CH667168A5 - Mehrphasige elektrische maschine mit gesteuerter magnetflussdichte. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine mehrphasige elektrische Maschine gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Bisher bekannte Induktionsmotoren, wie Kurzschlussläufer, besitzen verschiedene Begrenzungen. Z.B. bei schwerer Belastung ziehen sie übermässig viel Strom, wenn der Rotor langsamer dreht, welcher Strom bewirken kann, dass der Motor ausbrennt, falls der Motor nicht durch Hilfsausrüstungen geschützt ist. Solche Motoren müssen ein hohes Anlaufdrehmoment zum Laufdrehmomentverhältnis aufweisen, um die Motoren im Falle der Überlast vor Schaden zu schützen und als Resultat davon muss die Flussdichte auf einem nicht optimalen Wert während dem normalen Betrieb gehalten werden. Diese relativ niedrige Flussdichte während dem normalen Betrieb ist auch notwendig, um mögliche Eingangsspannungsschwankungen aufzufangen. Weil die Flussdichte relativ niedrig gehalten werden muss, muss die Motorgrösse wesentlich grösser sein als dies theoretisch bei einem idealen Motor zum Abgeben der gewünschten Leistung notwendig wäre. Zusätzlich ist die von solchen Motoren abgegebene Leistung in grossem Mass von der Leitungsspannung und auch von der Frequenz der Leitungsspannung abhängig. Ein anderes Problem, das im Zusammenhang mit konventionellen Induktionsmotoren auftaucht, ist der hohe Startstrom, der mit deren Betrieb verbunden ist. Dies bewirkt ebenfalls, dass die Flussdichte bei niedriger Last höher ist als dies notwendig wäre für einen wirkungsvollen Betrieb bei derartigen Lasten. Normalerweise ist es notwendig, in Motoren irgendwelcher Grösse externe Strombegrenzungsvorrichtungen zu verwenden oder es finden spezielle und teure Rotorausführungen Verwendung. Diese Probleme treten in bezug auf Einphasen- und Mehrphasenmotoren zu.

Ein anderes bekanntes Problem ist, beim Entwerfen eines Motors, der bei Normalbelastung effizient läuft, einen hohen Leistungsfaktor zu erreichen, und gleichzeitig ein grosses Anzugsmoment sowie ein grosses Kippmoment aufzuweisen, wenn dies für eine spezielle Anwendung erforderlich ist.

Die vorliegende Erfindung beseitigt oder reduziert die vorangehend genannten Nachteile von mehrphasigen elektrischen Maschinen durch das Vorsehen einer Anordnung, in welcher die magnetische Flussdichte im Stator auf einem optimalen Wert für die notwendigen Lastbedingungen gehalten wird. Weiter gestattet diese Anordnung, den Strom in dem Rotor ebenfalls auf einem optimalen Wert für die notwendigen Lastbedingungen, verglichen mit jenen, die in konventionellen elektrischen Induktionsmotoren üblich sind, zu halten. Die in einem Leiter erzeugte Kraft ist durch die folgende Gleichung gegeben:

F = B1I wobei F = die Kraft,

B = die Flussdichte,

1 = die Länge des Leiters und I = der Strom in dem Leiter ist.

Es ist ersichtlich, dass durch Optimieren der Therme B und I für ein gegebenes 1 die Kraft und dementsprechend das Dreh-momen und die Leitung des Motors für eine gegebene Menge von magnetischem Material optimiert wird.

Die erfindungsgemässe Maschine ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Die Steuerwicklungen und die Hauptwicklungen sind insbesondere so gewickelt, dass bei niedriger Last die Gesamtflussdichte von den im wesentlichen radial benachbarten Haupt- und

Steuerwicklungen niedrig ist und mit zunehmender Last die Gesamtflussdichte ansteigt, weil die Flusserzeugungen durch die Wicklungen sich addieren. Die zum Umgeben des magnetischen Materials um den genannten Kern gewickelte Steuerwicklung ist mit den Eingangsklemmen verbunden und insbesondere geometrisch auf dem Stator so angeordnet, dass die vektorielle Beziehung der Ströme in der Hauptwicklung und die Ströme in der im wesentlichen radial benachbar zu den Hauptwicklungen angeordneten Steuerwicklung, die vektorielle Summe dieser betreffenden Ströme so beeinflusst, dass sie in dem Mass abnehmen, wie die Belastung in Richtung Vollast ansteigt.

Die Kondensatoren können einen solchen Wert aufweisen, dass die Spannung über den Kondensatoren in Kombination mit der Eingangsspannung periodisch bewirkt, dass die Voltsekunden-Kapazität des Statorkernes überschritten wird, mit dem Resultat, dass der Kern periodisch in nichtlinearer Weise, von einem hohen in einen niedrigen Flussdichtezustand und umgekehrt, wechselt. Die Kondensatoren begrenzen die Energiemenge, die auf den Rotor übertragen werden kann, sogar wenn der Rotor eine kleine Impedanz aufweist, wodurch auch der Rotorstrom optimiert wird. Die Rotorimpedanz kann kleiner als bei einem konventionellen Motor gemacht werden und der bei stillstehendem Motor induzierte Strom kann optimaler gemacht werden als bei konventionellen Ausführungen; nunmehr wird dieser Strom bessere Werte bei normaler Motordrehzahl und normaler Last aufweisen. Deshalb kann der erfindungsgemässe Motor besser als konventionelle Motoren optimalisiert werden für eine grosse Anzahl von Anwendungen oder für irgend einen gegebenen Verwendungszweck.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden in Reihe mit der Hauptstatorwicklung geschaltete Kondensatoren verwendet, wobei der magnetische Weg des Motors gleich der Sättigung betrieben wird durch den Begrenzungseffekt der gesamten Energieübertragung auf die Kondensatoren. Das Endresultat ist ein Motor, welcher mit optimaler Flussdichte unter den meisten Bedingungen der Leitungsspannung betrieben werden kann, ohne dass extrem hohe Eingangsströme für hohe Eingangsspannungen auftreten. Mit anderen Worten, wird der Eingangsstrom und die Flussdichte in der Maschine nicht eine extrem nichtlineare Funktion der Leitungsspannung sein, wie dies bei konventionellen Wechselstrominduktions- und anderen Motoren der Fall ist. Die vorliegende Erfindung zieht Nutzen aus der Tatsache, dass die Induktanz der Motorwicklung nur so viel Energie aufnimmt, bevor das magnetische Material des Motorstators die Kondensatoren sättigt und entlädt. Wenn das magnetische Material des Motors gesättigt wird, so entladen sich die Kondensatoren durch die Motorwicklung und die Leitungs-spannungsquelle und die Kondensatoren werden mit entgegengesetzter Polarität aufgeladen. Der Strom durch die Wicklung wechselt die Richtung und die Kondensatoren sind dann die Energiequelle und halten den Stromfluss durch die Wicklungen aufrecht. Dieser Zustand dauert bis die Spannung der Eingangsleitung ihre Polarität wechselt. Die Voltsekunden der Eingangsspannung von der Leitung werden zu den Voltsekunden, die durch die Kondensatoren an die Hauptwicklungen angelegt wurden, addiert. Dies geschieht so lange, bis die an die Hauptwicklung angelegten Gesamtvoltsekunden die Voltsekunden-Ka-pazität der Wicklungen und des magnetischen Materials des Stators des Motors überschreiten und das magnetische Material des Motors erneut gesättigt ist. Dann entladen sich die Kondensatoren durch die Motorwicklungen, weil diese gesättigt sind und die Leitungsspannungsquelle die Kondensatoren mit entgegengesetzter Polarität erneut aufladen. Dann wechselt der Strom durch die Hauptwicklungen einmal mehr seine Richtung und die Kondensatoren stellen erneut die Quelle für den Strom durch die Hauptwicklungen dar. Dies geschieht bis die Leitungsspannung erneut ihre Polarität wechselt. Solange die Lei-tungsspannungsamplitude weiter ansteigt, sind die Voltsekun5

