CH679073A5 - - Google Patents

Description

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Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur magnetisch-induktiven Durchflussmessung, bei dem eine durch ein periodisch alternierendes, abschnittsweise konstantes Magnetfeld erzeugte Messgrösse in einem Abschnitt jeder Halbperiode verarbeitet wird, und einen magnetisch-induktiven Durchflussmesser, insbesondere zur Durchführung dieses Verfahrens, mit einer ein Magnetfeld erzeugenden Spule, einer Magnetfeldsteuerschaltung, einer etwa senkrecht zu dem Magnetfeld und der Durchflussrichtung angeordneten Eiektrodenanordnung, einem mit der Elektrodenanordnung verbundenen Verstärker und einer Auswerteschaltung.

Um die Funktion eines Durchflussmessers bzw. seines Messwertumformers zu testen, seine Langzeit-Änderungen festzustellen oder eine Kalibrierung vorzunehmen, ist es bekannt, anstelle der Messgrösse der Elektrodenanordnung ein Simulationssignal zu verwenden. Der dieses Signal erzeugende Simulator kann ein externes Gerät sein, das nur bei Einstellungs- oder Wartungsarbeiten verwendet wird. Es ist jedoch auch bekannt, einen Simulator in den Messwertumformer einzubauen, so dass ein Funktionstest oder eine Kalibrierung durch ein einfaches Umschalten auf Simulatorbetrieb vorgenommen werden kann. Im Simulatorbetrieb ist dabei jedoch die Verbindung zwischen Elektrodenanordnung und Messwertumformer unterbrochen oder das Simulationssignal wird der Messgrösse überlagert. Ein Funktionstest mit Hilfe des Simulators kann deshalb normalerweise nicht ohne Störung oder Unterbrechung der Durchflussmessung geschehen. Aus der DE-PS 3 303 017 ist es bekannt, wechselweise ein Messsignal und ein Testsignal an den Umformer anzuschliessen, um das Testsignal mit einem Soliwert zu vergleichen. Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, dass eine Totzeit erzeugt wird, die insbesondere beim Messen kleiner Durchflussmengen zu erheblichen Fehlern führt.

Es ist aus DE-OS 3 537 752 bekannt, die Signalspannung in jeder Halbperiode während eines Mess-Signal-Abtastintervalls abzutasten und den durch die Abtastung erhaltenen Signalwert zu speichern, Zur Kompensation einer dem Messsignal überlagerten Störgleichspannung wird in einem auf jedes Messsignal-Abtastintervall innerhalb der gleichen Halbperiode folgenden Kompensationsintervall durch Abtastung und Speicherung der Signalspannung eine Kompensationsspannung erzeugt, welche die Signalspannung innerhalb des Kompensationsintervalls auf den Wert Null kompensiert. Die Kompensationsspannung wird gespeichert und der Signalspannung bis zum nächsten Kompensationsintervall überlagert. Während eines auf jedes Kompensationsintervall innerhalb der gleichen Halbperiode folgenden Korrektur-Abtastinter-vail wird die Signalspannung erneut abgetastet, und der dadurch erhaltene Signalwert wird ebenfalls gespeichert. Zur Gewinnung eines Nutzsignalwertes wird zunächst die Differenz der jeweils zwischen zwei Kompensationsintervallen in verschiedenen Halbperioden erhaltenen gespeicherten Signalwerte und dann die Differenz von jeweils auf diese Weise erhaltenen Differenzwerten gebildet. Ein solches System dient lediglich zur Unterdrückung von Störspannungen. Die bei einem Zeit- und Temperaturdrift auftretenden Fehler im Messwertumformer können hiermit jedoch nicht erkannt und korrigiert werden.

Ein weiteres Problem bei der in der DE-OS 3 537 752 gezeigten Anordnung ist, dass die Signal-werte in vier parallel angeordneten Speichern abgelegt werden. Dies hat den Nachteil, dass schon bei einem geringfügigen Zeit- und/oder Temperaturdrift eines der Speicher ein Fehler in dem berechneten Ausgangswert auftritt, weil sich eine Grösse im Verhältnis zu den anderen ändert.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren anzugeben, bei dem Temperatur-und/oder Zeitdrift-Einflüsse der Komponenten eines Messwertumformers auf den Ausgangswert weitgehend minimiert werden.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass eine abschnittsweise konstante Simulationsgrösse so erzeugt wird, dass sie sich synchron zum Magnetfeld ändert und in einem weiteren Abschnitt jeder Halbperiode wechselweise mit der Messgrösse auf die gleiche Weise wie die Messgrösse zu Ausgangswerten verarbeitet wird.

Bei einer Änderung des Magnetfeldes in der Spule dauert es aufgrund der Induktivität der Spule eine gewisse Zeit, bis sich ein stabiler Zustand eingestellt hat. In dieser Zeit ist auch bei konstantem Durchfluss das Elektrodenausgangssignal aufgrund des sich ändernden Magnetfelds nicht konstant, so dass in dieser Zeit das Ausgangssignal der Elektrodenanordnung nicht als Messgrösse verwendet werden kann. Anstelle der Messgrösse kann in dieser Zeit die Simulationsgrösse erzeugt und verarbeitet werden, ohne dass die Messgrösse gestört wird oder eine Totzeit auftritt. Dadurch, dass die Simulationsgrösse auf die gleiche Art wie die Messgrösse verarbeitet wird, ist es möglich, langsame zeitliche Abweichungen der Bauelemente des Messwertumformers bzw. der Auswerteschaltung zu erkennen, da die Simulationsgrösse auf gleiche Weise wie die Messgrösse be-einfiusst wird.

