CH656738A5 - Leitung mit verteiltem tiefpassfilter. - Google Patents

Description

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PATENTANSPRÜCHE Dje Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Leitung mit

1. Elektrische Leitung mit mindestens einem verteilten Tief- mindestens einem verteilten Tiefpassfilter zur Unterdrückung passfilter zur Unterdrückung von auf der Leitung befindlichen von auf der Leitung befindlichen höherfrequenten Störsignalen, höherfrequenten Störsignalen, dadurch gekennzeichnet, dass die Bekannte Störschutzfilter mit diskreten Schaltungselemen-Wellenimpedanz der Leitung über mindestens einen Leitungsab- 5 ten, die wahlweise ohmscher, kapazitiver und induktiver Art schnitt (7), einen gegenüber der Wellenimpedanz (Z0) der sind, haben den Nachteil, dass die mit ihren kapazitiven Schalbenachbarten Leitungsabschnitte (5,6) oder gegenüber der tungselementen verbundenen parasitären Induktivitäten bzw. äquivalenten Wellenimpedanz eines benachbarten diskreten die mit ihren induktiven Schaltelementen verbundenen parasitä-Elements unterschiedlichen Wert (Zi) hat, um Reflexionen der ren Kapazitäten im Bereich höherer Frequenzen zu unerwünsch-Störsignale an den beiden Enden des betreffenden Leitungsab- 10 ten Resonanzen Anlass geben.

schnitts, an welchen sich die Wellenimpedanz ändert, zu erzeu- Aus der Zeitschrift IEEE Transactions on Electromagnetic gen, und dass dieser Leitungsabschnitt (7) mit massgeblichen Compatibility, Januar 1964, Seiten 55 bis 61, ferner aus der dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet Zeitschrift Proceedings of the IEEE, Januar 1979, Seiten 159 bis ist, um die durch die Reflexionen entstehenden Resonanzen und 163, und aus der DE-OS 2 939 616 sind abgeschirmte elektrische höhere Frequenzen zu dämpfen. 15 Leitungen mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter als

2. Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Störschutzfilter bekannt. In der erstgenannten Literaturstelle ist sie mindestens drei aufeinanderfolgende Leitungsabschnitte (5, eine koaxiale Übertragungsleitung beschrieben, welche einen

7,6) aufweist, welche voneinander verschiedene Wellenimpe- oder mehrere Leitungsabschnitte mit einem zwischen den zentra-

danz (Z0, Zi, Z0) haben und bei denen mindestens ein Abschnitt len Leiter und die äussere Abschirmung eingebrachten magneti-

(7) mit massgeblichen dielektrischen Verlusten und/oder Skinef- 20 sehen Material, z. B. einem Ferrit-Material, als verlustbehaftetes fekt-Verlusten behaftet ist. Isoliermaterial aufweist. Ein ähnliches, mit einem magnetkera-

3. Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mischen Material versehenes koaxiales Störschutzfilter, das vor sie mehrere aufeinanderfolgende Paare von Leitungsabschnitten allem als Durchführungsfilter vorgeschlagen wird, ist in der (27,28; 29,30) unterschiedlicher Wellenimpedanz (Zj, Z2; Z3, zweitgenannten Literaturstelle beschrieben. In der DE-OS Z4) aufweist, derart, dass längs der Leitung jeweils ein Leitungs- 2 939 616 ist ein verlustbehaftetes elektrisches Kabel beschrie-abschnitt mit der einen Wellenimpedanz und ein Leitungsab- ben, bei welchem mindestens ein leitendes Element in Verbin-schnitt mit der anderen Wellenimpedanz benachbart sind, wobei dung mit einer den Leiter mindestens teilweise umgebenden, mindestens der eine Leitungsabschnitt jeden Paares mit mass- absorbierenden Mischung einen zusammengesetzten Aufbau geblichen dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlu- aufweist, nämlich eine von einem Faden oder einer Faser gebil-sten behaftet ist. 30 dete Seele und einen leitenden Überzug, derart, dass das Ele-

4. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ment bei guten mechanischen Eigenschaften einen hohen Widergekennzeichnet, dass sie an mindestens einem Ende mit minde- stand hat.

stens einem diskreten Element (31, 33; 34) versehen ist. Die bekannten verteilten Tiefpass- bzw. Störschutzfilter wei-

5. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch sen die Nachteile auf, dass sie mit hohen magnetischen Verlu-gekennzeichnet, dass sie mindestens einen Leiter (15), ein diesen 35 sten, dielektrischen Verlusten oder Leitungsverlusten im Isolier-umschliessendes Isoliermaterial (16) und eine das Isoliermaterial material behaftet sein müssen, da solche Verluste allein ihre mindestens teilweise umhüllende Abschirmung (17; 19) aufweist. Tiefpasswirkung bewirken, und dass sie einen komplizierten

6. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass Aufbau aufweisen, der nicht nur ihre Herstellung, sondern auch sie als ein- oder mehradriges Kabel ausgebildet ist (Fig. 5, 6). ihre universelle Anwendbarkeit erschwert.

7. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass 40 Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine elektrische sie als Stromschienen- oder Verteilschienen-Anordnung ausge- Leitung der eingangs genannten Art zu schaffen, deren verteiltes bildet ist (Fig. 7). Tiefpassfilter eine niedere Grenzfrequenz sowie für Signalfre-

8. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass quenzen bis in den Höchstfrequenzbereich eine hohe Dämpfung sie als Mikrofilter in Dick- oder Dünnfilmtechnik ausgebildet ist. ohne merkliche Resonanzerscheinungen hat und das bei einfa-

9. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch 45 chem Aufbau weder auf die Verwendung von Materialien mit gekennzeichnet, dass das Isoliermaterial mindestens eines der hohen Verlustfaktoren noch auf grosse Längen angewiesen ist. Leitungsabschnitte eine andere Dielektrizitätskonstante als das Erfindungsgemäss weist die Leitung die im kennzeichnenden Isoliermaterial der benachbarten Leitungsabschnitte hat. Teil des Patentanspruchs 1 angeführten Merkmale auf.

10. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch Durch die erfindungsgemässe Kombination von Reflexionen gekennzeichnet, dass mindestens einer der Leitungsabschnitte 50 auf beiden Seiten eines Leitungsabschnitts unterschiedlicher (27,29) andere geometrische Abmessungen als die benachbarten Impedanz und von dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Leitungsabschnitte (28,30) hat, z. B. eine andere Länge und/ Verlusten in diesem Leitungsabschnitt lässt sich eine gegenseitige oder einen anderen Durchmesser seines Isoliermaterials. Steigerung der beiden Dämpfungseffekte für höhere Frequenzen

11. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch erzielen. Einerseits ergeben sich an den Endseiten des genannten gekennzeichnet, dass der Leiter aus einem inneren Leiterteil (35) 55 Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz mehrfache, im und mindestens einer darauf befindlichen äusseren Schicht (36) optimalen Fall nahezu totale Reflexionen der Signale höherer besteht, deren spezifischer elektrischer Widerstand grösser, zum Frequenz und damit grössere Weglängen für diese Signale, und Beispiel mehr als zehnmal grösser, als derjenige des inneren andererseits werden zufolge der grösseren äquivalenten Weg-Leiterteils ist. länge des verlustbehafteten Leitungsabschnitts die Verluste in

12. Leitung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass 00 diesem Leitungsabschnitt ebenfalls vergrössert. Ferner lassen der innere Leiterteil (35) mit mehreren aufeinanderliegenden sich durch geeignete Wahl des Dielektrikums im verlustbehafte-äusseren Schichten versehen ist, von welchen alle einen grosse- ten Leitungsabschnitt, d.h. dessen Dielektrizitätskonstanten, ren spezifischen elektrischen Widerstand als der innere Leiterteil eine verhältnismässig niedrige Grenzfrequenz des Tiefpassfilters haben und von welchen die innerste Schicht den kleinsten und die und gleichzeitig hohe Frequenzen von Resonanzen, insbeson-an der Oberfläche des Leiters befindliche äusserste Schicht den 65 dere der niedrigsten der auftretenden Resonanzen, erzielen, grössten spezifischen elektrischen Widerstand hat. Zudem lässt sich eine Leitung mit einem Leitungsabschnitt, oder,

zur Steigerung der Störschutzfilterwirkung, mit mehreren aufein- anderfolgenden Leitungsabschnitten unterschiedlicher Impe-

danz und höherer dielektrischer Verluste bzw. Skineffekt-Verluste in verhältnismässig einfacher Weise und praktisch beliebiger Länge herstellen, so dass die vorliegende Leitung als Störschutzfilter, welches elektrischen Strom niedriger Frequenz oder Gleichstrom ohne merkliche Dämpfung durchlässt, jedoch für hochfrequente Ströme eine grosse Dämpfung aufweist, universell angewendet werden kann.

Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer prinzipiellen erfin-dungsgemässen Leitung mit einem verlustbehafteten Leitungsabschnitt unterschiedlicher Impedanz;

Fig. 2 eine schematische Darstellung der Signalreflexionen an den Endseiten des Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz der Fig. 1;

Fig. 3 den beispielsweisen Verlauf eines zugeführten Ein-heits-Spannungssprungsignals am Ende des Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz der Fig. 1;

Fig. 4 den beispielsweisen Verlauf der Filterdämpfung für eine Leitung gemäss Fig. 1;

Fig. 5 und 6 eine aufgeschnittene Ansicht eines zweiadrigen bzw. dreiadrigen Koaxialkabels zur praktischen Verwirklichung der erfindungsgemässen Leitung;

Fig. 7 eine aufgeschnittene Ansicht einer Strom- und Verteilschiene zur praktischen Verwirklichung der erfindungsgemässen Leitung, und

Fig. 8 eine Teilansicht eines Koaxialkabels mit mehreren Leitungsabschnitten unterschiedlicher Impedanz;

Fig. 9 eine Leitung mit zwei diskreten, eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisenden Induktivitäten;

Fig. 10a eine Leitung mit einer diskreten Induktivität und einem diskreten Kondensator, die beide eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisen;

Fig. 10b eine Darstellung der Leitung der Fig. 10a als Leitung mit sich ändernder Wellenimpedanz, und

Fig. 11 einen Schnitt durch das Kabel einer Leitung, deren Verluste auf dem Skin-Effekt beruhen.

In Fig. 1 ist schematisch eine koaxiale Leitung 1 dargestellt, welche in an sich bekannterWeise einen Leiter 2, eine äussere Abschirmung 3 und ein zwischen dem Leiter 2 und der äusseren Abschirmung 3 befindliches, nicht näher dargestelltes Isoliermaterial oder Dielektrikum 4 aufweist. Die Leitung 1 weist einen ersten und einen dritten Leitungsabschnitt 5 bzw. 6 auf, welche beide als charakteristische Daten eine Impedanz Z0 und einen Verlustfaktor tg ö0 haben, der im vorliegenden Beispiel gleich null ist (verlustfreier Leitungsabschnitt). Dazwischen ist ein Leitungsabschnitt 7 vorgesehen, dessen Impedanz Xl und stark verschieden von Z0 ist, der eine relative Dielektrizitätskonstante £r und einen Verlustfaktor tg hat, und dessen Länge gleich L ist.

Wenn nun ein Signal 8, welches in Fig. 1 beispielsweise als Einheits-Spannungssprungsignal dargestellt ist, und welches sich im Leitungsabschnitt 5 der Impedanz Z0 fortpflanzt, an die Stelle A der Leitung 1, nämlich den Anfang des Leitungsabschnitts 7, gelangt, an welcher deren Impedanz sprunghaft den Wert Zt annimmt, wird ein Teil des Signals reflektiert, während sich der andere Teil im Leitungsabschnitt 7 fortpflanzt. An der Stelle B der Leitung 1, nämlich dem Ende des Leitungsabschnitts 7, an welcher die Impedanz sprunghaft wieder den Wert Z0 annimmt, erfolgt eine weitere Reflexion eines Teils des durchgegangenen Signals, dessen anderer Teil sich im Leitungsabschnitt 6 fortpflanzt. Der reflektierte Teil des Signals, das vorzugsweise beinahe das ganze noch verbleibende Signal ausmacht, wird an die Stelle A zurückgeschickt, wo wiederum eine vorzugsweise nahezu totale Reflexion auftritt. Somit erfolgt im Leitungsabschnitt 7, der gegenüber den benachbarten Leitungsabschnitte 5 und 6 eine unterschiedliche Impedanz, hat, eine mehrfache

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Reflexion der Signalanteile, wie dies in Fig. 2 näher dargestellt ist.

In Fig. 2 sind die reflektierten bzw. durchgehenden Anteile des an der Stelle A zum Leitungsabschnitt 7 gelangenden Ein-5 heits-Sprungsignals 8 in Funktion der Zeit t dargestellt. Hierbei sind für die einzelnen reflektierten bzw. durchgehenden Signalanteile ihre jeweiligen Amplituden mittels des Reflexionsfaktors angegeben, wobei gilt:

10 Q= (Z0-Zi/(Z0+Z1) Reflexionsfaktor von Zj in Richtung zu Z0

l-o = 2Z1/(Z0+Z1) Transmissionsfaktor von Z0 in Richtung zu Zj.