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den der Leitungsspannung plus jene der Kondensatoren erneut in Phase und addieren sich, bis die Voltsekunden-Kapazität der Hauptwicklungen und des zugeordneten magnetischen Materials überschritten wird. Das magnetische Material der Wicklung sättigt sich erneut und die Induktanz der Hauptwicklung nimmt beträchtlich ab, wobei erneut die Entladung der Kondensatoren durch die Wicklung bewirkt wird. Dieser Vorgang wiederholt sich während jeder Haltperiode und bewirkt einen Motorlauf bei maximaler Flussdichte und einer maximalen Kraft, einem maximalen Drehmoment und einer maximalen Leistung.

Die vorliegende Erfindung gestattet eine optimale Flussdichte und, weil die Spannung über jedem Kondensator gewöhnlich höher ist als die Leitungsspannung (was nicht unbedingt der Fall sein muss), ist die Flussdichte in dem Statorkern über einen recht grossn Amplitudenbereich unabhängig von der Leitungsspannung. Weiter verhindert jeder Kondensator das Fliessen von übermässigem Strom durch die Motorwicklung, wenn das magnetische Material gesättigt ist, weil nur die im Kondensator gespeicherte Energie, d.h. 1/2 CV2, durch die zugehörige Wicklung übertragen werden kann. Diese begrenzte Energieübertragung, die durch den Kapazitätswert (FARAD) und die Spannung über dem Kondensator (d.h., 1/2 CV2) bestimmt ist, verhindert einen übermässigen Strom von der Leitung durch die Hauptwicklung. Das Resultat ist ein Wechselstrommotor, der über einen weiten Eingangsspannungsbereich und mit einem hohen Wirkungsgrad arbeitet und ausserordentliche Betriebscharakteristiken besitzt. Weil die Kondensatoren die durch die Hauptwicklung übertragene Energiemenge während jeder Halbperiode begrenzt, ist die Gefahr der Überhitzung des Motors sehr stark reduziert und in einigen Ausführungen ist eine Überhitzung des Motors normalerweise nicht möglich. Im Falle einer Überlastung des Motors ist der Stillstand des Motors alles was passiert, und die Eingangsleistung des Motors wird enorm reduziert. Dies ist so, weil die Spannung über den in Reihe geschalteten Kondensatoren viel kleiner ist als im Normalbetrieb, da der Motor nicht mit gesteuerter Phase betrieben wird, und die Energie 1/2 CV2 ist beträchtlich reduziert.

In einem Dreiphasenmotor können die auf dem Statorkern angeordneten Steuerwicklungen parallel mit jeder der drei Hauptwicklungen und Kondensatoren parallel geschaltet sein und können ein beträchtlich grösseres Anzugsmoment für den Motor ergeben. Die Steuerwicklungen besitzen eine grössere Impedanz als die Hauptwicklungen und deshalb ist der durch die Steuerwicklungen fliessende Strom relativ klein, verglichen mit dem durch die Hauptwicklungen eines Induktionsmotors fliessenden Strom.

Weiter dient die Steuerwicklung zum Begrenzen des Eingangsstromes, da, wenn die Eingangsspannung oder die Motordrehzahl ansteigt, diese Wicklungen als Generatorwicklungen dienen, da die Gegen-EMK die Eingangsspannung überschreitet und einen Strom erzeugt, welcher gegenläufig wirkt und der Hauptwicklung etwas Strom entzieht. Dies ist natürlich dadurch möglich, weil die Hauptwicklungen die primäre Leistungsquelle für den Motor ist. Die radial benachbarten Wicklungen sind jene die magnetisch gekoppelt sind. Der Strom in der benachbarten Steuerwicklung eines Dreiphasenmotors eilt dem Strom in der Hauptwicklung ohne Belastung vor und ist im wesentlichen in Phase, und mit zunehmender Belastung wird der Phasenunterschied grösser und die Voreilung nimmt zu, bis zu einem Maximum von 180°.

Da die Abwicklung und die entsprechend angeordnete Steuerwicklung in der entgegengesetzten Richtung gewickelt sind, ist die resultierende Gesamtflussdichte niedrig und mit zunehmender Last steigt die Flussdichte an und zwar in Abhängigkeit des Wechsels der vektoriellen Richtung des Stromes in der zugeordneten Steuerwicklung.

Jede Haupt- und Steuerwicklung besitzt wenigstens zwei magnetische Pole, wobei die Mitten der Pole der Hauptwicklungen und die Mitten der Pole der Steuerwicklungen einander magnetisch überlappen.

Bei einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Mitten der Pole der Steuerwicklungen geometrisch im wesentlichen zwischen den Polen der Hauptwicklungen angeordnet, wodurch das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment des Motors vergrössert wird. In einem solchen Fall bleibt die elektrische vektorielle Darstellung der Ströme in den benachbarten Haupt- und Steuerwicklungen im wesentlichen unverändert. Der geometrische und magnetische Wechsel ergibt eine grosse Symmetrie. In einigen Fällen wird durch die mechanische Ausbildung des Spaltes die ideale geometrische und magnetische Anordnung nur teilweise erreicht. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerwicklung in radialer Richtung ausserhalb der Hauptwicklung angeordnet, so dass der Zwischenraum zwischen der Hauptwicklung und dem Rotor die Streureaktanz der Hauptwicklung minimalisiert.

Der Erfindungsgegenstand ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher beschrieben.

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Einphasenmotors, das einige der Merkmale der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Mehrphasenmotors entsprechend der Erfindung.

Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels des Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm eines dritten Ausführungsbeispiels eines Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm eines vierten Ausführungsbeispiels des Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Fig. 6 ist eine geometrische Darstellung des Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Fig. 7 ist eine auseinandergezogene Darstellung der Spulen der Wicklungen des Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Fig. 8 ist ein Vektordiagramm der Ströme und der Spannungen in den Wicklungen der Hauptwicklungen und der entsprechend dazu angeordneten Steuerwicklung.

Fig. 9 ist ein schematisches Diagramm eines fünften Ausführungsbeispiels des Mehrphasenmotors gemäss der Erfindung.

Die Fig. 1 zeigt in schematischer Form einen Einphasenmotor mit einigen Merkmalen der bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemässen Mehrphasenmaschine. Diese Angaben dienen zum Erleichtern des Verständnisses der Erfindung. Ein Wechselstrominduktionsmotor mit einem Kurzschlussläufer ist mit 10 bezeichnet und es ist gezeigt, dass er einen Stator 12 aus magnetischem Material und einen Kurzschlussankerrotor 14 aufweist. Der Stator besitzt vier Polstücke 16, 18, 20 und 22. Es können natürlich mehr oder weniger Polstücke verwendet werden, falls dies erwünscht ist. Die Ausbildung der Polstücke ist lediglich schematisch gezeigt. Die Hauptstatorwicklung 24 ist um die Polstücke 16 und 20 gewickelt und mit Eingangsklemmen 26 über einen in Reihe geschalteten Kondensator 28 verbunden. Der Kondensator 28 muss nicht einen ganz bestimmten Wert aufweisen, aber seine Kapazität muss gross genug sein, um einen kapazitiven Leistungsfaktor in der Reihenschaltung, bestehend aus diesem Kondensator und der Wicklung 24, während dem normalen Betrieb des Rotors aufrecht zu erhalten. Eine Hilfswicklung 30 ist um die Polstücke 18 und 22 gewickelt und parallel zur Reihenschaltung aus der Wicklung 24 und dem Kondensator 28 geschaltet. Die Hilfswicklung 30 weist vorzugsweise eine höhere Induktanz und Impedanz als die Wicklung 24 auf. Sie kann beispielsweise mehr Windungen von feinerem Draht aufweisen. Ein Startkondensator 32 kann mit Hilfe eines

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Zentrifugalschalters 34 parallel zum Kondensator 28 geschaltet werden.

Die Arbeitsweise des in der Fig. 1 dargestellten Motors ist wie oben beschrieben. Kurzgefasst, wenn eine Wechselspannung an die Anschlüsse 26 angelegt wird, beginnt der Kondensator 28 sich aufzuladen und ein Strom fliesst durch die Wicklung 24. Ein Strom fliesst auch durch die Wicklung 30, welcher Strom nicht in Phase mit dem ersten kapazitiven Strom in der Wicklung 24 ist, mit dem Resultat, dass ein rotierendes Feld erzeugt wird, was bewirkt, dass der Rotor 14 zu drehen beginnt. Zu dieser Zeit wird ein wesentlicher Betrag der Antriebskraft durch die Wicklung 30 erzeugt, in Anbetracht der Tatsache, dass die Hauptwicklung 24 und der Kondensator 28 noch nicht ihren normalen Betrieb aufgenommen haben. Mit dem Ansteigen der Rotordrehzahl und der Gegen-EMK wird die effektive Induktanz der Wicklung 24 so, dass diese Wicklung 24 zusammen mit dem Kondensator in den Betriebszustand übergeht. Mit anderen Worten, die effektive Voltsekunden-Kapazität der Wicklung 24 und ihr zugeordnetes magnetisches Material wird genügend gross, um der Vorrichtung in der vorangehend beschriebenen Weise den Betrieb zu gestatten, d.h., der Kondensator 28 wird periodisch geladen, entladen und wieder aufgeladen in der entgegengesetzten Richtung und bewirkt, dass das der Wicklung 24 zugeordnete magnetische Material von einem nicht gesättigten zu einem gesättigten Zustand verbracht wird, wobei die durchschnittliche Flussdichte sehr gross gehalten wird.

Je mehr sich die Drehzahl des Rotors der Nenndrehzahl nähert, wird der Strom in der Hilfswicklung 30 kleiner und kleiner. Vorzugsweise ist diese Wicklung so ausgebildet, dass ein minimaler Strom bei der Nenndrehzahl, der Nennlast und bei normaler Eingangsspannung fliesst. Für den Fall, dass die Last ansteigt oder die Drehzahl auf andere Weise abnimmt, wird durch die Wicklung 30 mehr Strom fliessen und erneut zur Antriebskraft des Motors beitragen. Dies ist sehr wünschenswert, weil dadurch ein zusätzliches Drehmoment während Perioden mit Überlast erzeugt wird, welche Überlast bewirken würde, wenn die Wicklung 30 nicht vorhanden wäre, dass der Kondensator 28 und die Wicklung 24 aus ihrem normalen Betriebszustand und der Motor zum Stillstand gebracht würde.

Der Kondensator 32 ist, auch wenn nicht unbedingt notwendig, hilfreich zum Vergrössern des Anzugsmomentes, indem er anfänglich gestattet, dass mehr Strom durch die Hauptwicklung 24 fliesst. Nachdem der Motor eine vorbestimmte Drehzahl erreicht hat, öffnet sich der Zentrifugalschalter 30, wodurch der Kondensator 32 vom Stromkreis abgeschaltet wird.

Die vorliegende Erfindung, die sich auf einen Dreiphasenoder Mehrphasenmotor bezieht, sieht einen Kondensator für jede Phase vor. Die Fig. 3 bis 5 und die Fig. 9 zeigen in schemati-scher Form verschiedene Ausführungsbeispiele von Dreiphasenmotoren gemäss der Erfindung. In jeder der Fig. 2 bis 5 und der Fig. 9 sind die drei Spulen, die die Hauptstatorwicklung bilden, mit 24a, 24b und 24c bezeichnet, während die drei mit diesen Spulen in Reihe geschalteten Kondensatoren mit 28a, 28b und 28c bezeichnet sind. Im Falle solcher Mehrphasenmotore sind keine Startwicklungen notwendig, aber die Verwendung einer Hilfswicklung ist wegen den oben angeführten Gründen dennoch vorteilhaft. Im Falle der vorliegenden Erfindung wirkt die Hilfswicklung wie eine Steuerwicklung aus den angeführten Gründen und wird daher nachstehend vorzugsweise als Steuerwicklung bezeichnet. Die Fig. 2, 3, 4, 5 und 9 zeigen solche Steuerwicklungen, wobei für jede Phase eine Wicklung vorgesehen ist, und diese Wicklungen sind mit 30a, 30b und 30c bezeichnet. Wie in jeder Figur gezeigt, sind die Wicklungen mit zugehörigen Eingangsklemmen A, B und C verbunden, welche Klemmen den Eingangsklemmen 26 in der Fig. 1 entsprechen, mit der Ausnahme, dass sie zum Anschliessen an eine dreiphasige Spannungsquelle anstelle einer einphasigen Spannungsquelle ausgebildet sind. In den Fig. 2, 3, 4 und 9 ist die Anschlussklemme D der Mittelpunkt der Sternschaltung der Hauptwicklungen.