Bei der Verarbeitung der Simulationsgrösse sind verschiedene Arten möglich. Es ist von Vorteil, wenn die Messgrösse oder ihr Ausgangswert mit der Simulationsgrösse oder ihrem Ausgangswert verglichen wird. Es war bisher bekannt, einen Simulator zur Kalibrierung oder Nachkalibrierung einer Auswerteschaltung zu verwenden. Dies geschieht gewöhnlich, indem man im Simulatorbetrieb den Messwertumformer und die Auswerteschaltung so lange justiert, bis der Ausgangswert innerhalb gewisser Grenzen in einem Bereich um einen Sollwert herum festgelegt ist. Damit konnte jedoch nicht vermieden werden, dass sich bei einer Langzeit-Änderung der Auswerteschaltung oder des Messwertumformers die Randbedingungen für die Kalibrierung änderten, so dass sich ein verfälschtes Messergebnis ergab. Erfindungsgemäss wird die Kalibrierung durch den Vergleich zwischen Simula-

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tionsgrösse und Messgrösse laufend während der Messung vorgenommen. Eine zeitliche Änderung der Werte der Bauteile des Messwertumformers bis zu der Auswerteschaltung wird dadurch ausgeglichen.

Es ist von Vorteil, wenn Mess- und Simulationsgrösse nach der Verarbeitung verglichen werden. Dadurch wird sichergestellt, dass alle Elemente, die einem Zeit- und Temperaturdrift unterliegen können, von der Mess- und Simulationsgrösse durchlaufen worden sind. Somit können alle Änderungen in die permanente Kalibrierung einbezogen werden.

In einer weiteren Lösung der Aufgabe werden bei einem Verfahren der eingangs genannten Art aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Messgrösse und gegebenenfalls der Simulationsgrösse seriell in hintereinander angeordneten Speicherstellen gespeichert, wobei bei Erzeugung eines neuen Ausgangswertes der Mess- bzw. Simulationsgrösse die vorhandenen Ausgangswerte in der jeweils nächsten Speicherstelle gespeichert werden und die Auswertung unter Venwendung des Inhalts mindestens zweier Speicherstellen erfolgt. Die Auswertung erfolgt normalerweise durch eine Rechenoder Verarbeitungseinrichtung. Da die Abtastwerte nacheinander auftreten, müssen sie solange gespeichert werden, bis sie miteinander verarbeitet werden können. Im Gegensatz zur der aus der DE-OS 3537752 bekannten Verwendung von vier Speichern, die parallel zueinander angeordnet sind, werden im erfindungsgemässen Verfahren die Grössen seriell gespeichert, so dass jede Messgrösse mit jeder Speicherstelle in Berührung kommt. Dadurch wird sichergestellt, dass eine Änderung in einem Speicher alle Messgrössen berührt, so dass das Verhältnis zwischen den Messgrössen nicht verändert wird.

Vorteilhafterweise werden die Ausgangswerte der Messgrösse und der Simulationsgrösse jeweils getrennt aus den Speicherstellen ausgelesen und verarbeitet. Damit wird sichergestellt, dass die Messgrösse und die Simulationsgrösse auf gleiche Weise und unter den gleichen Bedingungen, lediglich geringfügig zeitlich versetzt, verarbeitet werden.

In einem bevorzugten Verfahren werden mindestens drei aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Mess- bzw. Simulationsgrösse gespeichert und dann zusammen verarbeitet. Ein bekanntes Problem bei magnetisch-induktiven Durchflussmessern ist es nämlich, dass sich das Gleichspannungsniveau der Messgrösse langsam oder plötzlich verändern kann. Dadurch wird der Unterschied zwischen der positiven und der negativen Halbperiode der Messgrösse, die durch das jeweils umgepolte Magnetfeld erzeugt wird, verändert, wodurch ein Fehler bei der Auswertung der Durchflussrate entsteht. Dieser Fehler kann weitgehend eliminiert werden, wenn eine Messgrösse mit der Summe der beiden Messgrössen aus der vorhergehenden und der nachfolgenden Halbperiode verglichen wird.

Dabei wird bevorzugt, dass eine Verarbeitungs-grösse aus der Differenz zwischen dem Zweifachen des zweiten Ausgangswerts und der Summe des ersten und dritten Ausgangswertes gebildet wird. Man erzielt damit eine gute Ausmittelung und eliminiert daher mit zufriedenstellender Genauigkeit Änderungen des Gleichspannungsniveaus der Messgrösse. Nach diesem Prinzip können bei der Anwendung von mehreren Speicherstellen eine grössere Anzahl von Messgrössen miteinander verglichen werden.

Von besonderem Vorteil ist es, dass die Durchflussrate proportional zum Verhältnis der Verarbei-tungsgrösse aus Ausgangswerten der Messgrösse und der Verarbeitungsgrösse aus Ausgangswerten der Simulationsgrösse gebildet wird. Hierdurch kann die permanente Kalibrierung auf einfache Weise erzielt werden. Eventuelle Störungen in der Auswerteschaltung wirken sich gleichzeitig auf die Messgrösse und die Simulationsgrösse aus. Das Verhältnis zwischen den beiden Grössen bleibt jedoch im Prinzip unverändert, wodurch jederzeit eine genaue Durchflussmessung gewährleistet ist. Da bekannt ist, welcher Durchfluss sich bei einer der Simulationsgrösse entsprechenden Messgrösse im Normalfall ergeben muss, kann der so gebildete Quotient einfach mit einem konstanten Faktor multipliziert werden, um eine genaue Angabe über die Durchflussmenge zu machen.

Vorteilhafterweise werden aus der Verarbeitungsgrösse pulsbreitenmodulierte Impulse gewonnen. Eine Puisbreitenmodulation ist relativ unempfindlich gegen Rauschspannungen und andere Störungen auf der Messgrösse. Pulsbreiten lassen sich leicht verarbeiten. Man benötigt dafür lediglich eine relativ genaue Zeittaktbasis. Eine solche Basis steht jedoch praktisch in allen Auswerteeinheiten, insbesondere bei einer Auswerteeinheit mit einem Prozessor, zur Verfügung.

Es wird bevorzugt, dass die Durchflussrate mit Hilfe von vier aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird, wobei die Durchflussrate proportional zum Quotienten aus der Pulsbreitendifferenz des zweiten und vierten impulses und der Pulsbreitendifferenz des ersten und dritten Impulses ist. Dadurch ergibt sich eine relativ einfache Auswertung.

