CH673529A5

CH673529A5 -

Info

Publication number: CH673529A5
Application number: CH413/88A
Authority: CH
Inventors: Arthur Reichmuth
Original assignee: Mettler Instrumente Ag
Priority date: 1988-02-05
Filing date: 1988-02-05
Publication date: 1990-03-15
Also published as: JPH01118331U; JPH0631385Y2; US4860839A; DE8815055U1

Description

BESCHREIBUNG Die Erfindung betrifft ein aktives Tiefpass-Filter zur Unterdrückung von Störsignalen, die in Form von Störwechselströ-men dem von der Wägezelle einer elektromechanischen Waage abgegebenen und über eine Signalleitung einem Analog-Digital (A/D)-Wandler zugeführter Gleichstrom überlagert sind, insbesondere für hochauflösende Waagen, wobei die Störsignale am Signalausgang der Wägezelle aus der Signalleitung ausgekoppelt, durch einen Inverter in ihrer Phase um 180° gedreht und am Signaleingang des A/D-Wandlers wieder in die Signalleitung eingekoppelt werden, und wobei zwischen den Auskopp-lungsknoten und den Einkopplungsknoten ein ohmscher Wider- so stand in die Signalleitung eingeschaltet ist.

Die Unterdrückung der z.B. durch Erschütterungen der Waage hervorgerufenen Störwechselströme ist notwendig, damit der Aussteuerungsbereich des A/D-Wandlers durch das Nutzsignal (Messsignal) voll ausgenutzt werden kann und Fehler bei der Auswertung des Nutzsignals durch Übersteuerung des A/D-Wandlers infolge von überlagerten Störsignalen vermieden werden. Eine Erweiterung des Aussteuerungsbereiches des A/D-Wandlers ist bei hohen Auflösungen mit grossem Aufwand verbunden und fällt hier ausser Betracht.

Bei einem bekannten aktiven Tiefpass-Filter dieser Art zur Glättung eines von Störsignalen überlagerten Gleichspannungs-Messsignals erfolgt die Auskopplung der Störsignale direkt, d.h. galvanisch, und die Einkopplung der um 180° phasenverschobenen Störsignale kapazitiv über ein RC-Glied (DE-OS 3 311 831). Die kapazitive Ein- und Auskopplung der Störsignale ist an sich ebenfalls bekannt, (CH-PS 618 792).

Die direkte Auskopplung der Störsignale ist bei einem durch den Spannungswert definierten Messsignal unkritisch, hingegen würde sie im Falle eines durch den Stromwert definierten Messsignals bei einer Glechstromentnahme zu einer das Messergebnis verfälschenden Verminderung des Messsignals führen. Um s dies zu vermeiden, ist die kapazitive Auskopplung des Störsignals vorgeschlagen worden.

Bei der Einkopplung der um 180° phasenverschobenen Störsignale ist in den erwähnten bekannten aktiven Tiefpass-Filtern für den genannten Zweck die kapazitive Kopplung angewandt, io Durch diese Massnahme lässt sich zwar erreichen, dass Drifteigenschaften eines den Inverter bildenden Operationsverstärkers keinen Einfluss auf den Messkreis haben; hingegen sind damit Probleme verbunden, deren Lösungen sich weniger gut optimieren lassen als Massnahmen zur Driftkompensation.

i5 Dabei spielt die gewünschte Auflösung der Waage eine wesentliche Rolle. Je höher die Auflösung der Waage angesetzt wird, umso tiefer ist im allgemeinen die Grenzfrequenz für das zu kompensierende Störsignal zu wählen, damit die Verarbeitung des Messsignals im A/D-Wandler problemlos verläuft. 20 Dies bedingt jedoch die Verwendung eines Kopplungskondensators von hoher Kapazität und/oder eines Inverters mit grossem Spannungshub am Signalausgang. Beide Massnahmen haben erhebliche Nachteile. Der geringe Isolationswiderstand eines Kondensators mit sehr hoher Kapazität kann zu Driftströmen 25 führen, deren Einfluss auf das Messsignal nicht mehr vernachlässigbar ist, d.h. dass die zur Vermeidung solcher Driftströme angewandte kapazitive Kopplung in ihrer Wirkung illusorisch werden kann. Ausserdem ist ein solcher Kondensator derart voluminös, dass er in miniaturisierten Schaltungen keinen Platz 30 findet. Um die Nachteile eines grossen Kondensators in Grenzen zu halten, wäre ein Inverter mit grossem Spannungshub vorzusehen. Eine solche Massnahme ist jedoch nur durch eine Erhöhung der Speisespannung des Inverters zu verwirklichen und steht auch im Widerspruch zu dem Bestreben, die Speisespan-35 nung für alle Teile der Elektronik einer Waage auf gleichem Niveau zu halten und diese zudem unter das übliche Niveau herabzusetzen, um die Verlustleistung der Waage zu vermindern.