Es wird nicht angenommen, dass irgend eine eingehende Erläuterung der Ausführungsbeispiele gemäss den Fig. 2 bis 5 und der Fig. 9 notwendig ist, was die Eigenschaften, den Aufbau und den Betrieb betrifft, weil dies für einen Fachmann, zusammen mit dem vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispiel des einphasigen Motors, ohne weiteres verständlich ist. Kurz gesagt, die Fig. 2 zeigt einen Dreiphasenmotor, in welchem die Haupt- und die Steuerwicklungen in einer Sternschaltung angeordnet sind; die Fig. 3 zeigt, dass die Statorspulen 24a, 24b und 24c in einer Dreieckschaltung und die Steuerspulen 30a, 30b und 30c in einer Sternschaltung angeordnet sind; die Fig. 4 zeigt, dass die Hauptstatorspulen in einer Sternschaltung und die Steuerwicklungen in einer Dreieckschaltung angeordnet sind; die Fig. 5 zeigt, dass beide Wicklungsarten in einer Dreieckschaltung angeordnet sind, und die Fig. 9 zeigt, dass die Hauptwicklungen einen gemeinsamen Sternpunkt D und die Steuerwicklungen einen getrennten gemeinsamen Sternpunkt D' aufweisen. Diese Anordnung gestattet eine weichere Regelung oder Steuerung als die Anordnung gemäss der Fig. 2, unter Bedingungen, bei denen die Lastbedingungen schnell ändern.

Die Fig. 6 zeigt die relative geometrische Anordnung von zwölf Gruppen von Spulen, welche die drei Phasen eines Motors bilden. Jede Phase besitzt vier beabstandete Spulengruppen, die einen vierpoligen Motor bilden. Die Spulengruppen und Pole der Hauptwicklung sind bildlich in der Uhrzeigerrichtung dargestellt durch Ziffern 1, 8a und 3 ( die Phasen A, B und C des ersten magnetischen Pols darstellend); 4, 2 und 6 (die Phasen A, B und C des zweiten magnetischen Pols darstellend); 7, 5 und 9 (die Phasen A, B und C des dritten magnetischen Pols darstellend) und 7a, 8 und 9a (die Phasen A, B und C des vierten magnetischen Pols darstellend). Radial ausserhalb der Hauptwicklungen angeordnet sind die Steuer Wicklungen, die magnetische Pole bilden, welche den Polen der Hauptwicklung im wesentlichen um 90° voreilen. Die Reihenfolge der Pole sind so, dass die durch die Hauptwicklungen und die Steuerwicklun-gen erzeugten Felder in der gleichen Richtung drehen. Die magnetische Voreilung um 90° entspricht einer geometrischen Versetzung von etwa 45° und der magnetische Voreilungseffekt ist dargestellt durch das Betrachten der Wicklungen im Gegenuhrzeigersinn, wie dies durch den Pfeil 50 angegeben ist. Die Spulengruppen und Pole der Steuerwicklungen sind geometrisch in der Uhrzeigerrichtung bezeichnet durch Nummern 8A', 3' und 4' (die Phasen A, B und C eines ersten magnetischen Pols darstellend); 2', 6' und 7' (einen zweiten magnetischen Pol darstellend); 5', 9' und 7A' (einen dritten magnetischen Pol darstellend) und 8', 9A' und 1' (den vierten magnetischen Pol darstellend).

Die Ziffern der Haupt- und Steuerwicklungen beziehen sich auf Anschlussleiter von den Spulengruppen, die einen Teil jeder Wicklung bilden, wobei vier Spulengruppen für jede Wicklung jeder Phase vorhanden sind. Dies ist besser sichtbar mit Bezug auf die Fig. 2 und 5, welche die elektrischen Verbindungen der vier, die Wicklungen jeder Phase bildenden Spulengruppen, bildlich darstellen.

In der Fig. 6 ist die geometrische Anordnung der Spulengruppen rund um den Stator dargestellt. Es sind nur die Verbindungen der die Phase A bildenden vier Spulengruppen der Hauptwicklung und der die Phase A' bildenden Spulengruppen der Steuerwicklung dargestellt. Der besseren Übersicht und der Einfachheit wegen sind die Verbindungsleitungen für die Phasen B und C der Hauptwicklung und der Phasen B' und C' der Steuerwicklung nicht dargestellt, aber es sei hervorgehoben,

dass es für jeden Fachmann klar ist, dass diese Wicklungen auf die gleiche Art verbunden sein müssen, wie die Wicklungen zur

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Bildung der Phasen A und-A', was nachstehend beschrieben ist.

Die Spulengruppe der Phase A, welche die Hauptwicklung zwischen den Anschlüssen 1 und 7A bilden, beginnt mit der Spulenanordnung 100, die über einen Leiter 101 mit der Spulenanordnung 102 verbunden ist, die ihrerseits über einen Leiter 103 mit der Spulenanordnung 104 verbunden ist, die ihrerseits über einen Leiter 105 mit der Spulenanordnung 106 verbunden ist, die den freien Anschluss 7A' besitzt. Jede der Spulenanordnungen in diesem Beispiel umfasst drei Spulen und es ist ersichtlich, dass benachbarte Spulenanordnungen 100, 102, 104 und 106 entgegengesetzt zueinander gewickelt sind und somit entgegengesetzte Pole benachbart zueinander bilden. Jeder der drei Spulen einer Spulenanordnung ist in der gleichen Richtung gewickelt. Pfeile 107, 108, 109 und 110 geben die Richtung der Wicklungen jeder Spulengruppe an. Der Leiter 101 verbindet die hinteren Enden 111 und 112 der Spulengruppen 100 und 102; der Leiter 103 verbindet die hinteren Enden 113 und 114 der Spulengruppen 102 und 104 und der Leiter 105 verbindet die hinteren Enden 115 und 116 der Spulengruppen 104 und 106. Die Anschlüsse 1 und 7A sind an den vorderen Enden 117 und 118 der Spulengruppen 100 und 106 angeordnet.

