese Schaltung wird von der Detektionsschaltung 29 mitgesteuert, die u.a. den Strom durch die Primärwicklung detektiert. Schliesslich ist die Schaltung 28 eine Zwischenschaltung («Interface»), die das kleine Signal der logischen Schaltung 27 in einen für den Hochspannungstransistor geeigneten Strom umwandelt.

Nun wird die Wirkung der Speisevorrichtung nach der Erfindung im Detail beschrieben. Dabei wird von der Situation ausgegangen, in der sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden. Es wird angenommen, dass die Akkumulatorbatterie erschöpft ist und dass eine Wechselspannung V; zu dem Zeitpunkt angelegt wird, zu dem diese Spannung 0 V ist. Dann tritt keine Spannung an der Basis des Schalttransistors Ti auf, so dass dieser Transistor gesperrt ist. Mit zunehmender Spannung Vj nimmt die Spannung VA und damit die Spannung am Eingang 4 der integrierten Schaltung 1 zu. Dadurch wird der Kondensator Ce der Anlassschaltung aufgeladen. Sobald die Spannung über dem Kondensator Cö einen bestimmten Wert erreicht hat und die Spannung Vj genügend hoch, z.B. 70 bis 80 V, ist, gibt die Anlassschaltung 30 einen Anlassimpuls an die Basis des Transistors Ti ab. Dann geht Ti in den leitenden Zustand über (Anfang einer «Hinlaufperiode» des Rücklaufwandlers) und tritt eine bestimmte Spannung über Wp auf. Diese Spannung wird über Ws in eine Spannung Vs verwandelt. Aus dieser Spannung Vs wird über die Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 der Speisekondensator C7 aufgeladen. Der Speisekondensator wird in einem sehr kurzen Zeitintervall, das kürzer als das Zeitintervall ist, in dem der Schalttransistor Ti von der Anlassschaltung im leitenden Zustand gehalten wird, auf einen derartigen Wert aufgeladen, dass der Spannungspegeldetektor, und zwar die Schmitt-Kippschaltung 22, umklappt. Durch das Umklappen der Schmitt-Kippschaltung werden die Stromquellen 24 eingeschaltet. Die Steuerschaltung übernimmt dann die Hinlaufperiode und liefert Schaltimpulse mit einer Wiederholungsfrequenz von z.B. 25 kHz.

Wie noch beschrieben werden wird, wird in dem Impulsbreitenmodulator 26 die Ausgangsspannung Vo nach Verstärkung mit z.B. der dreieckförmigen Spannung des Generators 25 verglichen. Dadurch wird die Zeitdauer der abgegebenen Schaltimpulse durch die Ausgangsspannung Vo mitbestimmt. Während der ersten Hinlaufperiode ist Vo niedrig. Wähend dieser ersten Rücklaufperiode kann der Strom durch den Transistor Ti noch nicht derart hoch ansteigen, dass die Detektionsschaltung 29 einen Impuls, der die Dauer der Schaltimpulse verkürzt, über die Verbindung 33 liefern wird. Die Zeitdauer xf der ersten Hinlaufperiode wird durch Cô Vö = Is x Tf gegeben, wobei C6 der Kapazitätswert des Anlasskondensators, V> die Spannung über dem Anlasskondensator und Is der durch die strombegrenzte Thyristorschaltung der Anlassschaltung fliessende Strom (vgl. Fig. 11 und 12) sind.

Während der Zeit, in der der Transistor Ti stromunterbrechend ist, d.h. während der Rücklaufperiode, ist die Abnahme der Spannung über dem Kondensator C? derart gering, dass die Spannung über Ci oberhalb eines in die Schmitt-Kippschaltung eingebauten Schwellwertes bleibt. Die Schmitt-Kippschaltung klappt dann nicht zurück, und die Steuerschaltung 1 ist nach wie vor eingeschaltet.

Währnd der nächstfolgenden Hinlaufperiode wird C? wieder nachgeladen. So wird während einer halben Periode der Eingangsspannung Vj der Transistor eine Vielzahl Male, z.B. 250mal, ein- und ausgeschaltet werden.

Der Speisekondensator C7 kann verhältnismässig klein, z.B. 0,47 |iF, sein, weil mit verhältnismässig hohen Frequenzen geschaltet wird und die Steuerschaltung in der Rücklaufperiode beim Fehlen der Spannung Vs wenig Strom verbraucht.

Solange die Steuerschaltung aktiv ist, kann über die Verbindung 32 dafür gesorgt werden, dass die Anlassschaltung nach wie vor ausgeschaltet ist.

Bei zunehmender Eingangsspannung Vj wird zu einem gegebenen Zeitpunkt in jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers der Strom durch den Transistor Ti derart hoch werden, dass die Detektionsschaltung 29, die an Hand der Fig. 14 und 15 noch beschrieben werden wird, einen Impuls über die Verbindung 33 an die logische Schaltung 27 abgibt. Dieser Impuls sorgt dafür, dass die Zeitdauer der betreffenden Hinlaufperiode verkürzt wird. Der Detektor 29 bestimmt dann über die logische Schaltung 27 während einer Anzahl von Hinlaufperioden die Zeitdauer dieser Hinlaufperioden mit, bis die Eingangsspannung Vj derart weit herabgesunken ist, dass die Detektionsschaltung 29 keinen Impuls mehr abgibt.

Bei weiterer Abnahme der Eingangsspannung V; nimmt die Spannung über dem Kondensator C? bei jeder Rücklaufperiode ab. Zu einem gegebenen Zeitpunkt ist diese Spannung derart weit herabgesunken, dass die Schmitt-Kippschaltung 22 zurückklappt, wodurch die Steuerschaltung 1 abgeschaltet wird und der Transistor Ti während des verbleibenden Teiles der betreffenden halben Periode der Eingangsspannung Vj gesperrt bleibt. Sobald bei der nächsten Halbpe5

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riode dieser Eingangsspannung der Pegel dieser Spannung den genannten bestimmten Wert von z.B. 70 V erreicht hat, gibt die Anlassschaltung 30 wieder einen Anlassimpuls an die Basis des Transistors Ti ab. Die integrierte Schaltung 1 wird dann wieder aktiviert, wodurch wieder eine Anzahl von Schaltimpulsen von dieser Steuerschaltung her an die Basis des Transistors Ti geliefert wird.

Ein besonderes Merkmal des Rücklaufwandlers nach der Erfindung ist, dass die Speisespannung für die Steuerschaltung 1 nicht stets vorhanden ist, sondern von dieser Schaltung selbst eingeschaltet wird. Wenn der Impuls der Anlassschaltung zu einem falschen Zeitpunkt erscheint, d.h. zu einem Zeitpunkt, zu dem Vi noch nicht genügend hoch ist, um C7 in einem Mal aufzuladen, wird durch das Vorhandensein der Schmitt-Kippschaltung 22 die Steuerschaltung 1 nicht eingeschaltet. Dann wird gewartet, bis wieder die Anlassbedingungen erfüllt sind, d.h., bis der Anlasskondensator wieder genügend aufgeladen und die Eingangsspannung V; genügend hoch ist.

Während der Rücklaufperioden des Wandlers wird aus Ws über die Diode Di ein mittlerer Strom von z.B. 1,8 A in den Motor und die Akkumulatorbatterie gepumpt. Dabei fliesst der grösste Teil des Ausgangsstroms Is über den Motor M.

