CH707347B1

CH707347B1 - Digitaler Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator.

Info

Publication number: CH707347B1
Application number: CH00368/13A
Authority: CH
Inventors: Wettstein Dieter
Original assignee: Besi Switzerland Ag
Priority date: 2012-12-19
Filing date: 2013-01-30
Publication date: 2017-05-31
Also published as: DE102013114160B4; CH707347A1; DE102013114160A1

Abstract

Ein digitaler Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator (1) umfasst eine H-Brücke (2) mit zwei Zweigen, in deren Mitte der Resonator anzuschliessen ist, einen ersten Stromsensor (13), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des ersten Zweiges (A) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, einen zweiten Stromsensor (14), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des zweiten Zweiges (B) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, und eine digitale Steuereinheit (15), die eingerichtet ist, die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors (13) und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors (14) zu bilden, zwei Rechtecksignale für die Steuerung der beiden Zweige der H-Brücke (2) zu bilden, die eine gleiche Frequenz und einen Tastgrad von 50% aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel phasenverschoben sind, und die Frequenz der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn die besagte Differenz ein vorbestimmtes Vorzeichen hat, und die Frequenz zu verringern, wenn die besagte Differenz das umgekehrte Vorzeichen hat.

Description

Beschreibung [0001] Die Erfindung betrifft einen digitalen Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator.

[0002] Beispiele elektrischer Resonatoren sind: piezoelektrische Resonatoren, zum Beispiel Ultraschall-Transducer, und andere elektrische oder elektromechanische Resonatoren.

[0003] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonanztreiber mit insofern optimalen Eigenschaften zu entwickeln, als dass der Resonanztreiber eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik darstellt.

[0004] Die Erfindung besteht in den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

[0005] Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels und anhand der Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator, und

Fig. 2, 3 zeigen Spannungs- und Stromdiagramme.

[0006] Die Fig. 1 zeigt ein Schema eines erfindungsgemässen digitalen Resonanztreibers für einen elektrischen Resonator 1. Der Resonanztreiber umfasst eine so genannte H-Brücke 2, in deren Mitte der elektrische Resonator 1 liegt. Eine solche H-Brücke 2 wird auch als Vierquadrantensteller bezeichnet. Die H-Brücke 2 umfasst einen ersten Zweig A und einen zweiten Zweig B. Jeder Zweig weist einen ersten Transistor 3A bzw. 3B und einen zweiten Transistor 4A bzw. 4B, die in Reihe geschaltet sind, und zwei Freilaufdioden 5A, 6A bzw. 5B, 6B auf. Die Transistoren 3A, 3B, 4A und 4B sind beispielsweise n-Kanal MOSFET’s, die je einen Stromeingang, einen Stromausgang und ein Gate aufweisen. Die Freilaufdiode 5A ist parallel zum Transistor 3A, die Freilaufdiode 6A ist parallel zum Transistor 4A, die Freilaufdiode 5B ist parallel zum Transistor 3B, die Freilaufdiode 6B ist parallel zum Transistor 4B geschaltet, und zwar in Sperrpolung, um den entsprechenden Transistor vor einer Rückwärtsüberspannung zu schützen. Der elektrische Resonator 1 ist an den Verbindungsknoten 7 zwischen dem ersten Transistor 3A und dem zweiten Transistor 4A des ersten Zweiges A und an den Verbindungsknoten 8 zwischen dem ersten Transistor 3B und dem zweiten Transistor 4B des zweiten Zweiges B anzuschliessen, wobei jeder Zweig einen Stromeingang 9A bzw. 9B, der mit einer Speisespannung VDD beaufschlagbar ist, und einen Stromausgang 10A bzw. 10B, der direkt oder indirekt an Erde 11 angeschlossen ist, aufweist. Der Resonanztreiber umfasst weiter einen ersten Gate-Treiber 12A, der die Transistoren 3A und 4A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 steuert, und einen zweiten Gate-Treiber 12B, der die Transistoren 3B und 4B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 steuert. Der Gate-Treiber 12A steuert die Transistoren 3A und 4A derart an, dass immer einer der beiden Transistoren elektrisch leitend und der andere der beiden Transistoren elektrisch nicht leitend, d.h. sperrend, ist, wobei die Übergänge so erfolgen, dass nie beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Das Gleiche macht der Gate-Treiber 12B mit den Transistoren 3B und 4B.