In einer bevorzugten Ausführung nimmt die Simulationsgrösse über einen ersten Abschnitt, der grösser als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten ersten Eingangswert und über einen zweiten Abschnitt, der kleiner als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten zweiten Eingangswert an, wobei der Wechsel zwischen den beiden Eingangswerten zwischen einer Messsignal- und einer Simulationssignalmessperiode liegt. Der Zeitpunkt des Wechseins des Eingangswertes der Simulationsgrösse wird so gewählt, dass er zwischen einer Simulationssignalperiode und einer Messsignal-messperiode liegt, damit eine eventuell beim Umschalten auftretende Störspannung möglichst nicht einen der Messwerte beeinflusst. Da die Simulationsgrösse während einer Halbperiode nur in einer Viertelperiode abgetastet wird, kann die Simulationsgrösse beispielsweise auch so ausgebildet sein, dass sie eine Pulsbreite von einer Viertelperiodendauer im positiven Bereich und einer Pulsbreite von %-Periodendauer im negativen Bereich hat. Die Simulationsgrösse ist also über einen längeren Zeitraum konstant, was sich positiv auswirken kann,

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wenn die Elektrodenanordnung auf äussere Einflüsse sehr empfindlich reagiert.

Dabei ist es von besonderem Vorteil, dass der zweite Eingangswert der Simulationsgrösse periodisch wechselnd entweder in der ersten oder in der zweiten Periodenhälfte erzeugt wird. Für die Durchflussberechnung macht es im Prinzip keinen Unterschied, ob die Simulationsgrösse mit der Messgrösse phasengleich ist, d.h. positiv ist, wenn die Messgrösse auch im positiven Bereich ist, oder um ISO" phasenverschoben ist, also dann im positiven Bereich ist, wenn die Messgrösse im negativen Bereich ist Es kann jedoch das Problem auftreten, dass die Simulationsgrösse die Auswerteschaltung bzw. den Messwertumformer beeinflusst. Im ersten Fall, wenn also Simulationsgrösse und Messgrösse phasengleich sind, wird hauptsächlich die positive Durchflussmessperiode beeinflusst, während im zweiten Fall hauptsächlich die negative Messperiode beeinflusst wird. Um diesen Fehler zu eliminieren, wird zwischen den beiden möglichen Fällen periodisch gewechselt, so dass sich mögliche Fehler, die dadurch erzeugt werden, gegenseitig aufheben.

In einer anderen Verarbeitungsart wird der Ausgangswert der Simulationsgrösse vorteilhafterweise mit einem Sollwert verglichen. Damit kann die korrekte Funktion des Umformers bzw. der Auswerteschaltung kontinuierlich kontrolliert werden.

Von besonderem Vorteil ist es, dass bei einer vorgegebenen Abweichung des Ausgangswerts der Simulationsgrösse vom Sollwert ein Alarm ausgelöst wird. Dieses ist besonders bei Verrechnungsmessungen wünschenswert.

Es ist ausserdem eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen magnetisch-induktiven Durchflussmesser anzugeben, der die Temperatur- und/ oder Zeitdrift-Einflüsse seiner Komponenten auf den Ausgangswert weitgehend minimiert.

Diese Aufgabe wird bei einem magnetisch-indukti-ven Durchflussmesser der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass ein Simulationssignalgenera-tor zur Erzeugung einer Simulationsgrösse vorgesehen ist, der mit einem Eingang eines Umschalters verbunden ist, der Verstärker mit dem anderen Eingang des Umschatters verbunden ist und der Ausgang des Umschalters mit der Auswerteschaltung verbunden ist.

Durch diesen Durchflussmesser wird auf einfache Art und Weise der Wechsel zwischen Messgrösse und Simulationsgrösse so bewerkstelligt, dass beide durch die gleiche Auswerteschaltung ausgewertet werden können.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist im Durchflussmesser ein Taktgenerator vorgesehen, der die Magnetfeldsteuerschaltung und den Simulationssignalgenerator mit ersten Impulsen einer ersten Taktfrequenz und den Umschalter mit zweiten Impulsen einer doppelt so hohen zweiten Taktfrequenz versorgt, wobei bei Auftreten eines Taktim-pulses die Magnetfeldsteuerschaltung die Richtung des Magnetfeldes umdreht, der Simulationssignalgenerator die Simulationsgrösse zwischen einem vorbestimmten ersten Eingangswert und einem vorbestimmten zweiten Eingangswert wechselt und der

Umschalter umschaltet. Mit «Auftreten eines Taktimpulses» ist dabei die ansteigende oder die abfallende Flanke eines solchen Impulses gemeint. Der Umschalter schaltet also in jeder Halbperiode zweimal zwischen Simulationsgrösse und Messgrösse hin und her, wobei Simulationsgrösse und Messgrösse in jeder Periode zweimal zwischen ihren beiden Werten wechseln. Damit ist sichergestellt, dass in jeder Halbperiode einmal die Simulationsgrösse und einmal die Messgrösse abgetastet und verarbeitet wird.

Bevorzugterweise weist die Auswerteschaltung einen mit dem Ausgang des Umschalters verbundenen Integrator auf, der von jeder negativen und jeder positiven Flanke der zweiten Taktimpulse auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird. Ein Integrator eliminiert im wesentlichen die störende Rauschspannung. Dadurch, dass er von den zweiten Taktimpulsen auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird, d.h. bei jedem Umschalten des Umschalters, integriert er die Messgrösse und die Simulationsgrösse jeweils getrennt über ^-Periode auf.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die Auswerteschaltung ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied auf, das zwischen dem Ausgang des Umschalters und dem Eingang des Integrators angeordnet ist. Damit ist die Aussteuerung des Integrators unabhängig von der gewählten Messfrequenz. Bei einer Halbierung der Messfrequenz wird das Signalniveau durch das Dämpfungsglied halbiert.