Ausser auf die in Fig. 2 dargestellte Weise können die Elemente in dem Ausgangskreis auch auf die in Fig. 4 dargestellte Weise angeordnet sein. Dabei ist die Parallelschaltung einer Ladelampe La und eines Aufladekondensators Cs in Reihe mit der Parallelschaltung des Motors M und der Akkumulatorbatterie B angeordnet. Dann kann die Tatsache benutzt werden, dass die Klemmenspannung der Akkumulatoren, die z.B. Ni-Cd-Akkumulatoren sind, beim Einschalten des Rücklaufwandlers schnell einen bestimmten Wert erreicht, während die Akkumulatoren noch nicht aufgeladen sind.

Solange sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden, ist die Ausgangsspannung Vo gleich der Spannung über der Akkumulatorbatterie. Diese Spannung kann z.B. der Anlassschaltung 30 auf eine an Hand der Fig. 11 zu beschreibende Weise zugeführt werden. Bei zunehmender Batteriespannung kann dann die Anlassschaltung bei immer niedrigeren Werten der Eingangsspannung Vj einen Anlassimpuls abgeben. Dann wird ein immer grösserer Teil der Periode der Eingangsspannung V; benutzt, wodurch der mittlere Ausgangsstrom immer grösser wird. Dadurch kann ein grosser Strom, den der Motor beim Anlassen benötigen kann, geliefert werden, so dass der Motor gut anlaufen kann. Bei einer Batteriespannung von z.B. 1,2 V beträgt der Strom durch den Motor z.B. 2 A.

Nach einigen Perioden der Eingangsspannung Vi ist die Batteriespannung derart gross (z.B. 2 V) geworden, dass die Spannung über dem Kondensator C7 nicht mehr derart weit herabsinken kann, dass die Schmitt-Kippschaltung 22 zurückklappt. Die Steuerschaltung 1 bleibt dann kontinuierlich wirksam. Die Batteriespannung steigt noch etwas weiter, z.B. auf 2,4 V, an, und dann läuft der Motor mit der gewünschten Drehzahl. In diesem Zustand liegt der Strom durch den Motor z.B. in der Nähe von 1 A. Die Spannung Vo, die Batteriespannung, regelt nun auch über die Schaltungen 23,26 und 27 (Fig. 3) die Dauer der Hinlaufperioden, so dass die Ausgangsspannung Vo stabilisiert wird.

Die Ni-Cd-Akkumulatoren werden dabei, solange sie nicht völlig aufgeladen sind, als ein Pufferkondensator verwendet. Dies ist möglich, solange die Klemmenspannung pro Akkumulator nicht höher als etwa 1,25 V ist. Die Ni-Cd-Puf-ferkondensatoren weisen den Vorteil auf, dass sie eine grosse Kapazität, z.B. 6 Farad, bei verhältnismässig kleinen Abmessungen und verhältnismässig geringem Gewicht besitzen. Der

Innenwiderstand der Ni-Cd-Akkumulatoren ist sehr niedrig, z.B. R; = 12 mO, wodurch verhältnismässig grosse Wellig-keitsströme zulässig sind.

Solange sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden, fliesst der grösste Teil des Ausgangsstroms Is durch den Motor und wird die Akkumulatorbatterie nicht wesentlich aufgeladen. Das Aufladen erfolgt erst, nachdem die Schalter SA und SB in die Lage b versetzt sind. Beim Aufladen der Akkumulatorbatterie wirkt der Rücklaufwandler grundsätzlich auf gleiche Weise wie beim Antreiben des Motors. In der Anordnung nach Fig. 4 ist die Funktion der Akkumulatorbatterie dann aber von dem Kondensator Cs übernommen. Die Spannung über Diesem Kondensator und damit die Spannung über der Lampe La wird dadurch konstant gehalten, dass diese Spannung als Ausgangsspannung Vo verwendet wird, die als Regelgrösse für die Dauer der Hinlaufperioden dient. Der Ladestrom für die Akkumulatorbatterie wird dabei konstant gehalten.

Die verwendeten Ni-Cd-Akkumulatoren dürfen kontinuierlich mit dem maximalen Aufladestrom, der in der beschriebenen Speisevorrichtung auftreten kann, aufgeladen werden.

In der Anordnung nach Fig. 4 besteht die Möglichkeit, dass beim Anlegen der Eingangsspannung V; bei noch erschöpfter Akkumulatorbatterie kurzzeitig ein grosser negativer Strom durch die Akkumulatorbatterie fliessen wird. Wegen des Innenwiderstandes der Akkumulatorbatterie tritt während kurzer Zeit eine negative Spannung über der Akkumulatorbatterie, also am Punkt 11 in Fig. 4 auf. Eine negative Spannung an diesem Punkt ist unerwünscht, weil dann Streuwirkungen in der integrierten Schaltung auftreten können. In Fig. 4 sind weiter keine Massnahmen zur Neutralisierung des Einflusses der Temperaturabhängigkeit der Akkumulatorbatterie getroffen.

Eine bessere Anordnung für den Ausgangskreis des Rücklaufwandlers ist in Fig. 2 dargestellt. Weiter ist in Fig. 5 angegeben, wie die Spannung über der Akkumulatorbatterie und die Spannung über der Ladelampe dem Verstärker 23 zugeführt werden. Dieser Verstärker ist ein Differenzverstärker, der aus den Transistoren T3 und Tt besteht, deren Emitter an die Stromquelle 40 angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors T3 liegt an Masse. Der Kollektor des Transistors T4 liegt über den Widerstand Rm und die Diode Dio an Masse. Die Basis des Transistors Tt liegt an einer festen Spannung V21 von z.B. 1,2 V, die durch die Bezugsspannungsquelle 21 bestimmt wird. Der Pufferkondensator Cs liegt, wenn sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden, parallel zu dem Motor M und liegt, wenn sich die Schalter in der Lage b befinden, parallel zu der Reihenschaltung der Akkumulatorbatterie, der Diode D7 und der Ladelampe La.

Wenn sich die Schalter SA und SB in der Lage a befinden, wird die Spannung an der Basis des Transistors T3 durch die Spannung über der Akkumulatorbatterie über den Spannungsteiler R9, Rio, R13 bestimmt.

Die verstärkte Ausgangsspannung Vo' wird über die Verbindung 36 dem Impulsbreitenmodulator 26 zugeführt (vgl. Fig. 3). Die Dauer der Hinlaufperioden des Rücklaufwandlers wird durch den Pegel der Spannung Vo' bestimmt. Bei zunehmender Ausgangsspannung Vo nimmt die verstärkte Ausgangsspannung Vo' zu und werden die Hinlaufperioden kürzer. Bei abnehmender Spannung Vo dauern die Hinlaufperioden länger bis maximal die Hälfte der Periode der von dem Generator 25 gelieferten Spannung.