Die Steuerwicklung der Spulenanordnung der Phase A' ist in ähnlicher Weise zwischen den Anschlüssen 8A' und 2' angeschlossen. Ausgehend von der Spulenanordnung 119 ist diese über einen Leiter 120 mit der Spulenanordnung 121 verbunden; ein Leiter 122 verbindet die Spulenanordnung 122 mit der Spulenanordnung 123 und ein Leiter 124 verbindet die Spulenanordnung 123 mit der Spulenanordnung 125. Entgegengesetzte Pole sind benachbart zueinander angeordnet, wie dies durch Pfeile 126, 127, 128 und 129 illustriert ist, und eine ähnliche Verbindung der hinteren und vorderen Enden der Spulenanordnungen, wie weiter oben mit Bezug auf die Hauptwicklungen der Phase A beschrieben, ist ebenfalls mit Bezug auf die Steuerwicklung vorgesehen. Der Leiter 120 verbindet das hintere Ende 130 der Spulengruppe 119 mit dem hinteren Ende 131 der Spulengruppe 121; der Leiter 122 verbindet das vordere Ende 132 der Spulengruppe 121 mit dem vorderen Ende 133 der Spulengruppe 123 und der Leiter 124 verbindet das hintere Ende 134 der Spulengruppe 123 mit dem hinteren Ende 135 der Spulengruppe 125. Die Anschlüsse 8A' und T sind an den hinteren Enden 136 und 137 der Spulengruppen 119 und 125 angeordnet.

In ähnlicher Weise ist die Phase B zwischen den Anschlüssen 2 und 8A ausgebildet, indem entsprechende Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase B in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase B' mit den Steuerwicklungnen ist zwischen den Anschlüssen 9A' und 3' angeordnet, wobei die betreffenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase B' in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase C ist zwischen den Anschlüssen 3 und 9A aufgebaut, wobei die betreffenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase C in ähnlicher Weise verbunden sind. Die Phase C' befindet sich zwischen den Anschlüssen 4' und T, wobei die entsprechenden Spulengruppen über Verbindungsleitungen mit den anderen zwei Spulengruppen der Phase C' in ähnlicher Weise verbunden sind. Aus der Beschreibung der Verbindung der Spulengruppen der Phasen A und A' ist für jeden Fachmann ersichtlich, wie die Spulengruppen der Phasen B, B', C und C' untereinander verbunden sind.

In den Fig. 6 und 7 sind die magnetischen Pole der Hauptwicklungen mit gestrichelten Linien 32a, 32b 32c und 32d dargestellt und die magnetischen Pole der Steuerwicklungen sind durch die gestrichelten Linien 34a, 34b, 34c und 34d dargestellt. Die Fig. 7 zeigt in gestreckter Form die Beziehung zwischen den verschiedenen magnetischen Polen und den Spulenanordnungen, die diese Pole erzeugen. Der Pfeil 52 zeigt die Betrachtungsrichtung zu den Polen hin. Das Zentrum jedes Pols der Hauptwicklung passiert durch die Phase B und das Zentrum der Pole der Steuerwicklung passiert durch die Wicklung B'. Zwischen den Phasen C und A sowie C' und A' befinden sich die Enden jedes der Pole.

Der Rotor des Motors ist mit 14 bezeichnet und es ist ersichtlich, dass die Hauptwicklungen in dem Stator näher bei dem Rotor 14 angeordnet sind und die sich daraus ergebende Wirkung ist, dasss dadurch die Streureaktanz der Hauptwicklung reduziert ist und damit die Verluste minimalisiert sind. Für den Fall, dass die Steuerwicklung näher beim Rotor angeordnet ist, ergibt sich daraus eine höhere Streureaktanz und möglicherweise ein kleinerer Wirkungsgrad, aber das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment wird grösser sein.

Die Spulen der Steuerwicklungen sind in entgegengesetzter Richtung zu den Wicklungen der Hauptwicklung gewickelt, so dass bei Leerlauf oder geringer Belastung die durch die Wicklungen der Haupt- und Steuerwicklungen erzeugten Flüsse entgegengesetzt zueinander gerichtet sind und dass der so entstehende Gesamtfluss minimalisiert ist. Mit ansteigender Last eilt der Strom der Steuerwicklung dem Strom in der Hauptwicklung immer mehr vor und infolge des Gegenwicklungseffektes bewirkt dies, dass der Fluss ausgelöst durch die entsprechenden Haupt- und Steuerwicklungen in dem Masse ansteigt, wie deren Vektoren sich einer additiven Stellung annähern.

Im dem Motor gemäss der Fig. 6 ist die Ausrichtung der Hauptwicklungsphasen und der entsprechenden Steuerwicklungsphasen wie folgt:

Hauptwicklung: ABC ABC ABC ABC Steuerwicklung: B'C'A' B'C'A' B'C'A' B'C'A'

Die vektorielle Darstelltung der Spannung und des Stromes durch die auf einer radial gerichteten Geraden angeordneten Wicklungen ist in der Fig. 8 gezeichnet. In der Hauptwicklung ist die Spannung und der Strom der Phase A dargestellt und in der Steuerwicklung ist die Spannung und der Strom der Phase B' dargestellt, wobei die geometrische Anordnung dieser beiden Wicklungen entgegengesetzt zueinander ist. Der Vektor 36 zeigt die Spannung über der Hauptwicklung der Phase A und der Vektor 38 den Strom in der Hauptwicklung in der Phase A im nichtbelasteten Zustand dar. Mit zunehmender Last dreht sich der Stromvektor 38 in die Stellung 40, die eine Überlaststellung darstellt. Die Laststellung befindet sich zwischen den Vektoren 38 und 40 und ist in der Fig. 8 nicht dargestellt. Der Vektor 42, der die Spannung über der Steuerwicklung der Phase B darstellt, ist gegenüber dem Spannungsvektor der Phase A um 120° phasenverschoben. Im unbelasteten Zustand ist der Strom im wesentlichen in Phase mit dem Vektor 38, wie dies durch den Vektor 44 angezeigt ist.

«In Phase» im idealen Zustand will heissen, dass keine Phasenverschiebung vorhanden ist und dass deshalb ein unbelasteter Motor wirkungsvoll arbeiten würde. Im Sinne der vorliegenden Beschreibung muss der Angabe «in Phase» eine breitere Bedeutung beigemessen werden, die vom einzelnen Motor selbst abhängig ist. In bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann dieser Winkel zwischen 0° und 60° liegen. Vorzugsweise ist dieser Winkel kleiner als 45° für den Zustand eines Motors der im Bereich von keiner Last bis zur Nennlast arbeitet. Ein solcher Motor wird gute Leerlaufeigenschaften und gute Vollasteigenschaften miteinander vereinigen. Wenn der «in Phase»-Winkel grösser als 60° wird, werden die Leerlaufeigenschaften verschlechtert, aber es können Wirkungen im Überlastzustand verbessert werden. In der Fig. 8 beträgt beispielsweise die «in Phase»-Verschiebung 67,8° bei Leerlauf. Wie aus weiter unten angeführten Tabellen ersichtlich ist, die sich auf den gleichen Mótor, wie die in der Fig. 8 dargestellten Strombeziehungen, beziehen, zeigt dieser Motor einen optimalen Wir5

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kungsgrad bei 25% Überlast. Wenn ein optimaler Wirkungsgrad notwendig ist, beispielsweise bei 50% Überlast, so wird der oben definierte Niederlastphasenwinkel noch grösser als 67,8° sein.