Es ist bevorzugt, dass die Auswerteschaltung ein Schieberegister mit mindestens zwei Speicher-Stellen aufweist, das mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist, bei Auftreten der zweiten Impulse den aktuellen Wert des Integratorausgangs in der ersten Speicherstelle speichert und dem bisherigen Inhalt aller Speicherstellen um eine Speicherstelle weiterschiebt. Damit stehen genügend Messwerte zur Verfügung, mit denen durch eine zeitliche Mittelung der durch den Unterschied zwischen der positiven und der negativen Halbperiode der alternierenden Messgrösse verursachte Fehler eliminiert werden kann.

Dabei ist besonders bevorzugt, dass das Schieberegister fünf Speicherstellen aufweist Da Messgrösse und Simulationsgrösse abwechselnd abgetastet werden, ist der Inhalt des Schieberegisters also immer entweder Simulationsgrösse-Messgrösse-Simulationsgrösse-Messgrösse-Simulationsgrösse oder Messgrösse-Simulationsgrösse-Messgrös-se-Simulationsgrösse-Messgrösse. Die einzelnen Grössen sind durch zeitlich versetzte Messungen entstanden. Damit stehen sowohl für die Messgrösse als auch für die Simulationsgrösse immer ausreichend viele Werte zur Verfügung, um eine zeitliche Mittelung zu bewerkstelligen.

Bevorzugterweise ist eine Summationsschaltung mit dem Schieberegister verbunden, die die Differenz zwischen der Summe des Inhalts der ersten und fünften Speicherstelle und dem Doppelten des Inhalts der dritten Speicherstelle bildet. Dies führt zu einer relativ einfachen Berechnungsart.

Besonders vorteilhaft ist es, dass die Auswerteschaltung eine Pulsbreiten-Modulationseinrichtung

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aufweist, die aus aus Ausgangswerten des Integrators gewonnen Grössen Auswerteimpulse mit von den Grössen abhängigen Breiten bildet. Ein puls-breitenmoduliertes Signal lässt sich relativ leicht weiterverarbeiten. Es ist lediglich notwendig, dass eine Zeitbasis mit ausreichend hoher Auflösung zur Verfügung steht, damit die Zeitdauer der Impulse gemessen werden kann. Damit ist eine von Störungen weitgehend unbelastete Analog/Digital-Wand-lung möglich.

Mit Vorteil weist der Durchflussmesser eine Recheneinrichtung auf, die die Auswerteimpulse in Vierer-Gruppen zusammenfasst und den Durch-fluss proportional zum Quotienten aus der Differenz der Breiten des zweiten und des vierten Impulses und der Differenz der Breiten des ersten und des dritten Impulses bildet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben. Darin zeigen:

Fig. 1 einen magnetisch-induktiven Durchflussmesser,

Fig. 2 einen Teil des Durchflussmessers im Detail, Fig. 3 eine Ausführungsform des Simulationssignalgenerators,

Fig. 4 Zeitverläufe von Signalen an verschiedenen Stellen des Durchflussmessers nach Fig. 1,

Fig. 5 eine weitere Ausführungsform der Takterzeugungseinrichtung und

Fig. 6 ein Zeitdiagramm von Grössen der Takterzeugungseinrichtung nach Fig. 5.

Fig. 1 zeigt einen magnetisch-induktiven Durch-flussmesser, der den Durchfluss einer durch ein Rohr 1 fliessenden Flüssigkeit misst. Eine Magnet-steuerschaltung 4 ist mit einer Spule 2 verbunden, die im vorliegenden Ausführungsbeispiel durch zwei Spulenhälften 2a und 2b gebildet ist und ein senkrecht zur Durchflussrichtung stehendes Magnetfeld im Rohr 1 erzeugt. Etwa senkrecht zur Durchflussrichtung und senkrecht zur Richtung des Magnetfelds, das durch die Spule 2 erzeugt Ist, ist eine Elektrodenanordnung 3 angeordnet, die mit einem Verstärker 5 verbunden ist. Die Elektrodenanordnung 3 misst in bekannter Weise eine durch das Magnetfeld und den Fluid-Strom erzeugte elektrische Grösse. Der Ausgang des Verstärkers 5 ist mit einer Endwertwahlschaltung 38 verbunden, mit der ein Benutzer den gewünschten Endwerf einstellen kann. Diese Schaltung 38 ist mit einem Eingang eines Umschalters 8 verbunden. Der andere Eingang des Umschalters 8 ist mit einem Simulationssignalgenerator 7 verbunden. Der Simulationssignalgenerator 7 ist mit einer Synchronisationsschaltung 6 verbunden, die vom Taktgeber 25 gesteuert wird und die die Abtastfrequenz der Elektrodenan-ordnung 3 mit der Magnetisierungsfrequenz der Magnetsteuerschaltung 4 synchronisiert. Der Ausgang des Umschalters 8 ist mit einer Auswerteschaltung 9 verbunden.

Die Auswerteschaltung 9 weist einen Integrator 12 auf, dessen Eingang über ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied 11 mit dem Ausgang des Umschalters 8 verbunden ist. Das frequenzabhängige

Dämpfungsglied 11 dämpft den Eingangspegel des Integrators 12 proportional zur Frequenz, mit der der Umschalter 8 umgeschaltet wird, d.h. bei halber Frequenz ist der Eingangspegel des Integrators 12 auch nur noch halb so gross. Damit wird eine Übersteuerung der dem Integratorausgang nachgeschalteten Schaltungsteile vermieden. Der Ausgang des Integrators 12 ist mit einem Schieberegister 13 mit fünf Speicherstellen 14 bis 18 verbunden. Die erste Speicherstelle 14 und die fünfte Speicherstelle 18 sind mit den invertierenden Eingängen einer Surnma-tionsschaltung 20 verbunden, während die dritte Speicherstelle 16 über einen Multiplikator 19, der den Wert des Inhalts der dritten Speicherstelle 16 verdoppelt, mit dem positiven Eingang der Summati-onsschaltung 20 verbunden ist. Die Summations-schaltung 20 bildet also die Differenz aus dem Zweifachen der dritten Speicherstelle weniger der Summe des Inhalts der ersten und der fünften Speicherstelle.