Beim Aufladen der Akkumulatorbatterie, also wenn sich die Schalter SA und SB in der Lage b befinden, ist die Basis des Transistors T3 über den Widerstand Rn an Masse gelegt. Die Spannung Vs über der Ladelampe wird über die Diode Ds und den Widerstand R15 an einen der zwei Emitter des Transistors Tt angelegt. Wenn die Spannung V9 grösser als die

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Summe der Spannung V21, der Spannung über der Diode 9 und der Basis-Emitter-Schwellwertspannung des Transitors T4 ist, wird die Spannung V9 unmittelbar an den Impulsbreitenmodulator 26 weitergeleitet. Die Dauer der Hinlaufperioden wird dann derart geregelt, dass die Spannung V9 konstant bleibt, so dass der Aufladestrom für die Akkumulatorbatterie konstant bleibt. Dabei ist die Spannung Vo am Punkt 11 niedriger als im Falle, in dem die Spannung über den Widerständen Rio und R13 als Regelgrösse verwendet wird.

Beim Übergang von einer Rücklauf- zu einer Hinlaufperiode ist die Batteriespannung nicht gut definiert, so dass diese Spannung dann nicht als Regelgrösse verwendet werden kann. Mit Hilfe der Diode Dio wird nun während eines Übergangs die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 33 kurzzeitig unterdrückt, und erst dann wird die verstärkte Ausgangsspannung gemessen und als Regelgrösse verwendet.

Zur Regelung der Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers als Funktion der Ausgangsspannung Vo kann in der Steuerschaltung ein Sägezahngenerator angeordnet sein. In Fig. 6 ist ein Teil einer Ausführungsform einer Steuerschaltung, die einen Sägezahngenerator (39) enthält, dargestellt. Ein erster Ausgang des Sägezahngenerators ist mit einem ersten Eingang des Impulsbreitenmodulators 26 verbunden. Die Ausgangsspannung Vo wird nach Verstärkung in dem Verstärker 23 einem zweiten Eingang des Impulsbreitenmodulators 26 zugeführt, der z.B. ein Differenzverstärker ist.

In Fig. 7a sind die sägezahnförmige Spannung V2 und die verstärkte Ausgangsspannung Vo' als Funktion der Zeit dargestellt. Dadurch, dass diese Spannungen in dem Impulsbreitenmodulator verglichen werden, wird am Ausgang dieses Modulators eine blockförmige Spannung V3 erhalten, wie in Fig. 7b dargestellt. Aus den Fig. 7a und 7b geht unmittelbar hervor, dass sich bei Änderung des Pegels der Spannung Vo' die Dauer der Impulse am Ausgang des Modulators 26, somit auch die Hinlaufperiode xf, ändern wird. Die Impulse am Ausgang des Modulators 26 werden über die Zwischenschaltung 28 an die Basis des Schalttransistors Ti weitergeleitet.

Um die Hinlaufperiode xf in Abhängigkeit von der von der Detektionsschaltung 29 gelieferten Information steuern zu können, enthält die Steuerschaltung eine bistabile Schaltung 27. Der von der Detektionsschaltung 29 herrührende Impuls, der angibt, dass der Transistor Ti in den gesperrten Zustand gebracht werden muss, wird einem ersten Eingang der bistabilen Schaltung 27 zugeführt. Von diesem Impuls wird die Schaltung 27 in einen ersten stabilen Zustand, den sogenannten «Set»-Zustand, gebracht. Bei jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers muss diese bistabile Schaltung in einen zweiten bistabilen Zustand, den sogenannten «Reset»-Zustand, gebracht werden, so dass grundsätzlich der Steuerimpuls des Modulators 26 zu der Basis des Transistors Ti durchgelassen werden kann. Dieses Versetzen in den zweiten Zustand kann mit Hilfe der ansteigenden Flanke der säge-zahnförmigen Spannung erfolgen. Dazu ist ein zweiter Eingang der bistabilen Schaltung 27 mit einem zweiten Ausgang des Generators 39 verbunden. Um zu verhindern, dass während einer Periode des Generators 39 ein zweiter Steuerimpuls abgegeben wird, ist der Ausgang des Impulsbreitenmodulators 26 mit einem dritten Eingang der bistabilen Schaltung verbunden. Wenn die ansteigende Flanke der sägezahn-förmigen Spannung dazu benutzt werden muss, die bistabile Schaltung in den «Reset»-Zustand zu versetzen, und wenn weiter die Dauer einer Hinlaufperiode auf Null geregelt werden können muss, muss die ansteigende Flanke der sägezahn-förmigen Spannung sehr steil sein und muss die Spitze möglichst wenig abgerundet sein. Eine sehr steile Flanke der säge-zahnförmigen Spannung bedeutet aber, dass verhältnismässig grosse Ströme durch die integrierte Steuerschaltung fliessen würden. Um dabei die Gefahr vor Übersprechen zwischen den Schaltungsteilen zu vermeiden, müsste die Schaltung auf einer verhältnismässig grossen Oberfläche integriert werden. Weiter lässt sich schwer eine sägezahnförmige Spannung mit einer scharfen Spitze erhalten.

Die obengenannten Schwierigkeiten können nach der Erfindung dadurch vermieden werden, dass in die Steuerschaltung ein Generator aufgenommen wird, der eine drei-eckförmige Spannung liefert. Die Steuerschaltung ist dann auf die in Fig. 3 angegebene Weise aufgebaut. In dieser Figur ist der Dreieckgenerator mit 25 bezeichnet. Cs bezeichnet einen Kondensator des Dreieckgenerators, der periodisch aufgeladen und entladen wird. Dieser Kondensator und der Widerstand Re des Dreieckgenerators sind nicht integriert. Damit dieser Generator eine konstante Frequenz, unabhängig von Änderungen der Speisespannung oder Änderungen der Elemente des Generators, liefert, ist der Generator 25 mit der Bezugsspannungsquelle 21 verbunden. Ausser einer dreieck-förmigen Spannung liefert der Generator 25 auch eine recht-eckförmige Spannung, deren hoher Pegel der ansteigenden Flanke und deren niedriger Pegel der abfallenden Flanke der dreieckförmigen Spannung entspricht. In Fig. 8 ist die drei-eckförmige Spannung mit VE und die rechteckförmige Spannung mit VF bezeichnet. Die Neigungen der Spannung VE sind kleiner als die Neigung der ansteigenden Flanke der säge-zahnförmigen Spannung V2 in Fig. 7a. Die Ströme durch die integrierte Schaltung nach Fig. 3 sind denn auch kleiner als die in der Schaltung nach Fig. 6. Die blockförmige Spannung wird der logischen Schaltung 27 zugeführt. In Fig. 9 ist diese Schaltung im Detail dargestellt.

Die Schaltung 27 besteht aus vier sogenannten NICHT-ODER-Gattern (NOR gates) 40,41,42 und 43. Für diese Gatter gilt, dass nur dann eine logische «1 » am Ausgang auftritt, wenn beiden Eingängen eine logische «0» angeboten wird. Eine logische «0» bedeutet einen niedrigen Spannungspegel und eine logische « 1 » einen hohen Spannungspegel.

Für den Impulsbreitenmodulator 26 gilt, dass die Ausgangsspannung VG auf einem hohen Pegel liegt, wenn die verstärkte Ausgangsspannung (Vo') kleiner als die dreieckför-mige Spannung (VE) ist. Ist Vo' grösser als VE, so liegt die Spannung VG auf einem niedrigen Pegel.

Das Verhalten der logischen Schaltung 27 in Termen von logischer «1» und logischer «0» als Funktion der Pegel der Spannung an den Punkten F und G wird durch die Wahrheitstabelle der Fig. 10 gegeben. In dieser Tabelle stellen F, G, H, K, L und M die Pegel an den entsprechenden Punkten in Fig. 9 dar.

