BESCHREIBUNG
Bei der Erfindung wird ausgegangen von einem Überspannungsableiter nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 1.
Mit diesem Oberbegriff nimmt die Erfindung auf einen Überspannungsableiter Bezug, wie er etwa in der EP-AI0 098 598 beschrieben ist. Der bekannte Überspannungsableiter weist einen nichtlinearen Widerstand auf, durch den ein ständig überwachter Ableiterstrom fliesst. Übersteigt der überwachte Ableiterstrom bei normalen Betriebsbedingungen einen vorgegebenen Schwellwert, so ist dies ein Anzeichen dafür, dass der nichtlineare Widerstand Schäden aufweist und ersetzt werden sollte. Die Überwachung ist hierbei jedoch vergleichsweise ungenau, da beim bekannten Überspannungsableiter ausschliesslich der gesamte, eine kapazitive und eine ohmsche Komponente aufweisende Ableiterstrom angezeigt wird, und da lediglich eine Änderung des ohmschen Anteils des Ableiterstroms eine möglicherweise aufgetretene Beschädigung des nichtlinearen Widerstandes anzeigt.
Die Erfindung, wie sie in Patentanspruch 1 gekennzeichnet ist, löst die Aufgabe, einen Überspannungsableiter der gattungsgemässen Art zu schaffen, bei dem die Funktionsfähigkeit seines nichtlinearen Widerstandes in einfacher aber dennoch äusserst genauer Weise fortlaufend überwacht wird.
Der erfindungsgemässe Überspannungsableiter ist derart ausgebildet, dass der ohmsche Anteil des Ableiterstromes gemessen wird. Hierdurch ist eine äusserst genaue Überwachung des nichtlinearen Widerstandes hinsichtlich seiner vollen Funktionsfähigkeit möglich und können ggfs. auftretende Beschädigungen bereits in einem sehr frühen Stadium erkannt und angezeigt werden. Darüber hinaus lässt sich diese Überwachung mit preiswerten und platzsparenden Mitteln durchführen und werden fortlaufende Messungen zusätzlicher Kenngrössen des Überspannungsableiters nicht benötigt.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
Hierbei zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäss ausgeführten Überspannungsableiters,
Fig. 2 ein Ersatzschaltbild des im erfindungsgemässen Überspannungsableiter gemäss Fig. 1 vorgesehenen nichtlinearen Widerstandes,
Fig. 3 ein Blockschaltbild des im Messgerät des erfindungsgemässen Überspannungsableiters gemäss Fig. 1 vorgesehenen Regelkreises,
Fig. 4 ein Schaltbild des Regelkreises gemäss Fig. 3, und
Fig. 5 Strom-Spannungs-Kennlinien des im erfindungsgemässen Überspannungsableiter gemäss Fig. 1 verwendeten nichtlinearen Widerstandes und zweier in der Schaltung gemäss Fig. 4 verwendeter, antiparallel geschalteter Dioden.
In Fig. 1 bezeichnet u die Spannung einer nicht bezeichneten Hochspannungsleitung gegenüber Erde. Mit dieser Hochspannungsleitung verbunden ist ein Ende eines nichtlinearen, beispielsweise Metalloxide wie ZnO enthaltenden Widerstandes Z. Das andere Ende des nichtlinearen Widerstandes Z ist über einen Shunt S von einigen Q mit Erde verbunden. An den Verbindungspunkt des nichtlinearen Widerstandes Z und des Shunts S ist ein Messkabel K angeschlossen, welches zu einem Messgerät M führt.
Im normalen Betriebszustand des Überspannungsableiters, d.h., wenn in der Hochspannungsleitung die ungestörte Netz- spannung geführt wird, und wenn der nichtlineare Widerstand Z störstellenfrei ist, weist der nichtlineare Widerstand Z einen im MQ-Bereich liegenden Widerstand auf. Es fliesst dann durch den nichtlinearen Widerstand Z ein Ableiterstrom itot von höchstens einigen Milliampere, welcher durch das Messgerät M erfasst wird. Das Messgerät M ist jedoch derart ausgebildet, dass es lediglich den ohmschen Anteil in des Ableiterstroms anzeigt. Dies ist insofern von Vorteil, da die Grösse des ohmschen Anteil in des Ableiterstroms ein direktes Mass für eine möglicherweise aufgetretene Beschädigung des nichtlinearen Widerstandes Z ist.