Erfolgt sowohl die Auskopplung als auch die Einkopplung des Störsignals über einen kapazitiven Pfad, so weist das aktive 40 Filter zwei Kondensatoren auf, deren Kapazität den Grad der Störsignalunterdrückung mitbestimmen. Dieser Umstand ist insofern von Nachteil, als die verhältnismässig grossen Toleranzen der Kapazitätswerte es nicht erlauben, den Grad der mit dem aktiven Filter erreichten Störsignalunterdrückung genau 45 vorauszubestimmen. In der Regel wird also das Messsignal nach dem aktiven Filter eine Restwelligkeit aufweisen, die nur durch einen Abgleich jedes zum Einsatz kommenden aktiven Filters beseitigt werden kann. Ein solcher Abgleich ist aber aufwendig und kostspielig.

Die Erfindung geht nun einen anderen Weg, um die hier erwähnten Nachteile der bekannten aktiven Tiefpass-Filter im vorgesehenen Anwendungsbereich zu vermeiden, und zwar wird der Nachteil der direkten Einkopplung des phasenverschobenen Störsignals entgegen bestehender Bedenken bewusst in Kauf ge-55 nommen, in der Erkenntnis, dass die Drifteigenschaften des aktiven Tiefpass-Filters und durch diese entstehende Fehler im Messsignal besser und mit weniger Aufwand zu beherrschen sind als die nachteiligen Wirkungen, die mit den bekannten Lösungen zur Erreichung einer niedrigeren Grenzfrequenz verbun-60 den sind.

In diesem Sinne besteht die Erfindung also darin, dass für die Störsignal-Einkopplung eine galvanische Kopplung vorgesehen ist.

Für die Auskopplung des Störsignals ist eine galvanische 65 Kopplung ebenfalls möglich, wenn z.B. mit Hilfe eines Impedanzwandlers dafür gesorgt ist, dass die Gleichstromentnahme in den für die Genauigkeit des Messsignals massgebenden Grenzen bleibt. Eine kapazitive Auskopplung ist jedoch in der Regel

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einfacher, indem der ohnehin vorhandene Kondensator des fre- Gemäss Fig. 1 liefert die Wägezelle 1 einer elektromechani-quenzbestimmenden RC-Gliedes zugleich als Kopplungskonden- sehen Waage als Messsignal I einen Gleichstrom. Diesem ist ein sator dienen kann. Störsignal i in Form eines Wechselstromes überlagert. Das

In beiden Fällen hat das erfindungsgemässe aktive Tiefpass- Messsignal I wird in bekannter Weise über eine Signalleitung 2

Füter den Vorteil, dass der Kondensator des als Hochpass wir- s einem Analog-Digital (A/D)-Wandler 3 zugeführt. Das Störsi-kenden RC-Gliedes für die gewünschte Grenzfrequenz wesentlich gnal i wird am Signalausgang der Wägezelle 1 aus der Signallei-

kleiner dimensioniert werden kann als bei der kapazitiven Stör- tung 2 ausgekoppelt, durch einen Inverter 4 in der Phase um signal-Einkopplung, weil auf einem tieferen Strompegel gearbei- 180° gedreht (-i) und am Signaleingang des A/D-Wandlers 3

tet werden kann, und dass der Spannungshub eines üblichen In- wieder in die Signalleitung 2 eingekoppelt. Am Einkopplungs-

verters dabei auch mit reduzierter Speisespannung für die verzer- io knoten EK kompensieren sich die Störsignale i und -i, so dass rungsfreie Verarbeitung starker niederfrequenter Störsignalströ- nur das Messsignal I zum A/D-Wandler 3 gelangt.

me ausreicht. Der Grad der Störsignalunterdrückung ist überdies Zwischen den Auskopplungsknoten AK und den Einkopp-nur von den Widerstandswerten der im aktiven Filter Vorhände- lungsknoten EK ist ein ohmscher Widerstand R0 in die Signal-nen ohmschen Widerstände abhängig, die mit genügender Ge- leitung 2 eingeschaltet, an dem eine dem Störsignal proportio-nauigkeit eingehalten werden können. Somit ist mit dem erfin- 15 naie Spannung zur Steuerung des Inverters 4 abgenommen dungsgemässen aktiven Tiefpass-Filter ohne nachträglichen Ab- wird. Auf die Grösse des Messsignals I hat dieser Widerstand gleich eine praktisch vollständige Unterdrückung der dem Mess- RO keinen Einfluss. Der Inverter 4 ist durch einen Operationssignal überlagerten Störsignale und also ein von Erschütterungen Verstärker 5 gebildet, der über einen ohmschen Widerstand R2 der Waage unabhängigeres Messergebnis erreichbar. gegengekoppelt ist. Der nichtinvertierende Eingang des Opera-