Die Gatter 41 und 42 bilden eine Flipflopschaltung. Diese Schaltung wird in einen Zustand «1» (den «Reset»Zustand oder den Zustand L = 0) versetzt, in dem diese Schaltung grundsätzlich Schaltimpulse an die Zwischenschaltung 28 weiterleiten kann, wenn die Spannung am Punkt F von einer logischen « 1 » zu einer logischen «0» übergeht. Die Schaltung (41,42) wird in einen Zustand 2 (L= 1) versetzt, in dem keine Schaltungsimpulse weitergeleitet werden können, wenn die Spannung am Punkt G von einer logischen « 1 » zu einer logischen «0» übergeht, unter der Bedingung, dass die Spannung am Punkt F eine logische «0» darstellt. Die Flipflopschaltung sorgt dafür, dass während einer Periode der Spannung VE nur ein einziger Schaltimpuls weitergeleitet werden kann.

Aus der Tabelle nach Fig. 10 lässt sich ableiten, dass, solange VF eine logische «0» darstellt, eine logische « 1 » am Ausgang M des Gatters 43 auftritt, vorausgesetzt, dass die Spannung VG einer logischen « 1 » entspricht. Wenn die Spannung VF eine logische « 1 » darstellt, tritt am Ausgang M eine logische «0» auf. Falls die Spannung Vo' beim Einschalten der Speiseschaltung mit ungeladener Akkumulatorbatterie gleich 0 V ist, stellt VG stets eine logische «1 » dar und, wenn kein Impuls über die Verbindung 33 angeboten wird, wird die

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Dauer der Schaltimpulse durch VF bestimmt. Die Schaltimpulse (Po in Fig. 8c) weisen dann eine maximale Impulsdauer, und zwar gleich 50% der Periodendauer der Spannung VE (oder VF) auf.

Wenn die Spannung Vo' nicht gleich 0 V ist (vgl. Fig. 8a), bestimmt diese Spannung (mit) die Dauer (xf) der Schaltimpulse (Pi in Fig. 8d). Sobald nämlich Vo' gleich VE wird, wird VG eine logische «0» und tritt am Ausgang H des Gatters 40 eine logische «1 » auf. Die Schaltung 41, 42 wird dann in den Zustand 2 versetzt, wodurch eine logische «1» am Ausgang M auftritt und der Schaltimpuls unterbrochen wird.

Durch Anwendung des Dreieckgenerators 25 zusammen mit der logischen Schaltung 27 kann auf einfache Weise die Dauer der Schaltimpulse zwischen 0% und 50% der Periodendauer der Spannung VE geregelt werden.

Von der Detektionsschaltung 29 her kann ein kurz dauernder Impuls P29 (Fig. 8e) dem mit dem Punkt G verbundenen Eingang des Gatters 40 angeboten werden. Dadurch würde nur während kurzer Zeit eine logische «0» am Ausgang M auftreten. Da von dem Impuls P29 die Flipflopschaltung in den Zustand 2 versetzt ist, kann sofort nach dem Verschwinden des Impulses P29 keine logische «1» am Ausgang M auftreten. Dazu muss zunächst die Schaltung 41,42 in den Zustand 1 versetzt werden. Dies erfolgt erst dann, wenn die Spannung VF zuerst eine logische « 1 » gewesen und dann zu einer logischen «0» übergegangen ist. Wenn dann ausserdem VG den Wert einer logischen « 1 » aufweist, kann eine logische «1» am Ausgang M auftreten. Durch das Auftreten eines Impulses P29 wird die Hinlaufperiode (xr) kürzer als beim Fehlen eines Impulses P29 (xf).

Statt eines NICHT-ODER-Gatters mit zwei Eingängen kann für das Gatter 43 auch ein NICHT-ODER-Gatter mit drei Eingängen verwendet werden. Der dritte Eingang wird dann mit dem Punkt H verbunden, wie in Fig. 9 mit einer gestrichelten Linie 37 angegeben ist. Dadurch ändert sich die Schaltfunktion der logischen Schaltung 27 nicht; nur wird dann etwas schneller geschaltet.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, empfängt die logische Schaltung 27 über die Verbindung 34 auch eine Information von der Anlassschaltung 30. Dadurch wird erreicht, dass, solange ein Anlassimpuls der Anlassschaltung 30 vorhanden ist, dieser Impuls an die Basis des Transistors Ti weitergeleitet wird.

Auch der Dreieckgenerator 25 empfängt über die Verbindung 35 (siehe Fig.3) eine Information von der Anlassschaltung 30. Dadurch wird errreicht, dass während des Anlassimpulses der Dreieckgenerator zwangsweise in eine Hinlaufperiode gelangt. Der Impuls der Anlassschaltung und der mit Hilfe des Dreieckgenerators erzeugte Impuls sind zeitlich gut in bezug aufeinander definiert.

Die Elemente oder Teilschaltungen der Schaltung nach Fig. 3 sind, mit Ausnahme des Verstärkers 23, bisher nur in Termen der Funktionen angedeutet, die sie erfüllen müssen. Die Bezugsspannungsquelle 21, die Schmitt-Kippschaltung 22, die Stromquellen 24, der Dreieckgenerator 25 und der Differenzverstärker 26 können auf bekannte Weise ausgebildet sein und werden hier nicht näher beschrieben. Die Zwischenschaltung («Interface») 28, die die Anpassung der Mini-watt-Nichtsättigungslogik an den Hochspannungstransistor Ti bewirken muss, kann auch auf bekannte Weise ausgebildet sein. Nachstehend werden noch Ausführungsformen der Anlassschaltung 30, der Detektionsschaltung 29 und der Strom- und Spannungsbegrenzerschaltung 20 beschrieben. Diese Schaltungen sind insbesondere für die Steuerschaltung nach der Erfindung geeignet.

Fig. 11 zeigt eine erste Ausführungsform einer Anlassschaltung 30 nach der Erfindung im Detail. Diese Schaltung enthält als wichtigste Elemente einen Anlasskondensator Ce, zwei Transistoren Ts und Tö und eine zwischen den Basen der

Transistoren Ts und Ts angeordnete Zenerdiode Dz.

Die Anlassschaltung wirkt wie folgt: Von dem Zeitpunkt ab, zu dem die Eingangsspannung Vj (siehe Fig. 2) angelegt wird, wird der Kondensator Ce aufgeladen. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung Vce gleich der Summe der Spannung über dem Strombegrenzungswiderstand R17, der Zenerspannung, der Basis-Emitter-Schwell-wertspannung des Transistors Ts und der Spannung über dem Widerstand R16 ist, wird der Transistor Ts leitend. Die Basisspannung des Transistors Te wird durch das Produkt des Widerstandswertes des Widerstandes R16 und des Kollektorstroms des Transistors Ts bestimmt. Bei zunehmendem Kollektorstrom durch den Transistor Ts überschreitet zu einem gegebenen Zeitpunkt die Spannung über dem Widerstand R16 die Summe der Basis-Emitter-Schwellwertspannungen der Transistoren Te und Ti und der Spannung über dem Widerstand R5, wodurch auch die Transistoren Ts und Ti leitend werden. Zu diesem Zeitpunkt fängt der Kondensator Ce an, sich über die Transistoren Ts und Te in die Basis des Schalttransistors Ti zu entladen. Dann ist die Speiseschaltung angelassen und beginnt eine Hinlaufperiode. Wenn die genannte Schwellwertspannung überschritten ist, halten die Transistoren Ts und Te, die eine Thyristorschaltung bilden, einander im leitenden Zustand.