Der Ableiterstrom itot hingegen ist nur sehr bedingt zur Überwachung des physikalischen Zustandes des nichtlinearen Widerstandes Z geeignet.
Wie aus dem Ersatzschaltbild des erfindungsgemässen Überspannungsableiters gemäss Fig. 2 ersichtlich ist, in welchem Cp die Eigenkapazität und R(u) den (spannungsabhängigen) ohmschen Widerstand des nichtlinearen Widerstandes Z bedeuten, setzt sich nämlich der Ableiterstrom tt aus einem kapazitiven Anteil ic und dem ohmschen Anteil in zusammen.
Von diesen Anteilen zeigt lediglich der ohmsche Anteil in den physikalischen Zustand des nichtlinearen Widerstandes Z an.
Gemäss Fig. 2 bestimmt sich der Ohmsche Anteil ia des Ableitrstromes durch folgende Gleichung: du Q = itot - lc = Itot - Cp dt
Es muss daher folgende Integralgleichung erfüllt sein:
EMI2.1
Mit ia = u/R(u) ergibt sich daher:
EMI2.2
wobei u die am Uberspannungsableiter bzw. am nichtlinearen
Widerstand Z anliegende Spannung der Hochspannungs leitung (Ableiterspannung), i,ot den Ableiterstrom, in den ohmschen Anteil des Ableiterstroms itot, Cp die Kapazität des nichtlinearen Widerstandes Z, und R(u) den (spannungsabhängigen) ohmschen Widerstand des
Widerstandes Z bedeuten.
Das Messgerät M enthält nun einen in Fig. 3 abgebildeten Regelkreis, in dem der ohmsche Widerstand R(u), d.h. die Strom-Spannungs-Kennlinie, des nichtlinearen, spannungsabhängigen Widerstandes Z nachgebildet wird, und welcher derart eingestellt ist, dass die vorstehend aufgeführte Integralgleichung gelöst wird. Dieser Regelkreis enthält einen Integralregler IR und eine die Strom-Spannungs-Kennlinie des nichtlinearen Widerstandes Z nachbildende Regelstrecke RS. Der Regelkreis ist derart eingestellt, dass am Ausgang des Integrationsreglers IR ein der Ableiterspannung u proportionales Spannungssignal U2 auftritt, welches auf die Regelstrecke RS wirkt und dort die Bildung des ohmschen Anteils ia des Ableiterstroms bewirkt.
Dem Ableiterstrom itot bzw. dem ohmschen Anteil in des Ableiterstroms proportionale Spannungssignale Ul bzw. U3 werden dem Integrationsregler IR zugeführt und dort derart miteinander verknüpft, dass die vorstehende erwähnte Integralgleichung erfüllt ist.
In Fig. 4 ist eine vorteilhafte Ausführungsform eines solchen Regeikreises angegeben. Diese Ausführungsform enthält den Integrationsregler IR, einen mit dem Ausgang des Integrationsreglers IR verbundenen Inverter I, welcher der Regelstrecke RS vorgeschaltet ist, die Regelstrecke RS und einen der Regelstrecke RS nachgeschalteten Messumformer MU, welcher mit einem von zwei Eingängen des Integrationsreglers IR verbunden ist.
Der Integrationsregler IR enthält einen invertierenden Operationsverstärker V1, eine parallel zum Operationsverstärker V1 geschaltete und mit einem invertierten Eingang des Operationsverstärkers V1 einerseits und mit dem Ausgang des Operationsverstärkers V1 andererseits verbundene Kapazität C von beispielsweise 1 FF sowie zwei mit dem invertierten Eingang des Operationsverstärkers Vt verbundene ohmsche Widerstände Rt bzw. R2 von beispielsweise 50 bzw. 10 kQ, von denen der Widerstand R2 regelbar ausgebildet ist. An den Widerstand Rt ist das dem Ableiterstrom itot proportionale Spannungssignal Ut und an den Widerstand R2 das dem ohmschen Anteil in des Ableiterstroms proportionale Spannunssignal U3 geführt.