[0007] Der Resonanztreiber umfasst zudem einen ersten Stromsensor 13, der den zeitlichen Mittelwert lA des vom Stromausgang 10A des ersten Zweiges A der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms lA(t) misst (t = Zeit), und einen zweiten Stromsensor 14, der den zeitlichen Mittelwert lB des vom Stromausgang 10B des zweiten Zweiges B der H-Brücke 2 zur Erde 11 fliessenden Stroms lB(t) misst.

[0008] Der Resonanztreiber umfasst des Weiteren eine Steuereinheit 15, vorzugsweise eine digitale Steuereinheit, die eingerichtet ist, um a) das Vorzeichen der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zu erfassen, b) ein erstes Rechtecksignal zu bilden, das den ersten Gate-Treiber 12A steuert, c) ein zweites Rechtecksignal zu bilden, das den zweiten Gate-Treiber 12B steuert, wobei die beiden Rechtecksignale einen Tastgrad (duty cycle) von 50% und eine gleiche Frequenz f aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel Ψ phasenverschoben sind, und d) die Frequenz f der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn das gesagte Vorzeichen einen ersten Wert hat, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen einen zweiten, zum ersten Wert umgekehrten Wert hat. Der erste Wert ist +1, der zweite Wert -1, oder umgekehrt.

[0009] Der Tastgrad eines Rechtecksignals bezeichnet das Verhältnis von der Impulsdauer zur Periodendauer. Die Steuereinheit 15 ist beispielsweise ein Microkontroller, ein FPGA (Field Programmable Gate Array), ein DSP (Digital Signal Processor) oder dergleichen. Die Steuereinheit 15 umfasst bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wenigstens folgende Einheiten bzw. Funktionsblöcke: einen Taktgeber (Clock generator), einen A/D-Wandler, der das bei diesem Ausführungsbeispiel analoge Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 in einen Digitalwert D-ι und das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 in einen Digitalwert D2 umwandelt, eine Recheneinheit, die die Differenz A = D-|-D2 und/oder das Vorzeichen V(A) bildet mit V = positiv, wenn Δ > 0 und V = negativ wenn Δ < 0, einen Rechteckgenerator, der zwei Rechtecksignale mit einem Tastgrad (duty cycle) von 50% bildet, die die gleiche Frequenz f haben und relativ zueinander um den einstellbaren Phasenwinkel Ψ phasenverschoben sind, und einen Frequenzgeber, der eingerichtet ist, die Frequenz f zu erhöhen, wenn das besagte Vorzeichen ein erstes vorbestimmtes Vorzeichen ist, und die Frequenz f zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen das zum ersten Vorzeichen umgekehrte Vorzeichen ist. Wenn ein Vorzeichen positiv ist, dann ist das dazu umgekehrte Vorzeichen negativ.

[0010] Die Recheneinheit ist mit Vorteil eingerichtet, zusätzlich die Summe S = D-i+ D2 zu bilden.

[0011] Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Steuereinheit 15 ist anstelle des A/D-Wandlers ein Komparator vorhanden, dessen erstem Eingang das Ausgangssignal des ersten Stromsensors 13 und dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal des zweiten Stromsensors 14 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Komparators entspricht somit dem Vorzeichen V(A).

[0012] Das erste Rechtecksignal steuert den ersten Gate-Treiber 12A, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3A und 4A bewirkt, dass am Verbindungsknoten 7 ein rechteckförmiges Spannungssignal VA(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das erste Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDD oder 0 ist. Das zweite Rechtecksignal steuert den zweiten Gate-Treiber 12B, dessen Steuerung der beiden Transistoren 3B und 4B bewirkt, dass am Verbindungsknoten 8 ein rechteckförmiges Spannungssignal VB(t) anliegt, das den gleichen Verlauf wie das zweite Rechtecksignal hat und dessen Spannungspegel entweder VDd oder 0 ist.

[0013] Der Stromsensor 13 umfasst als Messelement bevorzugt einen Nebenschlusswiderstand 16 (shunt), der zwischen dem Ausgang des Transistors 4A und Erde 11 angeordnet ist. Die am Nebenschlusswiderstand 16 anliegende Spannung wird über einen Tiefpassfilter 17 einem Verstärker 18 zugeführt. Der Tiefpassfilter 17 umfasst einen Widerstand und einen Kondensator und bildet den Mittelwert der am Nebenschlusswiderstand 16 anliegenden Spannung und somit den Mittelwert lA des durch den Nebenschlusswiderstand fliessenden Stroms lA(t). Der Stromsensor 14 ist, wie in der Fig. 1 dargestellt, in gleicher Weise aufgebaut. Es können auch andere Stromsensoren verwendet werden, zum Beispiel Stromsensoren, die auf dem Halleffekt beruhen und das von dem Strom erzeugte Magnetfeld messen. Der Stromsensor kann eingerichtet sein, anstelle eines analogen Ausgangssignals ein digitales Ausgangssignal zu liefern, so dass dann der A/D-Wandler der Steuereinheit 15 nicht nötig ist.