Zu dem Kondensator Ce ist ein dritter Transistor T7 parallelgeschaltet, der über die Verbindung 32 mit der Zwischenschaltung 28 (vgl. Fig. 3) verbunden ist. Dieser Transistor sorgt dafür, dass, solange die Steuerschaltung eingeschaltet ist, sich der Kondensator Ce nicht aufladen kann und die Anlassschaltung somit keinen Anlassimpuls abgeben kann.

Es ist noch möglich, eine der Ausgangsspannung Vo proportionale Spannung über eine mit einer gestrichelten Linie 38 angegebene Verbindung der Basis des Transistors Te zuzuführen. Dadurch bestimmt die Spannung Vo den Zeitpunkt des Anlassens mit. Nach dem Einschalten der Eingangsspannung Vj kann dann nämlich für die aufeinanderfolgenden Perioden der Spannung V, der Anlassimpuls bei immer niedrigeren Werten von V; auftreten. Dadurch kann der Motor gut anlaufen.

Der Vorteil der beschriebenen Anlassschaltung ist, dass darin verhältnismässig niedrige Spannungen und Ströme auftreten. Dadurch kann diese Schaltung, mit Ausnahme des Widerstandes R7 und des Kondensators Ce, leicht mit den anderen Schaltungen der Steuerschaltung zu einem Ganzen integriert werden.

In der Anlassschaltung nach Fig. 11 kann der Kondensator Ce nicht völlig von der Thyristorschaltung Ts, Te entladen werden. Im Zusammenhang mit einer zusätzlichen Funktion, die der Kondensator Ce in einer noch zu beschreibenden besonderen Ausführungsform der Detektionsschaltung 29 erfüllen muss, muss der Kondensator Ce völlig entladen werden können. Dies kann nach einer zweiten Ausführungsform der Anlassschaltung erreicht werden, die in Fig. 12 dargestellt ist.

Im linken Teil dieser Figur sind wieder die Thyristorschaltung Ts, Te, die Zenerdiode Dz und der Widerstand Rie vorhanden. Die Strombegrenzungswiderstände R20 und R21 und die Diode D12 sorgen dafür, dass, solange Strom durch die erste Thyristorschaltung Ts, T6 fliesst, dieser Strom sehr konstant ist. Der Transistor T10 versorgt den Hauptstrom durch den Transistor Te, während der Transistor Ts den Basisstrom für den Transistor T7 versorgt. Im rechten Teil der Fig. 12 befindet sich eine zweite Thyristorschaltung, die durch die Transistoren T12 und T13 gebildet wird.

Diese Anlassschaltung wirkt wie folgt: Von dem Zeitpunkt her, zu dem die Eingangsspannung Vj (vgl. Fig. 2) angelegt wird, wird der Kondensator Ce über die Diode Du aufgeladen. Es fliesst dann noch kein Strom durch die erste Thyri5

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storschaltung Ts, Tó und durch die zweite Thyristorschaltung T12, Tb. Wenn die Spannung über dem Kondensator Cö einen bestimmten Pegel überschreitet, wird auf die an Hand der Fig. 11 beschriebene Weise die Thyristorschaltung Ts, Te in den leitenden Zustand gesteuert. Dann ist die zweite Thyristorschaltung noch immer nichtleitend, weil die Spannung am Punkt 4 (die Basisspannung für den Transistor T12) positiv gegenüber der Spannung am Punkt 5 (der Emitterspannung für den Transistor T12) ist. Wenn sich der Kondensator Cs über die erste Thyristorschaltung entlädt, wird der Transistor Tis leitend, wodurch auch der Transistor Tu leitend gemacht wird. Dann nimmt die Spannung an der Basis des Transistors T12 ab, und es wird Strom über den Transistor T12 zu der Basis des Transistors Tu fliessen, wodurch letzterer und damit auch der Transistor T12, usw. weiter in den leitenden Zustand gesteuert werden. Die Thyristorschaltung T12, T13 wird zu dem Zeitpunkt, in dem die Spannung über dem Kondensator C6 einen bestimmten Pegel unterschreitet, schnell in den leitenden Zustand gebracht. Über den Transistor Th, der zwei Kollektoren aufweist, von denen der erste über den Widerstand R23 an Masse und der zweite an der Basis des Transistors Ts liegt, wird dann die Basisspannung des Transistors Ts schnell herabgesetzt. Dadurch wird dieser Transistor und damit die erste Thyristorschaltung schnell gelöscht.

Der Kondensator Ce wird dann weiter über die Thyristorschaltung T12, T13 entladen. Sobald dieser Kondensator entladen ist, wird auch die Thyristorschaltung T12, T13 gelöscht,

weil dann ihre Basisspannung positiv gegenüber ihrer Emitterspannung wird.

Die Thyristorschaltung T12, T13 kann den Kondensator Cs nur dann entladen, wenn die Zufuhr von Ladung über die Diode Du zu Cs gesperrt ist. Sobald wieder ein Ladestrom zum Kondensator Cs fliesst, wird durch den Spannungsabfall über dem Widerstand R7 die Basisspannung für den Transistor T12 positiv gegenüber der Emitterspannung für diesen Transistor und wird die Thyristorschaltung T12, Tu gelöscht.

Der Transistor T? erfüllt dieselbe Funktion wie in der Schaltung nach Fig. 11. Die Anlassschaltung nach Fig. 12 enthält weiter einen Transistor T11. Über diesen Transistor wird längs der Verbindungen 34 und 35 der Zustand der ersten Thyristorschaltung, somit die etwaige Lieferung von Basisstrom für den Hochspannungstransistor Ti, an den Generator 25 und an die logische Schaltung 27 weitergeleitet (vgl. Fig. 3). Auch in einer Steuerschaltung mit einer Anlassschaltung nach Fig. 11 kann der Zustand der Thyristorschaltung Ts, T6 an den Generator 25 und die logische Schaltung 27 weitergeleitet werden.

Es ist wünschenswert, die von der Speisevorrichtung nach der Erfindung maximal abgegebene mittlere Leistung bei verschiedenen Werten der Eingangsspannung V; konstant zu halten. Wie oben auseinandergesetzt wurde, wird bei einem bestimmten Pegel der Eingangsspannung die Steuerschaltung (die integrierte Schaltung 1) aktiviert. Es leuchtet ein, dass, wenn die Eingangsspannung eine Wechselspannung mit einer Amplitude von 290 V ist, die Steuerschaltung während eines grösseren Teiles der Periode der Eingangsspannung eingeschaltet bleibt, als wenn die Eingangsspannung eine Wechselspannung mit einer Amplitude von 90 V ist. Dadurch würde ohne weitere Massnahmen bei einer Eingangsspannung von 290 V von dem Rücklaufwandler eine grössere Leistung als bei einer Eingangsspannung von 90 V geliefert werden. Bei höheren effektiven Werten der Eingangsspannung muss daher die maximal abgegebene mittlere Leistung beschränkt werden.