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Es wird hierbei die Voraussetzung gemacht, dass nur der TEM-Mode der Leitung 1 in Betracht gezogen wird.

Die zeitlich gestaffelt am Übergang des Leitungsabschnitts 7 mit der Impedanz Zj zum nachfolgenden Leitungsabschnitt 6 mit 20 der Impedanz Z0 erscheinenden und im Leitungsabschnitt 6 dann übertragenen Signalanteile bilden demnach eine treppenförmige Kurve, wobei die Signalamplitude der ersten Stufe 1-q2 beträgt, diejenige der zweiten Stufe (l-o2)o2 usw., dies für den Fall, dass der Leitungsabschnitt 7 nicht mit dielektrischen Verlusten behaftet ist. Eine solche Ausgangssignalkurve für das Einheits-Sprungsignal 8 ist in Fig. 3 gestrichelt dargestellt.

Im Falle dielektrischer Verluste des Leitungsabschnitts 7, also tgôiQ^ 0, ergibt sich die in Fig. 3 ausgezogen dargestellte Signalkurve im Leitungsabschnitt 6. Es ist daraus ersichtlich, dass 30 durch die mehrfachen Reflexionen und die dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 eine ausgeprägte Tiefpasswirkung erzielt wird, wie dies nachfolgend anhand der Fig. 4 noch veranschaulicht wird. Diese Tiefpasswirkung beruht darauf, dass nicht nur ein kleiner, in den Leitungsabschnitt 7 unterschiedli-35 eher Impedanz eintretender Teil des Einheits-Sprungsignals 8 mehrere Male über diesen Leitungsabschnitt hin und her gehen muss, bevor er am Ausgang des Leitungsabschnitts 7 eine merkliche Spannung aufbauen kann, sondern dass auch die Wirkung der dielektrischen Verluste in diesem Leitungsabschnitt 40 vergrössert werden, weil die «äquivalente Länge» des Leitungsabschnitts mit einem Faktor multipliziert ist, der im wesentlichen umgekehrt proportional der sehr kleinen Abweichung des Reflexionsfaktors q von 1 ist. Diese äquivalente Länge ist dabei definiert als die mittlere Weglänge, die eine impulsförmige Welle 43 bei mehrmaligem Hin- und Hergehen auf dem gleichen Leitungsabschnitt durchlaufen muss, bis sie zur Hälfte aus dem betrachteten Leitungsabschnitt heraustritt.

Wie bereits erwähnt, treten im Leitungsabschnitt 7 mit der unterschiedlichen Impedanz Zj bei höheren Frequenzen Reso-50 nanzen auf, die grundsätzlich unerwünscht sind. Es zeigt sich nun, dass die Amplituden solcher Resonanzen durch die Wirkung der dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 wesentlich herabgesetzt oder die Resonanz sogar unterdrückt werden können.

55 In Fig. 4 ist der berechnete und experimentell bestätigte Verlauf der Filterdämpfung für eine Leitung nach Fig. 1 dargestellt, wobei die Dämpfung A in dB und die Frequenz f bezüglich der Grenzfrequenz f3dB für eine 3 dB-Dämpfung in logarithmischem Massstab aufgetragen sind.

60 Aus Fig. 4 ist demnach ersichtlich, dass in einem ersten Bereich 10 der Filterkurve im wesentlichen aufgrund der erläuterten Reflexionen eine Dämpfung mit einer Steilheit von angenähert 20 dB pro Frequenzdekade auftritt. Im nachfolgenden Bereich 11 der Filterkurve würden bei fehlenden dielektrischen 65 Verlusten des Leitungsabschnitts 7 hohe Resonanzspitzen 12 auftreten, die j edoch dank der erwähnten dielektrischen Verlu-ste nur noch als schwache Erhöhungen 13 erscheinen. Im letzten Bereich 14 der Filterkurve, der oberhalb 1 GHz liegen kann,

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weist die Dämpfung eine noch höhere Steilheit auf, weil dort die dielektrischen Verluste überwiegen.