Mit zunehmender Belastung drehen die Vektoren der voreilenden Ströme Ia und Ib- in Richtung der Stellung 46 und die betreffenden Ströme gelangen ausser Phase. Dieser Winkel nähert sich, aber erreicht nicht 180° und deshalb wird die vektorielle Summe der Ströme Uund Ib' reduziert. Auf diese Weise wird der Leistungsfaktor des Motors erhöht, in dem Mass, wie der Motor von Leerlauf zur Nennlast belastet wird. Ähnliche vektorielle Darstellungen und Wechsel können für die anderen benachbarten Phasen, nämlich B und C' sowie C und A' gezeigt werden.

Diese optimierte Flussdichte wird erreicht durch geometrische Anordnung benachbarter Wicklungen der Phasen A und B', B und C' sowie C und A' in der Weise, wie dies in den Fig. 6 und 7 gezeigt ist, und durch Führen der Ströme durch diese Wicklungen, wie dies mit Bezug auf die Fig. 8 dargestellt und beschrieben ist, um einen resultierenden Fluss durch die benachbarten Wicklungen A und B', B' und C' bzw. C und A' zu erzeugen.

Die Flussdichte ist optimiert für die einzelnen Tastbedingungen, was sich durch die vektoriellen Stellungen der Ströme Ia und Ib, zeigt. Dies wiederum ergibt einen minimalen Leitungsstrom für die betreffende Belastung. Diese Steuerung der Flussdichte ergibt minimale Leitungsströme für den betreffenden Belastungszustand.

In einem Standardmotor ist die Flussdichte vergleichsweise relativ unabhängig von der Last und daher ist der Leitungsstrom im wesentlichen unabhängig von der Last, dadurch ergeben sich kleinere Differenzen zwischen dem Leerlauf- und Voll-lastzustand. Gemäss der Erfindung sind die Flussdichten mehr von der Belastung abhängig und deshalb sind bei niederer Belastung die Leitungsströme reduziert, was einen höheren Wirkungsgrad über den Arbeitsbereich und nicht nur bei der Nennlast des Motors ergibt.

Folglich weist der erfindungsgemässe Motor einen höheren Wirkungsgrad und einen höheren Leistungsfaktor über einen recht grossen Betriebsbereich auf, als dies bisher möglich schien.

Es wurde auch gefunden, dass der Motor über seiner Nennlast mit einem höheren Wirkungsgrad arbeiten kann, als dies bisher möglich schien. In einem solchen Überlastzustand ist der vektorielle Wechsel des Stromes Ib so, dass er von der Stellung 46 in die Stellung 48 wechselt. In dieser Stellung ist die vektorielle Verschiebung zwischen Ia und Ib' etwas weniger als 180°. Das Resultat davon ist ein höherer Leistungsfaktor und wirkungsvollere Betriebsbedingungen.

Es wurden Versuche mit einem dreiphasigen Wanlass-Motor A18D2 Modell F-4427, mit einer Leistung von 1 PS, mit einer Drehzahl von 1755 U/min bei 230 Volt, mit der Nennlast belastet und mit einem abgebremsten Drehmoment von 170 cm kg durchgeführt, dabei wurden die folgenden wichtigen Daten erreicht. Ein Kondensator von 10 Mikrofarad wurde in Serie zu jeder Hauptwicklung geschaltet. Bei niedriger Last betrug die Ausgangsleistung des Motors 0,057 PS und die Hauptwicklungen bezogen etwa 510 W elektrischer Leistung, während die Steuerwicklungen etwa 390 W zurück in das Speisesystem lieferten. Das ergibt einen Wirkungsgrad von 35,4%. Bei einer Leistungsabgabe von 0,341 PS konsumierten die Hauptwicklungen 504 W, während die Steuerwicklungen 144 W in das Speisesystem zurücklieferten, was einen Wirkungsgrad von 76,8% ergibt. Bei Nennlast nahmen die Hauptwicklungen 479 W auf und die Steuerwicklungen wechselten ihren Zustand von einem Leistung abgebenden Generator zu einem Leistung aufnehmenden Verbraucher und nahmen 368 W auf. Das ganze ergab einen Wirkungsgrad von etwa 87,3%. Als der Motor mit 1,9 PS

überlastet wurde, nahmen die Steuerwicklungen mehr Leistung auf und der Wirkungsgrad betrug 84,6%. Zusammenfassend konnte der 1-PS-Motor mit einer Belastung im Bereich von 0,5 PS mit einem Wirkungsgrad von mehr als 82,1% betrieben werden, was eine Verbesserung gegenüber bisher bekannten Motoren darstellt. Bei steigender Belastung des Motors änderte der Strom der Steuerwicklungen seine vektorielle Stellung wie weiter oben angeführt. Der Leistungsfaktor in dem angeführten Bereich schwankte zwischen 0,9 und 0,97.

Bei einigen Ausführungsformen der Erfindung wurde gefunden, dass es wünschenswert ist, das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment des Motors durch Verbesserung der Symmetrie der magnetischen Felder zu erhöhen. Die geometrische Anordnung der Haupt- und Steuerwicklungen bezüglich einander, wie dies in den Fig. 6 und 7 dargestellt ist, ergibt keine exakte Quadratur der geometrischen und magnetischen Beziehungen in den drei Phasen für einen Vierpolmotor. Eine solche geometrische Quadratur der Beziehung fordert, dass das Zentrum der Steuerwicklungen zwischen den Polen der Hauptwicklungen liegt und für diesen Zweck ist es notwendig, die Wicklungen relativ zueinander elektrisch um etwa 30° zu verschieben, was etwa 15 geometrischen Graden entspricht. Jeder Spalt in einem konventionellen Stator entspricht einer Änderung von 20 elektrischen Graden (10 geometrischen Graden) und daher wurden im geprüften Motor die Wicklungen mehr als 20 elektrische Grade und nicht 30 elektrische Grade verschoben, weil dies aus konstruktiven Gründen unmöglich war. Dies verbesserte die Ausrichtung der Zentren der Pole der Steuerwicklungen bezüglich einem Punkt nahe der Stelle zwischen den Polen der Hauptwicklungen, der Ausrichtungsfehler betrug lediglich etwa 10 elektrische Grade. Die Symmetrie des magnetischen Feldes wurde dementsprechend verbessert. Die Wirkung dieser Einstellung wirkte sich auf die Ausrichtung der Pole der Hauptwicklungen und der Steuerwicklungen wie folgt aus:

Hauptwicklung: ABC ABC ABC ABC Steuerwicklung: C' A'B'C' A'B'C' A'B'C' A'B'

Die obige Darstellung zeigt einen erweiterten Abstand zwischen den Wicklungen C und A sowie C' und A', aber es ist wichtig, zu begreifen, dass das Zentrum der Pole B bzw. B'

sich zwischen den Enden der Pole befindet.