Die Summationsschaltung 20 ist mit einem Eingang eines zweiten Umschalters 21 verbunden. Der zweite Eingang des zweiten Umschalters 21 ist mit einem Referenzsignalgenerator 22 verbunden. Der Ausgang des zweiten Umschalters 21 ist mit einem Dual-Slope-Integrator und Pulsbreitenmodulator 23 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Mikroprozessors 24 verbunden ist. Der Dual-SIope-Integrator integriert den von der Summationsschaltung 20 gelieferten Wert über einen vorgegebenen Zeitraum auf. Mit dem am Ende des vorgegebenen Zeitraums erreichten Wert als Ausgangswert Integriert er mit der von dem Referenzsignalgenerator gelieferten konstanten Spannung in die andere Richtung, so dass ein dreieckförmiges Signal entsteht, dessen beiden Flanken in der Regel eine unterschiedliche Steigung haben. Der Pulsbreitenmodulator ermittelt die Zeit, die notwendig ist, damit der Integrator von seinem am Ende des ersten vorbestimmten Zeitraums erreichten Ausgangswertes wieder auf Null zurückintegriert.

Weiterhin weist der Durchflussmesser auch eine Takterzeugungsschaltung 10 auf. Ein Taktgenerator 25 ist mit dem zweiten Umschalter 21 und dem Dual-Slope-Integrator und Pulsbreitenmodulator 23 verbunden. Der zweite Umschalter 21 wird bei Auftreten eines jeden Taktimpulses umgeschaltet, während der Dual-Slope-Integrator und Pulsbreitenmodulator 23 bei Auftreten eines jeden Taktimpulses seine Integrationsrichtung ändert. Der Taktgenerator 25 ist weiterhin mit einem Teiler 26 verbunden, der die Taktfrequenz einerseits durch den Faktor 2 teilt und mit dieser durch zwei geteilten Taktfrequenz den Umschalter 8 und das Schieberegister 13 versorgt und andererseits durch den Faktor 4 teilt und mit dieser Frequenz die Magnetsteuerschaltung 4 versorgt. Bei Auftreten eines Taktimpulses dreht die Magnetsteuerschaltung 4 das Magnetfeld in der Spule 2 um und der Simulationssignalgenerator 7 wechselt von einem ersten vorbestimmten Wert auf einen zweiten vorbestimmten Wert und umgekehrt. Der Umschalter 8 schaltet zwischen der Messgrösse und der Simulationsgrösse um. Der Taktgenerator 25 ist weiterhin mit einem Impulsformer 27 verbunden, der bei jeder ansteigenden Flan-

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ke des Taktsignals einen Impuls erzeugt, der den Integrator 12 auf seinen Ausgangswert zurücksetzt.

Fig. 2 zeigt den Aufbau des Integrators 12 und der Summationsschaltung 20. Das von den Elektroden 3 kommende Signal wird im Verstärker 5 verstärkt, dessen Verstärkungsfaktor durch eine Impedanz Z von aussen einstellbar sein kann. Über die Endwertwahischaltung 38 gelangt das Aus-gangssignal des Verstärkers 5 zu dem Umschalter 8, der durch einen Multiplexer gebildet werden kann.

Der mit dem Ausgang des Umschalters 8 verbundene Integrator wird durch einen Operationsverstärker 28, einen Widerstand R und einen Kondensator C gebildet. Bei Auftreten eines Resetimpulses von der Impulsformerschaltung 27 wird der Kondensator C kurz geschlossen, wobei der Ausgangswert des Integrators auf Null gesetzt wird. Das frequenzabhängige Dämpfungsglied 11 ist aus Gründen der Übersicht in Fig. 2 weggelassen.

Das Schieberegister 13 schiebt bei jedem Taktim-puls am Eingang 37 den Inhalt der Speicherstellen um eins weiter nach rechts. In der Speicherstelle 14 wird dabei der augenblickliche Ausgangswert des Integrators 12 festgehalten. Der Ausgang der ersten Speicherstelle 14 und der Ausgang der fünften Speicherstelle 18 sind über Widerstände R mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 29 verbunden, in dessen Rückführungszweig ein gleichgrosser Widerstand R angeordnet ist. Der Ausgang der dritten Speicherstelle 16 ist über einen gleichen Widerstand R mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 29 verbunden. Zwischen dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 29 und Masse ist ein doppelt so grosser Widerstand 2R angeordnet. Dadurch wird eine Summationschaltung realisiert, die vom zweifachen des Inhalts der dritten Speicherstelle 16 die Summe der Inhalte der ersten Speicherstelle 14 und der fünften Speicherstelle 18 abzieht. Wenn die erste, dritte und fünfte Speicherstelle 14, 16 und 18 die Mess- bzw. Simulationsgrösse speichert, speichert die zweite und die vierte Speicherstelle 15 und 17 jeweils die Simulations- bzw. Messgrösse. Durch die Summationsschaltung 20 werden also immer nur Grössen der gleichen Art miteinander verknüpft.

Fig. 3 zeigt eine einfache Ausführungsform eines Simulationssignalgenerators. Eine Referenzspannungsquelle 35 ist über einen Spannungsteiler R1, R2 mit Masse verbunden. Über den zweiten Widerstand R2 wird die Simulationsgrösse abgegriffen. Dazu schaltet ein Umschalter 36 den Simulati-onssignalgeneratorausgang zwischen dem Verbindungspunkt zwischen R1 und R2 und Masse hin und her. Die Simulationsgrösse ist danach ein Rechtecksignal, dessen beide Werte beispielsweise 0 V und 5 mV betragen. Es ist natürlich auch denkbar, den Simulationssignalgenerator so aufzubauen, dass die Simulationsgrösse symmetrisch zur Nullachse verteilt ist. Dies ist aber unerheblich, da durch die dem Integrator 12 folgende Summationsschaltung 20 eine Offsetspannung eliminiert wird und lediglich die Differenz zwischen den beiden Werten der Simulationsgrösse eine Rolle spielt.