Rechnerisch kann gezeigt werden, dass sich die totale, in dB ausgedrückte Dämpfung aus drei Gliedern zusammensetzt, wobei vorausgesetzt wird, dass Z0 > Z, ist:

a) aus einem ersten, durch die Reflexionen bestimmten Glied, das gegeben ist durch

+ 20.log [l/(l-o2)]

worin o der bereits erwähnte Reflexionsfaktor bedeutet,

b) aus einem zweiten Glied, das gegeben ist durch

+ 8,67 • Jt • f • Td • tg Òi worin f die Frequenz ist, Td die Verzögerung des Leitungsabschnitts 7 ist, und tgôj der Verlustfaktor des Leitungsabschnitts 7 ist,

c) aus einem dritten, durch die Resonanzen bestimmten Glied, das gegeben ist durch

- 20.log ( | F | )

worin F eine von der Frequenz f, dem Verlustfaktor tg und der Verzögerung Td abhängige Variable ist, deren Absolutwert è 1 ist. Dieses dritte Glied ist negativ, d. h. es bewirkt eine Reduktion der Dämpfung.

Hierbei ist die Verzögerung Td = L/v, dem Produkt aus der Länge L des Leitungsabschnitts 7 und der inversen Fortpflanzungsgeschwindigkeit l/v in diesem Abschnitt.

Somit bestimmen die durch die unterschiedliche Impedanz hervorgerufenen Reflexionen im Leiterabschnitt 7 die Filtersteilheit und, wie nachstehend noch erläutert, die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, während durch die dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 mit zunehmender Frequenz eine Auslöschung oder zumindest eine starke Dämpfung der durch die Reflexionen hervorgerufenen Resonanzen und anschliessend eine stärkere Schwächung in Richtung höherer Frequenzen bewirkt wird.

Die Grenzfrequenz dieses Tiefpassfilters ist gegeben durch fjdB = (1-Q)/2JT • Td •

Die Frequenz der n-ten Resonanz ist gegeben durch fm = n/2 • Td •

Da einerseits die Grenzfrequenz möglichst tief und andererseits die Frequenz der ersten Resonanz (n = 1) möglichst hoch liegen soll, kann ein Optimum nicht durch Wahl einer bestimmten VerzögerungTd, d. h. der Länge L des Leitungsabschnitts oder der Fortpflanzungsgeschwindigkeit v im Leitungsabschnitt erreicht werden, da sowohl f3dB als auch fin proportional 1/Td sind. Ein hohes Verhältnis frn zu f3dB kann demnach nur über den Reflexionsfaktor <p erzielt werden, der möglichst nahe bei uns liegen soll.

Der Reflexionsfaktor q hängt einerseits von einer Änderung der Dielektrizitätskonstanten er und andererseits von einer Änderung der Geometrie der Leitung an den Enden des Leitungsabschnitts 7 ab. Da die Dielektrizitätskonstante materialbedingt nur in verhältnismässig kleinem Ausmass verändert werden kann, ist es vorteilhaft, eine beträchtliche Vergrösserung des Verhältnisses der Frequenz fm der ersten Resonanz zur Grenzfrequenz f3dB dadurch zu bewirken, dass die neben der Länge L des Leitungsabschnitts beiden andern Dimensionen, d. h. die Querdimensionen, verändert werden, beispielsweise der Durchmesser bei einer kabeiförmigen Leitung.

Um für die in Fig. 1 dargestellte Leitung 1 die unterschiedlichen Impedanzen Z0 und Zx der Leitungsabschnitte 5,6 bzw. 7 zu erzielen, können für die Isoliermaterialien 4 dieser Leitungsabschnitte solche mit unterschiedlicher relativer Dielektrizitätskonstanten verwendet werden. Vor allem zusätzlich, nämlich im Hinblick auf die erwähnte Festlegung der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters durch unterschiedliche Dielektrizitätskonstanten der Leitungsabschnitte 5,6 bzw. 7, kann auch die Leitungsgeometrie längs der Leitung 1 verändert werden, beispielsweise durch eine Veränderung des Durchmessers des Isoliermaterials 4. Der Verlustfaktor tg ô] des Leitungsabschnitts 7 soll zwar mit Rücksicht auf die Dämpfung der Resonanzen genügend hoch sein. Jedoch sind besondere Massnahmen in der Materialwahl, wie beispielsweise magnetische Wirkstoffe, keineswegs erforderlich. Zudem kann auch die ganze Leitung 1, also auch in den Leitungsabschnitten 5 und 6, den gleichen Verlustwinkel tg ò aufweisen. Als geeignete Isoliermaterialien für den verlustbehafteten Leitungsabschnitt 7 mit unterschiedlicher Impedanz Z, seien beispielsweise Polyäthylen mit tg ò zwischen 0,02 und 0,2 oder Poly vinylidenfluorid (PVDF) mit tg ô zwischen 0,1 und 0,2 im Frequenzbereich von 0,5 bis 200 MHz genannt.