Das Ziel dieser Änderung war die Verbesserung des Anzugsmomentes und des abgebremsten Drehmomentes ohne nachteilige Wirkungen auf den verbleibenden Lastbereich. In einem geprüften Motor wurden die folgenden Parameter erreicht:

Leitungsspannung 230 V

Kondensator in der Hauptwicklung 10 Mikrofarad Abgebremstes Drehmoment 170 cm kg bei

1203 U/min

Anzugsmoment 136 cm kg

Rotorkurzschlussstrom 19,3 A

Nennlast 41 cm kg bei 1755

U/min = 1,003 PS Eingangsleistung 857 W

Wirkungsgrad 87,3%

Leistungsfaktor 0,94

Die Parameter desselben Motors bei Betrieb mit einer Überlast von 25% waren:

Leitungsspannung 230 V

Kondensator in der Hauptwicklung 10 Mikrofarad Abgebremstes Drehmoment 170 cm kg bei

1203 U/min

Anzugsmoment 136 cm kg

Rotorkurzschlussstrom 19,3 A

Überlast von 25% 52 cm kg bei 1740

U/min = 1,243 PS

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

667 168

8

Eingangsleistung 1056 W

Wirkungsgrad 87,8%

Leistungsfaktor 0,95

Der Wechsel der Steuerwicklungen von der generativen Phase in die getriebene Phase findet etwa bei 28 cm kg statt. Dies stellt eine allgemeine Zunahme des Anzugsmomentes von etwa 23 % und eine Zunahme des abgebremsten Drehmomentes von etwa 19%, verglichen mit dem weiter oben beschriebenen, nichtsymmetrischen, physikalisch nicht verschobenen Motor dar.

In anderen Ausführungsbeispielen des Motors oder Maschinen mit unterschiedlicher Anzahl von Magnetpolen, beispielsweise für zwei Pole oder sechs Pole, ist die Winkelanordnung und vektorielle Darstellung unterschiedlich. Weiter ist die Anzahl der Spalten, in welchen die Wicklungen des Motors verschoben werden können, um eine optimale Anordnung der Vektoren zu erhalten, ebenfalls unterschiedlich. In ähnlicher Weise bedingen die Anzahl der Phasen der Maschine ebenfalls unterschiedliche Parameter.

Die Art und Weise wie die drei Spulen der mehrphasigen Hauptstatorwicklung geometrisch auf den Statorkern gewickelt sind, ist nicht näher beschrieben, weil die konventionelle Technik, wie das Lagenwickeln oder konzentrische Wickeln, dem Fachmann bestens bekannt ist. Dementsprechend ist auch der Aufbau des Rotors nicht näher beschrieben, weil irgend ein geeigneter Rotor, d.h. ein Kurzschlussankerrotor oder ein gewickelter Rotor, verwendet werden kann.

Mit einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung können die Motoren entsprechend der Dualspannungstechnik mit zweifachen Wicklungen versehen sein.

Bei der Anwendung der Erfindung können sich Situationen ergeben, wobei bestehende Motoren neu gewickelt und in der nachstehend beschriebenen Weise umgebaut werden müssen. In einem solchen Fall weist der Standardmotorrahmen einen Stator auf, der die für den Betrieb unter den bestehenden Normalbedingungen notwendige Menge an magnetischem Material besitzt. Wie dem auch sei, wird beim Umbau im Hinblick auf das Ziel der Erfindung eines zum Betrieb bei seiner Nennleistung entworfenen Motors es nicht immer notwendig sein, alles zur Verfügung stehende magnetische Material zu verwenden. In einem solchen Beispiel wird der Motor so gewickelt, dass die Spannung über dem Kondensator addiert mit der Eingangsspannung nicht bewirkt, dass die Voltsekundenkapazität des Kernes überschritten wird und der Kern periodisch zwischen dem gesättigten und ungesättigten Zustand arbeitet. Wenn das magnetische Material unter einem solchen Umstand unter Aus-5 nützung seiner maximalen Kapazität entsprechend der Erfindung und die Voltsekundenkapazität des Kernes periodisch überschritten wird, verwendet wird, dann werden die allgemeinen Betriebsdaten des Motors höher sein als ursprünglich. Dies ist für spezielle Anwendungen nicht immer wünschenswert, io wenn beispielsweise bei einem Motor mit einer Nennausgangsleistung es notwendig ist, lediglich einen besseren Leistungsfaktor und wirksamere Eigenschaften als der Standardmotor zu haben, wobei eine Erhöhung der Ausgangsleistung nicht notwendig ist. Ein Vorteil der Erfindung ist deshalb auch die Mög-15 lichkeit des Umbauens von bestehenden Motoren in der Weise, dass gemäss der Erfindung ein Betrieb ermöglicht wird, bei dem periodisch zwischen dem gesättigten und nichtgesättigten Zustand gewechselt wird, wobei der Standardmotorrahmem danach eine höhere Leistung bei einem besseren Leistungsfaktor 20 und höherem Wirkungsgrad abgeben kann, als dies bisher möglich schien.

Es sei vermerkt, dass, obwohl angenommen wird, dass die vorangehende Beschreibung der Arbeitsweise des Motors das physikalische Phänomen, das beim Betrieb des Motors auftritt, 25 eingehend beschrieben ist, soll es in keiner Weise den Bereich der Erfindung beschränken, auch dann nicht, wenn der Betrieb dieses Motors oder dieser Maschine eines Tages besser erläutert werden kann.

Der Ausdruck «in Phase» wurde weiter oben erläutert im 30 Hinblick auf die vektorielle Lage des Stromes in der Hauptwicklung und der benachbarten Steuer Wicklungen. Die Angabe «ausser Phase» bedeutet einen Wechsel vom normalen «in Pha-se»-Zustand zwischen den vektoriellen Lagen dieser Ströme. Deshalb kann keine Begrenzung oder kein Winkelwert für die 35 vektorielle Lage angegeben werden, die den Ausdruck «ausser Phase» definiert.

Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die spezielle geometrische Konstruktion der oben dargestellten und beschriebenen Motoren oder Maschinen beschränkt. Die vorangehende 40 Beschreibung ist daher als bildliche Darstellung, nur als bildliche Darstellung von Beispielen zu betrachten, die keine Beschränkungen darstellen.