Der Inverter enthält einen invertierenden Operationsverstärker V2 und zwei ohmsche Widerstände R3 bzw. Rt von beispielsweise jeweils einem kft, von denen der Widerstand R5 regelbar ausgebildet ist. Der Widerstand R5 ist einerseits mit dem Ausgang des Operationsverstärkers V, und andererseits mit dem invertierten Eingang des Operationsverstärkers V2 verbunden. Der Widerstand Rt ist parallel zum Operationsverstärker V2 geschaltet und ist einerseits mit dem invertierten Eingang des Operationsverstärkers V2 und andererseits mit dessen Ausgang verbunden.
Die Regelstrecke RS ist von zwei antiparallel geschalteten Siliciumdioden D1 und D2 gebildet, welche die in Fig. 5 gestrichelt dargestellte Strom-Spannungs-Kennlinie i-v aufweisen.
Diese Kennlinie gibt den Zusammenhang zwischen dem durch diese Diodenanordnung fliessenden Strom i und der angelegten Spannung v im wesentlichen durch die Beziehung wieder: i = is [exp (a v) v)- 1], wobei ls den Sperrstrom der Dioden und a eine Diodenspezifische Konstante bedeuten.
Diese Kennlinie ist bei Wahl eines geeigneten Massstabes im wesentlichen deckungsgleich mit der Kennlinie des nichtlinearen Widerstandes Z. Anstelle von zwei antiparallel geschalteten Dioden Dt und D2 kann die Regelstrecke RS auch von einem anderen halbleitenden Bauelement wie etwa zwei antiparallel geschalteten Transistoren, oder aber auch von einem nichtlinearen Widerstand, welcher vorzugsweise die gleiche Materialbeschaffenheit wie der nichtlineare Widerstand Z aufweist, gebildet werden.
Der Messumformer MU enthält einen Operationsverstärker V3 sowie einen ohmschen Widerstand R5 von beispielsweise 15 kQ, welcher parallel zum Operationsverstärker V3 geschaltet und mit dessen Ausgang andererseits verbunden ist.
Die Wirkungsweise dieser Schaltung ist nun wie folgt:
Dem invertierten Eingang des Verstärkers V1 wird über den Widerstand Rt das dem Ableiterstrom itot proportionale Spannungssignal Ut und über den Widerstand R2 das dem ohmschen Anteil ia des Ableiterstromes proportionale Spannungssignal U3 zugeführt. Im Integrationsregler wird ein der Ableiterspannung u proportionales Spannungssignal U2 gebildet, welches einerseits an einen Ausgang Al des Messgerätes M und andererseits den Eingang des Inverters I geführt ist. Das am Ausgang des Inverters I anstehende Spannungssignal -U2 wird in der von den Dioden Dt und D2 gebildeten Regelstrecke RS in den ohmschen Anteil in des Ableiterstromes umgewandelt.
Dieser Strom wird im nachgeschalteten Messumformer MU in ein dem ohmschen Aneil in des Ableiterstromes proportionales Spannungssignal U3 umgewandelt und einerseits an einen Anschluss A2 des Messgerätes M und andererseits den Widerstand R2 des Integrationsreglers IR geführt.
Eine Abstimmung dieses Regelkreises kann beispielsweise mit einem Oszilloskop vorgenommen werden. Hierbei sind an die Horizontalablenkung des Oszilloskops ein der Ableiterspannung u proportionales Spannungssignal angelegt und an dessen Vertikalablenkung das Spannungssignal U3. Die regelbaren Widerstände R2 und R3 werden sodann solange verän dert bis eine nahezu hysteresefreie Kennlinie auf der Anzeige des Oszilloskops erscheint.
Vergrössert sich nun der Ableiterstrom itot und damit die dem Integrationsregler IR als Spannungssignal U1 zugeführte Führungsgrösse des Regelkreises, so erhöht sich bei abge stimmtem Regelkreis zwangsläufig auch das an der Regelstrecke RS als Stellgrösse anstehende Spannungssignal U2. In der Regelstrecke RS wird sodann ein gemäss der Kennlinie nach Fig. 5 vergrösserter ohmscher Anteil in des Ableiterstromes itot gebildet, welcher proportional dem als Regelgrösse dienenden Spannungssignal Us ist. in kann an einem mit dem Anschluss A2 verbundenen Anzeigegerät abgelesen werden, wodurch bereits zu einem sehr frühen Zeitpunkt eine möglicherweise auftretende Beschädigung des nichtlinearen Widerstandes Z des erfindungsgemässen Überspannungsableiters ermittelt werden kann.