Die in Fig. 1 nur schematisch dargestellte Leitung 1 kann je nach Anwendung verschiedene Ausführungsformen haben, von denen in den Fig. 5,6 und 7 drei Beispiele dargestellt sind. In den angeschnittenen Ansichten ist hierbei nur einer der Leitungsabschnitte 5, 6 und 7 der Fig. 1 dargestellt.

Zur Verwendung der Leitung als Netzstörfilter für elektrische und elektronische Geräte ist beispielsweise die Ausführungsform eines mehradrigen, abgeschirmten Anschlusskabels gemäss den Fig. 5 und 6 geeignet. Fig. 5 zeigt eine zweiadrige Leitung mit zwei Leitern 15, welche je von einem Isoliermaterial 16 bestimmten Durchmessers und bestimmter dielektrischer Eigenschaften umgeben sind. Eine getrennte metallische Abschirmung 17 umhüllt jedes Isoliermaterial 16. Ferner ist ein Kunststoff-Schutzmantel 18 vorgesehen. In Fig. 6 ist eine ähnliche Anordnung mit drei Leitern 15 dargestellt, bei der jedoch eine Abschirmung 19 für die drei Isoliermaterialien 16 aller drei Leiter 15 gemeinsam ist. Die Ausführungsform gemäss Fig. 5 eignet sich auch für Anwendungen als antiparasitäre Signal- oder Datenleitung, während die Ausführungsform gemäss Fig. 6 insbesondere auch bei einer Anwendung als antiparasitäres Netzleitungskabel für Gebäude- und Hausinstallationen geeignet ist.

Die vorliegende Leitung kann auch die Ausführungsform einer Strom- oder Verteilschiene für die Speisung innerhalb oder ausserhalb elektrischer und elektronischer Geräte haben, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Zwei Stromschienen 20, die mit Anschlusslaschen 21 versehen sind, sind in ein Isoliermaterial 22 bestimmter Abmessungen und bestimmter dielektrischer Eigenschaften eingebettet. Das Isoliermaterial 22 ist von einem auf der Unterseite offenen, abschirmenden Metallgehäuse 23 umschlossen, das mit einer grösseren Anzahl von Anschlusslaschen 24 versehen und von einem Kunststoff-Schutzmantel 25 umgeben ist.

Es ist von Vorteil, zur Erhöhung der Filterwirkung mehrere verlustbehaftete Leitungsabschnitte unterschiedlicher Impedanz längs der Leitung vorzusehen, anstelle eines einzigen Leitungsabschnitts? gemäss Fig. 1. In Fig. 8 ist eine solche Weiterbildung an einem Koaxialkabel schematisch dargestellt, wobei die Abschirmung und der Schutzmantel übersichtshalber weggelassen sind. Dieses Kabel weist einen zentralen Leiter 26 und mehrere aus Isoliermaterial bestehende Leitungsabschnitte 27, 28,29,30 usw. auf, die entsprechende Impedanzen Zl5 Zi, Z3, Z4 usw. sowie entsprechende Längen L1; L2, L3, L4usw. haben. Ferner ist ersichtlich, dass die Leitungsabschnitte 27,28,29,30 unterschiedliche Durchmesser aufweisen. Auch die Dielektrizitätskonstanten der Isoliermaterialien dieser Leitungsabschnitte sowie ihre Verlustwinkel sind im allgemeinen Fall unterschiedlich. Praktisch wird es jedoch oft zweckmässig sein, jeden

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:weiten Abschnitt bezüglich seines Durchmessers sowie bezüg- Leitungsabschnitt eine weitere diskrete Induktivität 33 hat,

ich der Dielektrizitätskonstanten und des Verlustwinkels seines wobei der zweite Leitungsabschnitt eine Wellenimpedanz Z und

:soliermaterials gleich auszubilden. Die Längen L! bis L4 können die benachbarten Leitungsabschnitte äquivalente, von Z ver-

iedoch voneinander abweichen, um eine gegebenenfalls störende schiedene Wellenimpedanzen Zäq bzw. Z'äq haben.