Fig. 4 zeigt einige Funktionsverläufe von Signalen aus Fig. 1 und 2. In Fig. 1 sind die die jeweiligen Signale führenden Leitungen mit den Buchstaben der entsprechenden Zeilen bezeichnet.

Der Taktgenerator 25 erzeugt erste Taktimpulse, die in Fig. 4a gezeigt sind. Aus diesem Taktsignal werden im Impulsformer 27 die Resetimpulse (Fig. 4e) erzeugt, die bei jeder ansteigenden Flanke des Taktimpulses gebildet werden. Ein zweiter Tak-timpuls (Fig. 4b) hat die halbe Taktfrequenz, wie die ersten Taktimpulse a. Das Simulationssignal (Fig. 4c) ist in der vorliegenden Ausführung als eine positive Rechteckspannung ausgebildet, die mit der Messgrösse (Fig. 4d) synchron ist. Fig. 4f zeigt die Ausgangsspannung des Integrators. Fig. 4g zeigt die Ausgangsspannung der Summationsschaltung 20. Diese ist abschnittsweise konstant, weil die Speicherstellen 14 bis 18 des Schieberegisters 13 zu einem bestimmten Zeitpunkt den Ausgangswert des Integrators 12 festhalten und erst beim Auftreten eines neuen Taktimpulses verändert werden. Fig. 4h zeigt den Ausgang des Dual-Slope-Integrators und Fig. 4i zeigt die breitenmodulierten Impulse, die dem Mikroprozessor 24 zugeführt werden.

In der ersten ^-Periode ist der Integrator 12 über den Schalter 8 mit dem Simulationssignalgenerator 7 verbunden. Die hohe, positive Simulationsgrösse (Fig. 4c) in dieser %-Periode lässt die Integratorausgangsspannung auf einen relativ hohen Wert ansteigen, bis der Integrator durch den Resetimpuls (Fig. 4e) wieder auf Null gesetzt wird. In der nächsten ^-Periode ist der Integrator 12 über den Schalter 8 mit der Messgrösse (Fig. 4d) verbunden. Der Wert dieser Grösse ist in dem gezeigten Beispiel ein kleinerer positiver Wert als die vorgehende Simulationsgrösse und lässt den Integrator 12 auf eine relativ kleine Spannung steigen, bis die Spannung vom Resetimpuls (Fig. 4e) wieder auf Null gesetzt wird. In der folgenden ^-Periode ist der Integrator wieder mit dem Simulationssignalgenerator 7 verbunden, der jetzt eine niedrige positive Spannung abgibt, was wieder eine relativ kleine positive Spannung am Integratorausgang verursacht. In der letzten ^-Periode ist der Integrator 12 wieder mit der Messgrösse verbunden, die wegen eines im Gegensatz zur zweiten ^-Periode umgedrehten Magnetfeldes jetzt negativ ist, so dass der Ausgangswert des Integrators 12 auf einen negativen Wert ansteigt. Die hier gezeigte Ausgangsspannung (Fig. 4f) des Integrators 12 geht von einem nicht-invertierenden Integrator aus. Bei der Anwendung des in Rg. 2 gezeigten Umkehrintegrators haben die Ausgangswerte des Integrators das umgekehrte Vorzeichen. Die in Fig. 4d gezeigte Messgrösse ist eine ideale Messspannung ohne Störspannungen oder Verschiebung des Gleichstromniveaus. Dem tatsächlichen Messsignal ist jedoch immer eine Störspannung überlagert, die um das Tausendfache grösser sein kann als die eigentliche Messspannung. Aus diesem Grund ist das gezeigte Integratorsignal (Fig. 4f) auch eine idealisierte Darstellung. In der Praxis treten wesentlich grössere Spannungsunterschiede zwischen den einzelnen Spannungen auf. Deshalb kann dieses Integratorsignal auch nicht direkt in ein digitales Signal umgewandelt werden, ohne dass ein wichtiger Teil der In-

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formation bei der Analog/Digital-Wandlung verloren geht.

Jedesmal dann, wenn der Umschalter 8 umgeschaltet wird, wird der Integrator 12 durch einen Resetimpuls wieder auf Null zurückgesetzt. Gleichzeitig wird der erreichte Ausgangswert des Integrators 12 in der ersten Speicherstelle 14 des Schieberegisters 13 gespeichert, während die bisherigen Speicherinhalte um eine Speicherstelle weiter nach rechts verschoben werden. An der Summationsschaltung 20 liegen also nur Werte an, die über eine halbe Schaltperiode des Umschalters 8 konstant sind. Der Dual-Slope-Integrator 23 integriert die Ausgangsspannung der Summationsschaltung 20 über die Hälfte dieses Zeitraumes auf. Am Ende dieses Zeitraums schaltet der zweite Umschalter 21 um, worauf hin der Integrator mit einer konstanten Spannung des Referenzsignalgenerators 22 eine abfallende Spannung erzeugt. Der Zeitraum, während dessen der Integrator 23 seine abfallende Flanke erzeugt, ist ein Mass für die Breite des Impulses, der am Ausgang des Pulsbrertenmodulators 23 erscheint. Je niedriger die Eingangsspannung des Dual-Slope-Integrators war, desto weniger Zeit benötigt die Spannung des Referenzsignalgenerators 22, um die Ausgangsspannung des Integrators wieder auf Null zurückzubringen und desto schmaler wird der Impuls am Ausgang des Pulsbreitenmodulators 23.

Die Impulse mit unterschiedlichen Breiten werden dem Mikroprozessor 24 zugeführt, der den Durch-fluss aus dem Quotienten der Differenz der Breite des Impulses W4 und der Breite des Impulses W2 und der Differenz aus der Breite des Impulses W3 und der Breite des Impulses W1 bestimmt. Dieser Quotient muss lediglich mit einer Konstanten multipliziert werden, um den wahren Durchfluss zu ermitteln.