Der Einfluss der Drifteigenschaften des aktiven Stromfilters 20 tionsverstärkers ist in diesem Beispiel mit Masse verbunden,

auf das Messsignal lässt sich z.B. dadurch herabsetzen, dass für - Die Auskopplung des Störsignals i erfolgt kapazitiv über den Inverter des Stromfilters und die Eingangsstufe des A/D- den Kondensator C, der zusammen mit dem zu diesem in Reihe

Wandlers ein Paar Operationsverstärker mit gleichlaufender, geschalteten ohmschen Widerstand R1 das frequenzbestimmen-

einander entgegenwirkender Offset-Drift vorgesehen ist. Eine de Glied des aktiven Tiefpass-Filters bildet. Für die Einkopp-

andere Lösung besteht darin, dass der Inverter durch einen 25 lung des Störsignals —i ist eine galvanische Kopplung durch den

Operationsverstärker gebildet ist, dessen nichtinvertierender ohmschen Widerstand R3 vorgesehen.

Eingang mit dem Einkopplungsknoten verbunden ist. Damit Im Beispiel nach Fig. 1 kann für den Inverter 4 des aktiven lässt sich vermeiden, dass sich allfällige Drifteigenschaften des Tiefpass-Filters und die Eingangsstufe 6 des A/D-Wandlers 3

Operationsverstärkers in der Eingangsstufe des A/D-Wandlers ein Paar Operationsverstärker mit gleichlaufender, einander im Inverter auswirken. Falls an die beiden Operationsverstärker 30 entgegenwirkender Offset-Drift vorgesehen sein.

stark unterschiedliche Anforderungen gestellt werden, ist dieser Das Schaltungsbeispiel nach Fig. 2 unterscheidet sich von

Lösung der Vorzug zu geben, um in der Wahl des den Inverter demjenigen nach Fig. 1 lediglich dadurch, dass der nichtinver-

bildenden Operationsverstärkers, der eine möglichst geringe tierende Eingang des Operationsverstärkers 5 nicht mit Masse,

Offsetdrift haben soll, freie Hand zu haben. Im übrigen kön- sondern über eine Leitung 7 mit dem Einkopplungsknoten EK

nen die verbleibenden Driften dieser Operationsverstärker auch 35 verbunden ist. Eine am Eingang des A/D-Wandlers eventuell in bereits vorhandene Einrichtungen der Elektronik zur Tempe- auftretende Offset-Drift wirkt sich in diesem Fall auf das Ein-

raturkompensation anderer Organe miteinbezogen werden. gangs- und das Ausgangspotential des Inverters 4 gleichermas-

In der Zeichnung ist ein Schaltungsbeispiel (Fig. 1) für das sen aus, so dass am Widerstand R3 keine zusätzliche Spannung erfindungsgemässe aktive Tiefpass-Filter und eine Variante auftritt, die einen das Messsignal I verfälschenden Strom zum

(Fig. 2) dazu dargestellt. 40 Einkopplungsknoten EK zur Folge hätte.

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1 Blatt Zeichnungen

Claims

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1. Aktives Tiefpass-Filter zur Unterdrückung von Störsignalen, die in Form von Störwechselströmen dem von der Wägezelle einer elektromechanischen Waage abgegebenen und über eine Signalleitung einem Analog-Digital-Wandler zugeführten Gleichstrom überlagert sind, insbesondere für hochauflösende Waagen, wobei die Störsignale (i) am Signalausgang der Wägezelle (1) aus der Signalleitung (2) ausgekoppelt, durch einen In-verter (4) in ihrer Phase um 180° gedreht und am Signaleingang des Analog-Digital-Wandlers (3) wieder in die Signalleitung (2) eingekoppelt werden, und wobei zwischen den Auskopplungsknoten (AK) und den Einkopplungsknoten (EK) ein ohmscher Widerstand (RO) in die Signalleitung (2) eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass für die Störsignal-Einkopplung eine galvanische Kopplung vorgesehen ist.

2.' Aktives Tiefpass-Füter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass für die Störsignal-Auskopplung eine kapazitive Kopplung vorgesehen ist.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Aktives Tiefpass-Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Auskopplungsknoten (AK) und den Signaleingang des Inverters (4) die Reihenschaltung eines Kondensators (C) und eines ohmschen Widerstandes (Rl) und zwischen den Signalausgang des Inverters und den Einkopplungsknoten (EK) ein ohmscher Widerstand (R3) geschaltet ist.

4. Aktives Tiefpass-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass für den Inverter (4) des aktiven Filters und die Eingangsstufe (6) des Analog-Digital-Wand-lers (3) ein Paar Operationsverstärker mit gleichlaufender, einander entgegenwirkender Offset-Drift vorgesehen ist.

5. Aktives Tiefpass-Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Inverter (4) durch einen Operationsverstärker (5) gebildet ist, dessen nichtinvertierender Eingang mit dem Einkopplungsknoten (EK) verbunden ist.