DESCRIPTION
The invention is based on a surge arrester according to the preamble of patent claim 1.
With this preamble, the invention relates to a surge arrester, such as is described in EP-AI0 098 598. The known surge arrester has a non-linear resistor through which a continuously monitored arrester current flows. If the monitored arrester current exceeds a predetermined threshold value under normal operating conditions, this is an indication that the non-linear resistor is damaged and should be replaced. However, the monitoring is comparatively inaccurate, since in the known surge arrester only the entire arrester current, which has a capacitive and an ohmic component, is displayed, and since only a change in the ohmic portion of the arrester current indicates a possible damage to the nonlinear resistor.
The invention, as characterized in claim 1, solves the problem of creating a surge arrester of the generic type, in which the functionality of its non-linear resistor is continuously monitored in a simple but extremely precise manner.
The surge arrester according to the invention is designed such that the ohmic component of the arrester current is measured. This enables extremely precise monitoring of the non-linear resistance with regard to its full functionality and any damage that may occur can be recognized and displayed at a very early stage. In addition, this monitoring can be carried out with inexpensive and space-saving means and continuous measurements of additional parameters of the surge arrester are not required.
The invention is explained in more detail below on the basis of an exemplary embodiment shown in the drawing.
Here shows:
1 is a block diagram of a surge arrester designed according to the invention,
2 shows an equivalent circuit diagram of the non-linear resistor provided in the surge arrester according to the invention according to FIG. 1,
3 shows a block diagram of the control circuit provided in the measuring device of the surge arrester according to the invention according to FIG. 1,
Fig. 4 is a circuit diagram of the control circuit shown in FIG. 3, and
5 shows current-voltage characteristics of the non-linear resistor used in the surge arrester according to the invention according to FIG. 1 and two diodes used in the circuit according to FIG. 4, connected in antiparallel.
In Fig. 1, u denotes the voltage of an unspecified high-voltage line to earth. One end of a non-linear resistor Z, for example containing metal oxides such as ZnO, is connected to this high-voltage line. The other end of the non-linear resistor Z is connected to earth via a shunt S of some Q. A measuring cable K is connected to the connection point of the non-linear resistor Z and the shunt S, which leads to a measuring device M.
In the normal operating state of the surge arrester, i.e. if the undisturbed mains voltage is carried in the high-voltage line and if the non-linear resistor Z is free of defects, the non-linear resistor Z has a resistance in the MQ range. A non-linear resistor Z then flows through an arrester current itot of at most a few milliamperes, which is detected by the measuring device M. However, the measuring device M is designed such that it only indicates the ohmic component in the arrester current. This is advantageous in that the size of the ohmic component in the arrester current is a direct measure of any damage to the non-linear resistor Z that may have occurred.
The arrester current itot, on the other hand, is only suitable to a limited extent for monitoring the physical state of the non-linear resistor Z.
As can be seen from the equivalent circuit diagram of the surge arrester according to the invention according to FIG. 2, in which Cp the intrinsic capacitance and R (u) the (voltage-dependent) ohmic resistance of the non-linear resistor Z, the arrester current tt is composed of a capacitive component ic and the ohmic Share in together.
Of these components, only the ohmic component indicates the physical state of the non-linear resistor Z.
2, the ohmic component ia of the leakage current is determined by the following equation: du Q = itot - lc = Itot - Cp dt
The following integral equation must therefore be fulfilled:
EMI2.1
With ia = u / R (u) we get:
EMI2.2
where u that on the surge arrester or on the non-linear
Resistance Z applied voltage of the high-voltage line (arrester voltage), i, ot the arrester current, in the ohmic portion of the arrester current itot, Cp the capacitance of the non-linear resistor Z, and R (u) the (voltage-dependent) ohmic resistance of the
Resistance Z mean.
The measuring device M now contains a control circuit shown in FIG. 3, in which the ohmic resistance R (u), i.e. the current-voltage characteristic of the non-linear, voltage-dependent resistor Z is simulated, and which is set in such a way that the above-mentioned integral equation is solved. This control loop contains an integral controller IR and a controlled system RS which simulates the current-voltage characteristic of the non-linear resistor Z. The control loop is set such that a voltage signal U2 proportional to the arrester voltage u occurs at the output of the integration regulator IR, which acts on the controlled system RS and there forms the ohmic component ia of the arrester current.