Der Durchflussmesser von Fig. 1 wird mit einer konstanten Taktfrequenz des Taktgenerators 25 betrieben. Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform der Taktimpulserzeugungsschaltung 10. Hierbei wird der Tato des Taktgenerators 25 nicht über einen festen Teiler 26 geleitet, sondern über einen Teiler 30 zu einer Auswahlschaltung 31 geführt. Der Teiler 30, der beispielsweise durch einen Schaltkreis CMOS 4520 realisiert werden kann, teilt die Taktfrequenz durch zwei, durch vier und durch acht. Der Auswahlschaltung 31, die beispielsweise durch einen Multiplexer CMOS 4052 realisiert werden kann, werden also vier Taktsignale zugeführt, deren Frequenzen im Verhältnis 1:2:4:8 stehen. Über die Grössen Ao und Ai kann man auswählen, welche Frequenz am Ausgang Q erscheinen soll. Damit lässt sich die Umschaltfrequenz des Schalters 8 und damit die Periodendauer der Magnetsteuerschaltung und des Simulationssignalgenerators verschiedenen Erfordernissen anpassen. Die gewählte Frequenz wird dabei durch die beiden Grössen Ao und Ai bestimmt. Wenn beide Grössen Null sind, gelangt die Frequenz des Ausgangssignals CP des Taktgenerators 25 direkt zum Ausgang Q der Auswahlschaltung 31. Für Ao=1 At=0 wird die Frequenz halbiert, für Ao=0 und Ai=1 wird sie geviertelt und, wenn beide Grössen 1 sind, wird sie durch 8 dividiert. Das Signal Q wird direkt in den Impulsformer 27 eingespeist, der bei jeder ansteigenden Ranke des Signals Q ein Resetsignal R erzeugt. Das Signal Q wird weiterhin in einem Teiler 32 5 halbiert. Das Ausgangssignal Q/2 wird dem Umschalter 8 zugeführt. Der Teiler 32 teilt das Signal Q ebenfalls durch den Faktor 4 und führt das Ausgangssignal Q/4 der Magnetsteuerschaltung 4 zu.

Die verschiedenen Taktfrequenzen, die so aus-10 gewählt werden können, ermöglichen, dass verschiedene Werte für die Magnetisierungsfrequen-zen verwendet werden können, um damit die Zeitkonstanten des Messgeräts zu ändern. Da die Simulationsfrequenz der Magnetisierungsfrequenz 15 angepasst sein soll, lässt sich auf diese Weise der Betrieb der Messvorrichtung auch für verschiedene Magnetisierungsfrequenzen sicherstellen.

Im Gegensatz zur Schaltung der Fig. 1 und dem Signalverlauf der Rg. 4, wo die Simulationsgrösse je-20 weils über eine halbe Periode konstant blieb, wird der Simulationssignalgenerator 7 im vorliegenden Ausführungsbeispiel anders gesteuert. Da die Simulationsgrösse nur in jeder ersten und dritten k~ Periode abgetastet wird, kann das Simulationssignal 25 auch eine Pulsbreite von nur ^-Periode mit einem Wert und von %-Perioden mit einem anderen Wert haben. Beispielsweise kann über ^-Periode das in Rg, 3 gezeigte Signal von 5 mV erzeugt werden, während über % der Periode der Wert 0 V erzeugt 30 wird. Für die Durchflussberechnung macht es im Prinzip keinen Unterschied, ob die Simulationsgrösse mit der Messgrösse phasengleich ist oder um 180° phasenverschoben ist. Zur Erzeugung dieses Simulationssteuersignals wird im Teiler 32 nicht nur 35 das Signal Q/4 erzeugt, sondern auch das dazu inverse Signal -Q/4. Durch eine Logikschaltung 33 wird dann ein Signal erzeugt, dass dem Signal U entspricht, bei dem jeder zweite Impuls weggelassen ist. Für ein mit dem Magnetsteuersignal M phasen-40 gleiches Signal wird dabei einer der beiden Ausgangsleitungen des Gatters 33 verwendet, während für den anderen Fall die andere Leitung verwendet wird. Welches Signal letztendlich verwendet wird, wird in der Auswahlschaltung 34 bestimmt und zwar 45 in Abhängigkeit von einer Grösse Az.

Fig. 6 zeigt die Signalverläufe des Magnetsteuersignals M und des Umschaltersteuersignals U für vier verschiedene Betriebsarten und des Simulationssfeuersignals S und des Reset-Signals R für 50 zwei verschiedene Betriebsarten.

Für den Fall A2=0 ist das Simulationssteuersignal S phasengleich mit dem Magnetsteuersignal M. Für Ä2=1 ist es um 180° phasenverschoben. Es kann nämlich das Problem auftreten, dass das Simulati-55 onssteuersigna! und die Simulationsgrösse die Elektrodenanordnung oder den Integrator beeinflussen. Wenn man die Simulatorsteuerung mit A2=0 benutzt, bedeutet dies, das hauptsächlich die positive Durchfiuss-Messperiode beeinflusst wird, wäh-60 rend mit der anderen Betriebsart (A2=1) hauptsächlich die negative Messperiode beeinflusst wird. Um diesen Fehler zu eliminieren, wird periodisch zwischen den beiden möglichen Simulatorsteuerungen gewechselt, so dass sich mögliche Fehlerbeiträge 65 gegeneinander aufheben.

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Claims (23)

Patentansprüche

1. Verfahren zur magnetisch-induktiven Durchflussmessung* bei dem eine durch ein periodisch alternierendes, abschnittsweise konstantes Magnetfeld erzeugte Messgrösse in einem Abschnitt jeder Halbperiode verarbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, dass eine abschnittsweise konstante Simulationsgrösse so erzeugt wird, dass sie sich synchron zum Magnetfeld ändert und in einem weiteren Abschnitt jeder Halbperiode wechselweise mit der Messgrösse auf die gleiche Weise wie die Messgrösse zu Ausgangswerten verarbeitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messgrösse oder ihr Ausgangswert mit der Simulationsgrösse oder Ihrem Ausgangswert verglichen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass Mess- und Simulationsgrösse nach der Verarbeitung verglichen werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Messgrösse und gegebenenfalls der Simulationsgrösse seriell in hintereinander angeordneten Speicherstellen gespeichert werden, wobei bei Erzeugung eines neuen Ausgangswertes der Mess- bzw. Simulationsgrösse die vorhandenen Ausgangswerte in der jeweils nächsten Speicherstelle gespeichert werden und die Auswertung unter Venwendung des Inhalts mindestens zweier Speicherstellen erfolgt.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangswerte der Messgrösse und der Simulationsgrösse jeweils getrennt aus den Speicherstellen ausgelesen und verarbeitet werden.