Dazu kann nach einem bekannten Prinzip eine dem Strom durch den Hochspannungstransistor Ti proportionale Spannung zur Steuerung eines Thyristors verwendet werden. Dieser Thyristor wird in den leitenden Zustand gesteuert, sobald der Strom durch den Transistor Ti einen bestimmten Pegel überschreitet. Von dem Thyristor kann dann der Transistor Ti in den gesperrten Zustand gebracht werden. Weiter kann von dem Thyristor ein Impuls an die logische Schaltung 27 weitergeleitet werden, wodurch dafür gesorgt wird, dass die von der Steuerschaltung 1 gelieferten Schaltimpulse rechtzeitig unterbrochen werden.

Auf diese Weise kann jedoch der mittlere Ausgangsstrom Is für verschiedene effektive Werte der Eingangsspannung Vj nicht konstant gehalten werden. Dies kann an Hand der Fig. 13a und 13b verdeutlicht werden.

In Fig. 13a ist der Verlauf des Stromes Ii durch die Primärwicklung während einer Hinlaufperiode (tf) und des Stromes I2 während einer Rücklaufperiode (Xb) dargestellt. I2 ist der auf die Primärseite des Transformators transformierte Sekundärstrom. Die Neigung von Ii bzw. von I2 wird durch den Momentanwert der gleichgerichteten Spannung Va bzw. der Sekundärspannung Vs bestimmt. Ii wird auf einen Wert Ii z.B. mit Hilfe des genannten Thyristors beschränkt. Io ist der Wert von I2 zu dem Zeitpunkt, in dem eine Rücklaufperiode beendet wird und eine folgende Hinlaufperiode anfängt. Bei einer bestimmten festen Sekundärspannung wird die Neigung von I2 konstant sein.

Die Spannung Va ist eine nicht geglättete Spannung. Dadurch wird sich die Neigung von Ii für die aufeinanderfolgenden Hinlaufperioden während einer Periode der Spannung VA stets ändern. In Fig. 13b ist der Verlauf von Ii und I2 bei einem höheren Momentanwert der Spannung VA dargestellt. îi ist gleich wie in der Fig. 13a. Die Hinlaufperiode Tf ist aber kürzer und der Wert von Io kleiner als in Fig. 13a. Der über eine Rücklaufperiode ausgemittelte Wert von I2 ist für die aufeinanderfolgenden Rücklaufperioden in einer Periode der Spannung VA nicht konstant. Über eine Periode der Spannung VA ausgemittelt, wird jedoch I2 für einen bestimmten effektiven Wert von VA einen konstanten Wert aufweisen. Ohne weitere Massnahmen wird sich aber der zuletzt genannte mittlere Wert von I2 bei Änderung des effektiven Wertes von VA und somit bei Änderung des effektiven Wertes der Eingangsspannung Vj ändern.

Nach der Erfindung wird der Wert von Ii an den effektiven Wert der Eingangsspannung Vj angepasst. Wie in Fig. 14 angegeben ist, ist in die Speiseschaltung ein aus den Widerständen R18 und R19 bestehendes Korrekturnetzwerk aufgenommen. Die Summe der Spannung über R19, die der Spannung VA proportional ist, und der Spannung über Rs, die dem Strom durch den Transistor Ts proportional ist, wird einer Thyristorschaltung zugeleitet. Diese Thyristorschaltung besteht z.B. aus einem pnp-npn-Transistorpaar Tis, T17. Wenn die Summe der genannten Spannungen einen bestimmten Wert überschreitet, wird der Transistor T17 und damit die Thyristorschaltung Tis, Tn in den leitenden Zustand gesteuert. Dann wird der Transistor Ti gesperrt und wird ein Impuls über die Verbindung 33 an die logische Schaltung 27 weitergeleitet.

Dadurch, dass die Spannung über R19 zu der Spannung über Rs addiert wird, wird erreicht, dass L bei einem höheren effektiven Wert der Spannung VA kleiner als bei einem niedrigeren effektiven Wert der Spannung VA ist. Auf diese Weise kann ein angemessen konstanter mittlerer Ausgangsstrom für alle Eingangsspannungen zwischen 90 und 290 V während des Anlassens des Motors erhalten werden.

In Fig. 15 ist eine zweite und bevorzugte Ausführungsform einer Detektionsschaltung 29 dargestellt. In dem Rücklaufwandler startet der Strom durch die Primärwicklung und den Transistor Ti für jede Periode der gleichgerichteten Spannung VA nicht stets vom Nullwert an, sondern dieser Strom nimmt für die aufeinanderfolgenden Perioden der gleichgerichteten Spannung VA von einem stets höheren Anfangswert

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an zu. Wenn die Grösse des Stromes durch den Transistor Ti als einziges Kriterium für das Unterbrechen dieses Stromes verwendet wird, besteht, insbesondere bei kleinen Hinlaufperioden, die Möglichkeit, dass der Transistor Ti gesperrt wird, während noch nicht genügend Energie in der Primärwicklung gespeichert ist. In der Energiedetektionsschaltung nach Fig. 15 wird diese Tatsache berücksichtigt und wird die maximale Energiemenge, die von dem Rücklaufwandler geliefert wird, bestimmt.

Diese Schaltung enthält als wesentliches Element einen Differenzverstärker, der durch die Transistoren T20 und T21 gebildet wird. Die Basis des Transistors T21 wird mit Hilfe der Diode D20 auf einer festen Spannung gehalten. An die Basis des Transistors T20 ist über den Transistor T22 und den Spannungsteiler Rjo, R31 die Spannung über dem Widerstand Rs angelegt, die dem Strom durch den Transistor Ti proportional ist.

Wie als bekannt vorausgesetzt werden darf, ist der Ausgangsstrom des Differenz Verstärkers T20, T21 dem Produkt aus der Steilheit und dem Unterschied zwischen den Spannungen an den Basen der Transistoren T20 und T21 proportional ist. Die Steilheit ist durch S = a x I gegeben, wobei I der Emitterstrom durch den Differenzverstärker und a eine temperaturabhängige Grösse sind (A = q/KT, wobei q die Ladung eines Elektrons, K die Boltzmannkonstante und T die absolute Temperatur darstellen). Nun ist der Strom I und damit die Steilheit S von der Eingangsspannung V; abhängig gemacht. Dabei wird der Kondensator Ce der Anlassschaltung benutzt.