The arrester current itot or the ohmic component in the arrester current proportional voltage signals Ul or U3 are fed to the integration controller IR and linked there so that the above-mentioned integral equation is fulfilled.
4 shows an advantageous embodiment of such a control circuit. This embodiment contains the integration controller IR, an inverter I connected to the output of the integration controller IR, which is connected upstream of the controlled system RS, the controlled system RS and a transmitter MU connected downstream of the controlled system RS, which is connected to one of two inputs of the integration controller IR.
The integration controller IR contains an inverting operational amplifier V1, a capacitance C of, for example, 1 FF connected in parallel with the operational amplifier V1 and connected to an inverted input of the operational amplifier V1 on the one hand and to the output of the operational amplifier V1 on the other hand, and two ohmic capacitors connected to the inverted input of the operational amplifier Vt Resistors Rt or R2 of, for example, 50 or 10 kQ, of which the resistor R2 is designed to be controllable. The voltage signal Ut proportional to the arrester current itot is conducted to the resistor Rt and the voltage signal U3 proportional to the ohmic component in the arrester current is conducted to the resistor R2.
The inverter contains an inverting operational amplifier V2 and two ohmic resistors R3 and Rt of, for example, one kft each, of which the resistor R5 is designed to be controllable. The resistor R5 is connected on the one hand to the output of the operational amplifier V, and on the other hand to the inverted input of the operational amplifier V2. The resistor Rt is connected in parallel to the operational amplifier V2 and is connected on the one hand to the inverted input of the operational amplifier V2 and on the other hand to its output.
The controlled system RS is formed by two anti-parallel silicon diodes D1 and D2, which have the current-voltage characteristic curve i-v shown in dashed lines in FIG. 5.
This characteristic curve essentially reflects the relationship between the current i flowing through this diode arrangement and the applied voltage v through the relationship: i = is [exp (av) v) - 1], where ls is the reverse current of the diodes and a is a diode-specific constant mean.
When a suitable scale is selected, this characteristic curve is essentially congruent with the characteristic curve of the non-linear resistor Z. Instead of two diodes Dt and D2 connected in antiparallel, the controlled system RS can also be made by another semiconducting component, such as two transistors connected in antiparallel, or by one non-linear resistor, which preferably has the same material properties as the non-linear resistor Z, are formed.
The transmitter MU contains an operational amplifier V3 and an ohmic resistor R5 of 15 kQ, for example, which is connected in parallel to the operational amplifier V3 and is connected to the output thereof on the other hand.
The circuit works as follows:
The inverted input of the amplifier V1 is supplied via the resistor Rt with the voltage signal Utot proportional to the arrester current and via the resistor R2 with the voltage signal U3 proportional to the ohmic component ia of the arrester current. A voltage signal U2, which is proportional to the arrester voltage u, is formed in the integration controller and is passed on the one hand to an output A1 of the measuring device M and on the other hand to the input of the inverter I. The voltage signal -U2 present at the output of the inverter I is converted in the controlled system RS formed by the diodes Dt and D2 into the ohmic component in the arrester current.
This current is converted in the downstream transmitter MU into a voltage signal U3 which is proportional to the ohmic component of the arrester current and is passed on the one hand to a connection A2 of the measuring device M and on the other hand the resistor R2 of the integration regulator IR.
This control loop can be tuned using an oscilloscope, for example. A voltage signal proportional to the arrester voltage u is applied to the horizontal deflection of the oscilloscope and the voltage signal U3 is applied to its vertical deflection. The controllable resistors R2 and R3 are then changed until an almost hysteresis-free characteristic appears on the display of the oscilloscope.
If the arrester current itot increases and thus the reference variable of the control loop supplied to the integration controller IR as voltage signal U1, the coordinated control loop inevitably also increases the voltage signal U2 present at the controlled system RS as a manipulated variable. A controlled ohmic component in the arrester current itot is then formed in the controlled system RS, which is proportional to the voltage signal Us serving as the controlled variable. in can be read off on a display device connected to the connection A2, as a result of which possible damage to the non-linear resistor Z of the surge arrester according to the invention can be determined at a very early point in time.