6. Verfahren nach einem dèr Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens drei aufeinanderfolgende Ausgangswerte der Mess- bzw. Simulationsgrösse gespeichert und dann zusammen verarbeitet werden.

7* Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verarbeitungsgrösse aus der Differenz zwischen dem zweifachen des zweiten Ausgangswertes und der Summe des ersten und dritten Ausgangswertes gebildet wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchflussrate proportional zum Verhältnis der Verarbeitungsgrösse aus Ausgangswerten der Messgrösse und der Verarbeitungsgrösse aus Ausgängswerten der Simulationsgrösse gebildet wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass aus der Verarbeitungsgrösse breiten modulierte Impulse gewonnen werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchflussrate mit Hilfe von vier aufeinanderfolgenden Impulsen gebildet wird, wobei die Durchflussrate proportional zum Quotienten aus der Pulsbreiten-Differenz des zweiten und vierten Impulses und der Pulsbreiten-Differenz des ersten und dritten Impuises ist

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Simulationsgrösse über einen ersten Abschnitt, der grösser als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten ersten Eingangswert und über einen zweiten Abschnitt, der kleiner als die halbe Periodendauer ist, einen konstanten zweiten Eingangswert annimmt, wobei der Wechsel zwischen den beiden Eingangswerten *

zwischen einer Messsignal- und einer Simulations-signalmessperiode liegt.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch ge- *» kennzeichnet, dass der zweite Eingangswert der Simulationsgrösse periodisch wechselnd entweder in der ersten oder in der zweiten Periodenhälfte erzeugt wird.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12,

dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangswert der Simulationsgrösse mit einem Sollwert verglichen wird.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer vorgegebenen Abweichung des Ausgangswertes der Simulationsgrösse vom Sollwert ein Alarm ausgelöst wird.

15. Magnetisch-induktiver Durchflussmesser zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 14, mit einer ein Magnetfeld erzeugenden Spule, einer mit der Spule verbundenen Magnetfeldsteuerschaltung, einer etwa senkrecht zu dem Magnetfeld und zur Durchflussrichtung angeordneten Elektrodenanordnung, einem mit der Elektrodenanordnung verbundenen Verstärker und einer Auswerteschaltung, dadurch gekennzeichnet,

dass ein Simulationssignalgenerator (7) zur Erzeugung einer Simulationsgrösse vorgesehen ist, der mit einem Eingang eines Umschalters (8) verbunden ist, der Verstärker (5) mit dem anderen Eingang des Umschalters (8) verbunden ist und der Ausgang des Umschalters (8) mit der Auswerteschaltung (9) verbunden ist.

16. Durchflussmesser nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein Taktgenerator (25) vorgesehen ist, der die Magnetfeldsteuerschaltung (4) und den Simulationssignalgenerator (7) mit ersten Impulsen einer ersten Taktfrequenz und den Umschalter (8) mit zweiten Impulsen einer doppelt so hohen zweiten Taktfrequenz versorgt, wobei bei Auftreten eines Taktimpulses die Magnetfeldsteuerschaltung (4) die Richtung des Magnetfeldes umdreht, der Simulationssignalgenerator (7) die Simulationsgrösse zwischen einem vorbestimmten ersten Eingangswert und einem vorbestimmten zweiten Eingangswert wechselt und der Umschalter (8) umschaltet.

17. Durchflussmesser nach Anspruch 15 oder 16,

dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (9) einen mit dem Ausgang des Umschalters (8) verbundenen Integrator (12) aufweist, der von jeder negativen und jeder positiven Flanke der zwei- f ten Taktimpulse auf seinen Ausgangswert zurückgesetzt wird.

18. Durchflussmesser nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschal- ^ tung (9) ein frequenzabhängiges Dämpfungsglied

(11) aufweist, das zwischen dem Ausgang des Umschalters (8) und dem Eingang des Integrators (12) angeordnet ist.

19. Durchflussmesser nach einem der Ansprüche

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10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

8

15 CH679 073 A5

15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (9) ein Schieberegister (13) mit mindestens zwei Speicherstellen (14 bis 18) aufweist, das mit dem Ausgang des Integrators (12) verbunden ist, bei Auftreten der zweiten Impulse den aktu- 5 eilen Wert des Integratorausgangs in der ersten Speicherstelle (14) speichert und den bisherigen Inhalt aller Speicherstellen (14-18) um eine Speicherstelle (14—18) weiterschiebt.

20. Durchflussmesser nach Anspruch 19, da- 10 durch gekennzeichnet, dass das Schieberegister

(13) fünf Speicherstellen (14—18) aufweist.

21. Durchflussmesser nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass eine Summationsschaltung (20) mit dem Schieberegister (13) verbunden 15 ist, die die Differenz zwischen der Summe des Inhalts der ersten (14) und fünften (18) Speicherstelle und dem doppelten des Inhalts der dritten Speicherstelle (16) bildet.

22. Durchflussmesser nach einem der Ansprü- 20 che 17 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (9) eine Pulsbreiten-Modula-tionseinrichtung (21-23) aufweist, die aus aus Ausgangswerten des Integrators (12) gewonnen Grössen Auswerteimpulse mit von den Grössen abhängi- 25 gen Breiten bildet.

23. Durchflussmesser nach Anspruch 22, gekennzeichnet durch eine Recheneinrichtung (24), die die Auswerteimpulse in Vierergruppen zusam-menfasst und den Durchfluss proportional zum 30 Quotienten aus der Differenz der Breiten des zweiten und des vierten Impulses und der Differenz der Breiten des ersten und des dritten Impulses bildet.

35

40

45

50

55

60

65

9