Wenn der Rücklaufwandler angelassen und die Steuerschaltung 1 eingeschaltet ist, wird von der Zwischenschaltung 28 her über die Verbindung 32 der Transistor T7 während der Hinlaufperioden gesperrt, so dass der Kondensator Ce ein wenig aufgeladen wird. Während der Rücklaufperioden wird der Transistor T7 in den leitenden Zustand gebracht und kann die Ladung von Cs wieder abfliessen. Die Spannung über dem Kondensator Ce während der Hinlaufperioden ist durch VCó = ICô.t/Cö gegeben. Der Aufladestrom ICs ist der Eingangsspannung Vj proportional. Mit Hilfe einer Wandlerschaltung wird die Änderung in der Spannung VCe in eine Änderung des Stromes durch den Differenzverstärker T20, T21 umgewandelt. Diese Wandlerschaltung besteht aus einem ersten Transistor T24, an dessen Basis die Spannung VCö angelegt ist, und einem durch die Diode D22 und einen zweiten Transistor T25 gebildeten Stromspiegel. Die Summe I des Emitterstromes durch den Differenzverstärker T20, T21 ist dann durch I = b-Vj-T gegeben, wobei b eine Konstante ist, die u.a. durch die Kapazität Cö und die Elemente des Strom-Spannungs-Wandlers bestimmt wird. Die Steilheit S des Differenzverstärkers ist dann S = a-b-Vi-t. Der Unterschied in den Basisspannungen an den Transistoren T20 und T21 ist dem Strom durch den Widerstand Rs proportional und dieser Strom ist gegeben durch Is = Io + d • Vj • t. Darin ist d eine Konstante, die die Impedanz der Primärwicklung enthält. Io ist ein Reststrom, der durch die Tatsache herbeigeführt wird, dass im Transformator noch ein Energierest vorhanden ist, der für die aufeinanderfolgenden Hinlaufperioden konstant ist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers ist also zu (Io + d • V, • t) a • b • Vj ■ t proportional. Sobald dieses Ausgangssignal einen bestimmten Pegel überschreitet, wird über einen zweiten Differenzverstärker T26, T27 der Transistor T29 in den leitenden Zustand gesteuert. Dadurch wird über die Verbindung 33 der Pegel am Eingang des Gatters 40 der logischen Schaltung 27 zu einer logischen «0» gezogen (vgl. Fig. 8 und 9) und wird ein Schaltimpuls an der Basis des Transistors Ti rechtzeitig unterbrochen. Dabei werden also die Grösse des Stromes durch die Primärwicklung und die Grösse der Eingangsspannung berücksichtigt.

Vorzugsweise besteht der Ausgang des Differenzverstärkers T20, T21 aus einem Stromspiegel in Form einer Diode D21 und eines Transistors T23. Der Vorteil des Stromspiegels ist, dass der Einfluss eine Gleichstromkomponente auf das Ausgangssignal des Differenzverstärkers eliminiert wird.

Die Energiedetektionsschaltung nach Fig. 15 enthält noch einen zweiten Differenzverstärker, der aus den Transistoren T26 und T27 mit einem gemeinsamen Emitterwiderstand R38 besteht. Der Ausgang dieses Differenzverstärkers ist wieder durch einen Stromspiegel gebildet, der aus einer Diode D23 und einem Transistor T28 besteht. Über diesen Differenzverstärker kann die Spannung über der Akkumulatorbatterie die von dem Rücklaufwandler abgegebene Energie mitbestimmen. Die Spannung Vo über der Akkumulatorbatterie wird über einen Spannungsteiler R35, R36, R37 der Basis des Transistors T27 zugeführt.

In jeder Hinlaufperiode des Rücklaufwandlers wird der Zeitpunkt, zu dem der Transistor T29 stromführend wird, durch den Zeitpunkt bestimmt, in dem die Spannung an der Basis des Transistors T26 grösser als die Spannung an der Basis des Transistors T27 wird. Wenn die Spannung Vo niedrig ist, z.B. beim Anlassen des Motors, liegt der genannte Zeitpunkt eher in der Hinlaufperiode, als wenn die Spannung Vo einen höheren Wert aufweist. Durch Anwendung des Differenzverstärkers T26, T27 wird erreicht, dass bei Kurzschluss (Vo = 0) die Sekundärströme beschränkt sind.

Wie bereits bemerkt wurde, ist bei einem Übergang von einer Rücklaufperiode zu einer Hinlaufperiode die Spannung über der Akkumulatorbatterie nicht gut definiert. Die Energiedetektionsschaltung enthält daher eine Diode D24, die dafür sorgt, dass bei einem derartigen Übergang während eines kurzen Zeitintervalls der Basis des Transistors T27 eine feste Spannung angeboten wird. Bei einem Übergang wird die Spannung über der Akkumulatorbatterie kurzzeitig unterdrückt; die Diode D24 benötigt einige Zeit, um sich auf die Istspannung über der Akkumulatorbatterie einzustellen. Bei jeder Hinlaufperiode wird die Spannung an der Basis des Transistors T27 wenigstens während eines kurzen Zeitintervalls grösser als die Spannung an der Basis des Transistors T26, so dass der Transistor T29 wenigstens während eines kurzen Zeitintervalls gesperrt ist. Dadurch wird erreicht, dass die Impulsdauer der von der Steuerschaltung gelieferten Schaltimpulse stets grösser als 0 ist.

Es sei bemerkt, dass die Stromdetektionssschaltung unabhängig von dem Generator 25 (vgl. Fig. 3) arbeitet.

Die Spannung Vs (vgl. Fig. 2) des Rücklaufwandlers kann grosse Änderungen aufweisen (z.B. von 2,5 bis 25 V). Auch der Strom durch die Sekundärwicklung kann, vor allem beim Einschalten, gross sein. Um die Spannung über dem Kondensator C7 (vgl. Fig. 8) als Speisespannung für die integrierte Schaltung 1 benutzen zu können, muss diese Spannung z.B. zwischen 3,5 und 4 V begrenzt und stabilisiert werden. Ferner muss der Aufladestrom für den Kondensator C7 begrenzt werden, weil die Transformierte dieses Stromes auch in der Primärwicklung auftritt. Eine Schaltung, mit der die obenstehenden Anforderungen gut erfüllt werden können ist in Fig. 16 dargestellt.

Der Aufladestrom für den Kondensator C7, der über den Transistor T2 und den Widerstand R40 fliesst, wird mit Hilfe des Transistors T30 und der Diode D31 begrenzt. Der Transistor T30 enthält zwei Kollektoren, von denen einer mit der Basis dieses Transistors verbunden ist, so dass dieser Transistor einen Stromspiegel bildet. T32 ist ein Feldeffekttransistor, der als Widerstand benutzt wird. Dieser Widerstand dient zur Stromeinstellung des Transistors T30. Beim Anbieten einer Spannung am Punkt 12 werden die Transistoren T30 und T35 in den leitenden Zustand gebracht. Die Basisspannungen für die Transistoren T34, T33 und T31 sind dann derart, dass diese Transistoren leitend sind. Dadurch wird der Basisstrom für

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den Transistor T2 derart eingestellt, dass auch dieser Transistor leitend wird. Dann fliesst ein Aufladestrom von dem Punkt 12 her über den Widerstand R40 und den Transistor T2 in den Kondensator C?. Der Aufladestrom wird mit Hilfe des Widerstandes R40 begrenzt. Wenn der Aufladestrom die Nei- 5 gung hätte, stark zuzunehmen, hätte auch der Spannungsabfall über dem Widerstand R40 die Neigung zuzunehmen. Die Zunahme der Spannung über dem Widerstand R40 wird über den Diodenzweig von T30 und die Diode D31 an die Basis des Transistors T2 weitergeleitet. Mit zunehmender Spannung 10 über dem Widerstand R40 steigt die Spannung an der Basis des Transistors T2 an, wodurch der Strom durch diesen Transistor wieder abnimmt. Der Strom durch den Transistor T2 und somit der Aufladestrom für den Kondensator C? wird also konstant gehalten. is