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3 Blätter Zeichnungen

Claims (19)

1. 667 168

   2

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Mehrphasige elektrische Maschine, mit einem einen Kern aus magnetischem Material aufweisenden Stator (12), einem Rotor (14), einer mehrphasigen Hauptstatorwicklung (24), die auf dem genannten Kern aufgewickelte und das genannte magnetische Material umfassende Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) für jede Phase aufweist, einer Anzahl Eingangsanschlüsse (26), die zum Verbinden mit einer Mehrphasenwechselstromspan-nungsquelle ausgebildet sind, einer Anzahl Kondensatoren (28a, 28b, 28c), Mittel zum Verbinden der Hauptwindungen jeder Phase in einen Reihenstromkreis mit einem der genannten Kondensatoren (28a, 28b, 28c), wobei die genannte Reihenstromkreise mit den genannten Eingangsanschlüssen (26) verbunden sind; und einer mehrphasigen Steuerwicklung mit einer um den genannten Kern zum Umfassen des genannten magnetischen Materials gewickelten Windung (30a, 30b, 30c) für jede Phase, wobei die Steuerwicklung mit der Anzahl von Eingangsanschlüssen (26) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass die durch die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und die Steuer-windungen (30a, 30b, 30c) erzeugte wirksame magnetische Flussdichte bei kleiner Last klein ist und mit zunehmender Last ansteigt.
2. 2. Maschine nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   dass die Windungen (24a, 24b, 24c) der Hauptstatorwicklung (24) im wesentlichen radial gegenüber den Windungen (30a, 30b, 30c) der Steuerwicklung ausgerichtet sind, so dass der durch die radial ausgerichteten Windungen (A und B; B und C; C und A' ) erzeugte und daraus resultierende magnetische Fluss klein ist bei niedriger Last und mit zunehmender Last ansteigt.
3. 3. Maschine nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die betreffenden Steuerwicklungen (30a, 30b, 30c) jeder Phase geometrisch auf dem Stator (12) so angeordnet sind, und dass die vektorielle Beziehung zwischen den Strömen (Ia) in den Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und den Strömen (Ib' ) in den Steuerwindungen (30a, 30b, 30c), die gegenüber den Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) im wesentlichen radial ausgerichtet sind, so ist, dass die Vektorsumme der Ströme in den genannten im wesentlichen radial ausgerichteten Windungen mit zunehmender Last abnimmt.
4. 4. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die magnetische Flussdichte mit der Änderung der vektoriellen Lage des Stromes in den betreffenden Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) zunimmt und dadurch in den Hauptwindungen und den Steuerwindungen einen magnetischen Fluss erzeugt, der im wesentlichen gleich der Summe der Flüsse in den genannten Windungen ist.
5. 5. Maschine nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) der genannten radial ausgerichteten Windungen in entgegengesetzter Richtung wirksam sind, so dass die Flussdichte zunimmt mit der im wesentlichen additiven Flusserzeugung durch die radial ausgerichteten Windungen.
6. 6. Maschine nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

   dass die Wirkung in entgegengesetzter Richtung dadurch erreicht ist, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) bezüglich der Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) entgegengesetzt gewickelt sind.
7. 7. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass im unbelasteten Zustand der Maschine zwischen dem Strom in einer der Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und dem Strom in der zugeordneten Steuerwindung (30a, 30b, 30c) im wesentlichen keine Phasenverschiebung vorhanden ist und dass die genannte Phasenverschiebung grösser wird mit zunehmender Last.
8. 8. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Haupt- und der Steuerwindungen verschiedene magnetische Pole (32a, 32b, 32c, 32d; 34a, 34b,

   34c, 34d) bilden, dass die Zentren der Pole (32a, 32b, 32c, 32d) der Hauptwindungen die magnetischen Pole (34a, 34b, 34c, 34d) der Steuerwindungen sich magnetisch überlappen und dass die Zentren der Pole (34a, 34b, 34c, 34d) der Steuerwindungen im wesentlichen die magnetischen Pole (32a, 32b, 32c, 32d) der Hauptwindungen überlappen.
9. 9. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Haupt- und der Steuerwindungen verschiedene magnetische Pole (32a, 32b, 32c, 32d; 34a, 34b, 34c, 34d) bilden und dass die Zentren der Pole (34a, 34b, 34c, 34d) der Steuerwindungen im wesentlichen magnetisch zwischen den Polen (32a, 32b, 32c, 32d) der Hauptwindungen angeordnet sind.
10. 10. Maschine nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die magnetischen Pole (34a, 34b, 34c, 34d) der Steuerwindungen gegenüber den magnetischen Polen (32a, 32b, 32c, 32d) der Hauptwindungen magnetisch voreilen.
11. 11. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) radial ausserhalb der Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) gewickelt sind, so dass der Abstand zwischen den Hauptwindungen und dem Rotor (14) im wesentlichen die Streureaktanz der Hauptwindungen minimalisiert.
12. 12. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) radial ausserhalb der Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) gewickelt sind, um dadurch das Anzugsmoment und das abgebremste Drehmoment zu erhöhen.
13. 13. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass drei Phasen vorhanden sind, dass die Phasen der Hauptwicklung (24) mit A, B und C und die Phasen der Steuerwicklung mit A', B' und C' bezeichnet sind und wobei die im wesentlichen radiale Ausrichtung der Phasen der Haupt-und der Steuerwicklungen AB', BC' bzw. CA' ist.
14. 14. Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der genannten Kondensatoren (28a, 28b, 28c) fähig ist, mit einer genügenden Spannung aufgeladen zu werden, wenn sie zu der genannten Wechselspannung addiert wird, um einen Voltsekunden-Wert über dem magnetischen Material des genannten Kernes des Stators (12) zu entwickeln, der grösser ist als die Voltsekunden-Kapazität des genannten magnetischen Materials, so dass das genannte magnetische Material periodisch in den gesättigten Zustand in entgegengesetzten Richtungen verbracht wird, in Abhängigkeit des Wechsels der Polarität der Phasen der genannten Mehrphasenwechselspan-nung.
15. 15. Maschine nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Kondensatoren (28a, 28b, 28c) fähig sind, aufgeladen zu werden, so dass der Kern des Stators (12) periodisch nichtlinear vom nichtgesättigten Zustand zum gesättigten Zustand wechselt.
16. 16. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und die Kondensatoren (28a, 28b, 28c) in einer Sternschaltung verbunden sind und die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) in einer Sternschaltung geschaltet sind.
17. 17. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und die Kondensatoren (28a, 28b, 28c) in einer Dreieckschaltung und die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) in einer Dreieckschaltung angeordnet sind.
18. 18. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und Kondensatoren (28a, 28b, 28c) in einer Sternschaltung und die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) in einer Dreieckschaltung angeordnet sind.
19. 19. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptwindungen (24a, 24b, 24c) und die s

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    Kondensatoren (28a, 28b, 28c) in einer Dreieckschaltung und die Steuerwindungen (30a, 30b, 30c) in einer Sternschaltung angeordnet sind.