Kumulation geringer störender Effekte der Reflexionen zu ver- 5 Fjg. iOa zeigt eine ähnliche Ausbildung einer Leitung, bei meiden. Praktisch können die Längen Lt bis L4 wie auch die welcher jedoch der entsprechende dritte Leitungsabschnitt einen Länge L gemäss Fig. 1 Werte zwischen etwa 1 cm und 500 cm Kondensator 34 hat. Impedanzmässig entspricht diese Ausbil-haben, so dass bei kleinen Längen die vorliegende Leitung auch dung der in Fig. 10b dargestellten Leitung, deren Leitungsab-die Form eines diskreten Störschutzfilter-Bauteils für elektrische schnitte die äquivalente Wellenimpedanz Zäq(L), die Wellenim-und elektronische Geräte, z. B. zur Montage auf einer Leiter- pedanz Z und die äquivalente Wellenimpedanz Zäq(C) haben, platte, haben kann. Der Kondensator 34 spielt hierbei die gleiche Rolle wie eine Bei einer derartigen vereinfachten Kaskadenanordnung, in offene Stichleitung. Wie in den Fig. 10a und 10b angedeutet, der unter Bezugnahme auf Fig. 1 auf einen Leitungsabschnitt mit kann die gesamte Leitung aus mehreren, abwechselnd aufeinander Impedanz Z0 ein solcher mit der Impedanz Zi und dem derfolgenden Leitungsabschnitten der beschriebenen Art beVerlustfaktor tg öt folgt, sich diesem wieder ein Leitungsab- 15 stehen schnitt mit der Impedanz Z0 anschliesst und hierauf erneut ein Als Alternative zu den beschriebenen und auch bei den

Leitungsabschnitt mit der Impedanz Zt und dem Verlustfaktor tg Ausführungsbeispielen nach Fig. 9 und 10 vorgesehenen dielek-

òi folgt, usw., multiplizieren sich die vorerwähnten Dämp- trischen Verlusten kann der bekannte, bei höheren Frequenzen fungsglieder a) und b) mit der Anzahl der verlustbehafteten wirksame Skineffekt ausgenützt werden, um in einfacher Weise

Leitungsabschnitte Zj, so dass die Filterwirkung stark gesteigert 2 Verluste zu erzeugen, welche die als Folge der Signalreflexionen

WIrd- _ auftretenden Resonanzen stark dämpfen und auch für den

Bei den vorgängig beschriebenen Ausführungsbeispielen des Höchstfrequenzbereich die gewünschte Filterdämpfung der vor-Erfindungsgegenstandes ist davon ausgegangen worden, dass das liegenden Leitung bewirken (Fig. 4). Die Massnahme zur Erzeu-verteilte Tiefpassfilter effektiv, d. h. bei jeder Frequenz, längs 25 gung von frequenzabhängigen Verlusten aufgrund des Skineffek-den Leitungsabschnitten gleichmässig verteilte Impedanzen und tes besteht darin, dass der Leiter der Leitung einen inneren Verlustelemente aufweist , jedoch keine diskreten Elemente. Leiterteil (oder eine Seele) mit hoher elektrischer Leitfähigkeit Wenn man das Verhalten irgendwelcher elektrischer Bauele- hat, um die verhältnismässig niedrigen Frequenzen bis einige mente gegenüber sehr schnellen Impulsen bzw. hohen Frequen- tausend Hertz einschliesslich des Gleichstroms verlustfrei zu zen betrachtet, ersieht man, dass im Sinne des Wortes «diskrete» ^ übertragen. Der innere Leiterteil weist einen Überzug oder eine Schaltungselemente wie Induktivitäten und Kondensatoren nicht Oberflächenschicht auf, die eine geringere elektrische Leitfähigmehr vorliegen, sondern dass es nur noch in regelmässiger oder keit hat oder sogar halbleitend ist, in welcher die Ströme höherer unregelmässiger Weise verteilte Elemente hat. Frequenz infolge des Skineffektes fliessen. Da dieser Überzug

Wenn deshalb an die Enden eines Leitungsabschnitts mit ein schlechter Leiter ist, wird die stromleitende Schicht oder einer bestimmten Wellenimpedanz je eine diskrete Induktivität ^ Haut bei höheren und sehr hohen Frequenzen noch dünner als geschaltet wird, so muss die Dämpfungskurve dieser Anordnung bai einem vollständig aus einem gutleitenden Material bestehenfür die höheren, zu dämpfenden Frequenzen unter dem Gesichts- den Leiter, so dass die Stromleitung nochmals verschlechtert ist,

punkt betrachtet werden, dass die Induktivitäten verteilte Eie- d ^ die an sich schon durch den Skineffekt auftretenden Verlu-

mente sind, deren Impedanz eine Funktion der Koordinate ste wesentlich grösser sind.