Die Begrenzung der Spannung über dem Kondensator C7 wird mit Hilfe der Dioden D34, D35 und D36, der Transistoren T31 und T35 und der Dioden D32 und D33 erhalten. Ein Aufladestrom kann nur dann durch den Transistor T> fliessen,

wenn der Transistor T33 stromführend ist, d.h., dass die Basis- 20 Spannung für diesen Transistor genügend positiv gegenüber seiner Emitterspannung sein muss. Der Emitter des Transistors T33 ist über drei Dioden mit dem Kondensator Ci verbunden, so dass diese Emitterspannung gleich der Spannung über C7 abzüglich des Spannungsabfalls über drei Dioden ist. 25 Die Basis des Transistors T33 liegt über die Dioden D32 und

D33 und den Transistor T35 an Masse, so dass die Basisspannung im grossen und ganzen dem Spannungsabfall über drei Dioden gleichgesetzt werden kann. Der Transistor T33 ist stromführend, solange seine Emitterspannung nicht grösser als der Spannungsabfall über zwei Dioden ist, was bedeutet, dass die Spannung über dem Kondensator C? höchstens gleich dem Fünffachen des Spannungsabfalls über einer Diode ist. Würde die Kondensatorspannung grösser als fünf Diodenspannungen werden, so wird der Transistor T33 gesperrt, wodurch der Basisstrom für den Transistor T2 und damit der Aufladestrom für den Kondensator C7 herabgesetzt oder unterbrochen werden.

Die Diode D37 ist vorgesehen, um zu verhindern, dass der Transistor T2 in falscher Richtung stromführend wird, wenn die Spannung am Punkt 12 niedriger als die Spannung über dem Kondensator C7 ist. Im letzteren Falle wird über den Spannungsabfall über den Dioden D34 und D37 dafür gesorgt, dass der Transistor T31 gesperrt wird, so dass kein Basisstrom für den Transistor T2 fliessen kann.

Die Tatsache, dass die Erfindung an Hand der Speiseschaltung für ein elektrisches Rasiergerät beschrieben ist, bedeutet nicht, dass sie darauf beschränkt ist. Die Erfindung kann im allgemeinen in jenen Fällen angewandt werden, in denen der Bedarf an einer schaltenden Speisung vorliegt,

woei die Speiseschaltung klein und leicht sein muss und wenig Enerie verbrauchen darf.

G

7 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

1. 642 789

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Vorrichtung zur Speisung eines Gleichstrommotors, insbesondere eines Motors für ein elektrisches Rasiergerät,

   wobei diese Vorrichtung einen Rücklaufwandler (Tr, Ti, 1) enthält, in dessen Ausgangskreis der Motor angebracht ist, und welcher Wandler eine Steuerschaltung (1) enthält, die grösstenteils als integrierte Schaltung ausgebildet ist und die Steuerimpulse mit einer festen Frequenz und mit geregelter Impulsdauer zur Steuerung eines in Reihe mit der Primärwicklung eines Transformators (Tr) in dem Rücklaufwandler angebrachten Schaltungselements (Ti) erzeugt, wobei die Steuerschaltung Mittel zur Regelung der Impulsdauer der Steuerimpulse in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung und dem Strom durch die Primärwicklung des Transformators enthält, dadurch gekennzeichnet, dass eine aufladbare Akkumulatorbatterie (B) in Reihe mit der Sekundärwicklung (Ws) angeordnet ist; dass Schaltmittel (SA, SB) vorhanden sind, mit deren Hilfe der Motor (M) zu der Akkumulatorbatterie (B) parallel geschaltet wird; dass ein Speisekondensator (C7) zur Speisung der Steuerschaltung (1) vorhanden ist, der von der Sekundärwicklung (Ws) des Transformators (Tr) her aufgeladen wird; dass die Steuerschaltung (1) einen Spannungspegeldetektor (22) enthält, solange die Spannung über dem Speisekondensator (C7) grösser als eine bestimmte Schwellwertspannung ist; dass eine einen Anlasskondensator (Có) enthaltende Anlassschaltung (30) vorhanden ist, die bei unwirksamer Steuerschaltung (1) den Steuerstrom für das Schaltungselement (Ti) liefert, wenn die Spannung über dem Anlasskondensator (Ce) und die momentane Eingangsspannung einen bestimmten Pegel überschritten haben, und dass die Steuerschaltung (1) eine Detektionsschaltung (29) zum Detektieren des Stromes durch die Primärwicklung (Wp) des Transformators (Tr) und des Momentanwertes der Eingangsspannung enthält, wobei das Ausgangssignal der Detektionsschaltung (29) die Impulsdauer der Steuerimpulse mitbestimmt.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) enthält: einen Spannungsgenerator (25 ; 39), der eine periodische Spannung mit linearen Flanken liefert; einen Impulsbreitenmodulator (26), von dem ein erster Eingang mit dem Spannungsgenerator (25 ; 39) verbunden ist, während an den zweiten Eingang eine durch die Ausgangsspannung bestimmte Spannung angelegt ist, sowie eine logische Schaltung (27) zum Weiterleiten der von dem Impulsbreitenmodulator (26) gelieferten Impulse an den Steuereingang (3) des Schaltungselements (Ti), wobei ein erster Eingang dieser logischen Schaltung (27) mit dem Ausgang des Spannungsgenerators (25 ; 39) und ein zweiter Eingang derselben mit dem Ausgang sowohl des Impulsbreitenmodulators (26) als auch der Detektionsschaltung (29) verbunden ist.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsgenerator (25) eine dreieckförmige Spannung liefert, und dass ein Steuereingang dieses Spannungsgenerators und ein Steuereingang der logischen Schaltung (27) mit einem Ausgang der Anlassschaltung (30) verbunden sind.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlassschaltung (30) mit einer eine Zener-diode (Dz) enthaltenden Thyristorschaltung (Tr, Te) versehen ist, und dass parallel zu dem Anlasskondensator (Cs) ein Schaltungselement (T7) angeordnet ist, von dem ein Steuereingang mit dem invertierten Ausgang der Steuerschaltung (1) verbunden ist.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlassschaltung (30) eine zweite Thyristorschaltung (T12; Tu) enthält, mit deren Hilfe die erste Thyristorschaltung (Ts; Te) ausgeschaltet wird, wenn die Spannung am Anlasskondensator (Cö) einen bestimmten Wert unterschreitet.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektionsschaltung (29) durch eine Thyristorschaltung (Tie; Tit) gebildet ist, an deren Steuereingang die Spannung über einem Emitterwiderstand (Rs) eines in Reihe mit der Primärwicklung (Wp) angeordneten Schalttransistors (Ti) sowie die Spannung eines Spannungsteilers (Ris, R19) angelegt sind, wobei der Spannungsteiler (Ris, R19) parallel zu der Reihenschaltung der Primärwicklung (Wp) und der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors (Ti) angeordnet ist.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektionsschaltung (29) einen Differenzverstärker (T20, T21) enthält, von dem ein erster Eingang an einer festen Spannung und ein zweiter Eingang an einer dem Strom durch die Primärwicklung (Wp) des Transformators (Tr) proportionalen Spannung liegt und dessen gesammter Emitterstrom (I) der Spannung über dem Anlasskondensator (Ce) proportional ist.
8. 8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektionsschaltung (29) einen zweiten Differenzverstärker (T26; T27) enthält, von dem ein Eingang mit dem Ausgang des ersten Differenzverstärkers (T20, T21) verbunden und der zweite Eingang über einen Spannungsteiler (Rjs, R36, R37) an die Ausgangsspannung (Vo) des Rücklaufwandlers angelegt ist.