zwischen einem Anfangspunkt und dem Ende der Induktivität ^ Dielektrische Verluste nehmen proportional zur Frequenz ist- _ zu, Verluste aufgrund des Skineffekts jedoch nur mit der Qua-

Eine Annäherung einer solchen Impedanz kann dadurch dratwurzel der Frequenz. Da aber, wie nachstehend noch erhalten werden, dass man nur den mittleren Wert nimmt, der erwähnt, der genannte Überzug eine wesentlich kleinere elektri-

mit äquivalenter Wellenimpedanz bezeichnet wird. Die Sche Leitfähigkeit als beispielsweise Kupfer aufweisen kann, sind erwähnte Anordnung stellt somit eine Leitung dar, die einen die erzielbaren Skineffekt-Verluste ausreichend, um die ersten Leitungsabschnitt mit einer äquivalenten Wellenimpe- gewünschte Filterdämpfung zu erhalten.

danz Zäq, einen zweiten Leitungsabschnitt mit einer Wellenimpe- ....

danz Z und einen dritten Leitungsabschnitt mit einer äquivalen- . ^ *st ^er Schnitt durch eine entsprechende kabelför-

ten Wellenimpedanz Zäq hat. Somit liegt eine Leitung mit diskon- Leitung dargestellt. Ein innerer Leiterteil 35 besteht aus tinuierlich ändernden Wellenimpedanzen vor, deren durch einem elektrisch gutleitenden Material, z.B. Kupfer mit einem

Reflexionen an den Stellen ändernder Wellenimpedanz erzeugte 50 sPez^'sc^en elektrischen Widerstand von 1,7 |iQ-cm. Der innere frequenzabhängige Dämpfung wie bei den vorangehenden Aus- Leiterteil 35 weist eine dünne Oberflächenschicht 36 aus einem führungsbeispielen berechnet werden kann. schlechter leitenden Metall auf, z. B.

Angenäherte Werte der mittleren äquivalenten Wellenimpe- Antimon (spez. el. Widerstand 42 [xQ-cm)

danz werden für Induktivitäten (L) und Kondensatoren (C) Wismut (spez. el. Widerstand 120 [iß-cm)

durch die Beziehungen 55 Nichrome (spez. el. Widerstand) 100 [j,Q-cm)

Mangan (spez. el. Widerstand 70 |xQ-cm).

Z (L) = L-v/1 bzw. Zä (C)=l/c-v Die Oberflächenschicht kann auch aus einem halbleitenden aq Material bestehen, vorzugsweise aus Kupfer (I)-Oxyd CuzO.

gegeben, worin 1 die Länge des jeweiligen Leitungsabschnitts und An die Oberflächenschicht 36 schliesst sich eine Lage 37 eines v die vom Isoliermaterial abhängige Fortpflanzungsgeschwindig- 60 Isoliermaterials an, welche wiederum von einem äusseren, als keit sind. Im Falle einer Induktivität L ist die Länge 1 gleich der Abschirmung vorgesehenen Leiter mit hoher elektrischer Leitfä-

vorhandenen Drahtlänge, während im Fall eines Kondensators higkeit, zum Beispiel ebenfalls aus Kupfer, umhüllt ist. Durch die Länge 1 seine totale Länge ist, falls er gewickelt ist, bzw. seine diese einfache Ausbildung der Leitung werden die Eigenschaften mittlere Länge ist, falls er nicht gewickelt ist. des die Signale relativ tiefer Frequenzen gut leitenden, zentralen

In Fig. 9 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen 65 Leiters bei gleichzeitiger starker Dämpfung der Signale höherer elektrischen Leitung dargestellt, bei welcher ein Leitungsab- und höchster Frequenzen beinhalten.

schnitt eine diskrete Induktivität 31 hat, ein zweiter Leitungsab- Der innere Leiterteil 35 kann auch mit mehreren aufeinander-

schnitt durch ein koaxiales Kabel 32 gebildet ist und ein dritter liegenden äusseren, dünnen Schichten aus einem schlechter

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leitenden Material versehen sein, wobei der spezifische Widerstand der Schichten in Richtung nach aussen zunimmt. Dadurch wird gewährleistet, dass bei hohen Frequenzen der Strom in den schlechtleitenden äusseren Leiterteil eindringt.

Selbstverständlich ist es auch möglich, die vorgängig beschriebenen dielektrischen Verluste mit den Skineffekt-Verlusten zu kombinieren, nämlich durch entsprechende Wahl des Isoliermaterials und des Überzugsmaterials des zentralen Leiters.

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3 Blatt Zeichnungen