[0014] Die Fig. 2 und 3 zeigen das am ersten Verbindungsknoten 7 anliegende Spannungssignal VA(t), das am zweiten Verbindungsknoten 8 anliegende Spannungssignal VB(t), das am Resonator 1 anliegende Spannungssignal VTD(t) = VA(t)-VB(t) und den durch den Resonator 1 fliessenden Strom lTD(t), wenn die Spannung VTD(t) und der Strom lTD(t) in Phase sind, d.h. φ = 0 ist. Das Spannungssignal VTD(t) oszilliert zwischen den drei Pegeln -VDD, 0 und VDD, es ist ein so genanntes Three Point PWM Signal. Der Tastgrad des Spannungssignals VTD(t) ist mittels eines Parameters D einstellbar, wobei der Parameter D so gewählt ist, dass die Phasenverschiebung Ψ zwischen den Spannungssignalen VA(t) und VB(t) bei D=0 Ψ = 0° und bei D=1 Ψ = π = 180° beträgt. Der Parameter D und der Phasenwinkel Ψ sind somit verknüpft durch Ψ = D*7t. Die Fig. 2 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D = 0.2. Die Fig. 3 zeigt die Spannungssignale VA(t), VB(t) und VTD(t) für D=0.9.

[0015] Die erste Oberwelle des Spannungssignals VTü(t) ergibt sich zu

(1) [0016] Mit

(2) wobei |z| die elektrische Impedanz des Resonators 1 bezeichnet, ergeben sich die zeitlichen Mittelwerte lA bzw. IB der Ströme lA(t) und lB(t) zu

(3)

(4) wobei die Grösse φ die Phasenverschiebung zwischen dem am Resonator 1 anliegenden Spannungssignal VTD(t) und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom lTD(t) bezeichnet.

[0017] Die Differenz der Mittelwerte Ia-Ib ergibt sich zu

(5) [0018] Wenn der Resonator 1 mit seiner Resonanzfrequenz fR angeregt wird, dann verschwindet die Phasenverschiebung φ zwischen dem Spannungssignal VTd und dem Strom ITd, d.h. bei φ = 0 ist I a—Ib = o.

[0019] Die Differenz lA-lB eignet sich für die Regelung der Frequenz f, weil die Funktion sin φ bei φ = 0 einen Nulldurchgang hat und weil die Differenz lA-lB im Bereich der Resonanzfrequenz fR proportional zur Phasenverschiebung φ ist. Aus der Gleichung (4) ergibt sich, dass die Bedingung

(6) erfüllt sein muss, da sonst die Differenz lA-lB immer verschwindet. Die Regelung der Frequenz f funktioniert sehr gut bis zu einem Maximalwert D = 0.9, was immerhin 98% der maximal möglichen Leistung entspricht.

[0020] Die Summe lA + lB ergibt sich zu

(7) [0021] Das folgende Verfahren ermöglicht es, den Resonator 1 in Resonanz zu bringen und bei seiner Resonanzfrequenz zu betreiben. Es umfasst folgende Schritte: 1. Auswahlen eines geeigneten Wertes für den Parameter D.

Ein geeigneter Wert von D liegt im Bereich von 0.2 bis 0.9, wobei ein tiefer Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung eher klein, und ein grosser Wert bedeutet, dass die im Resonanzfall vom Resonator 1 bezogene Leistung relativ gross ist. Ein besonders geeigneter Wert ist beispielsweise D = 0.5. 2. Erzeugen der beiden Rechtecksignale zur Beaufschlagung des Gate-Treibers 12A und des Gate-Treibers 12B mit einer dem Parameter D entsprechenden Phasenverschiebung Ψ und mit einer Startfrequenz f0, die unterhalb der Resonanzfrequenz fR des Resonators 1 liegt. 3. Beaufschlagen der Gate-Treiber 12A und Gate-Treiber 12B mit den Rechtecksignalen und Bilden der zeitlichen Mittelwerte IA und IB der Ströme lA(t) und lB(t).

Die Phasenverschiebung φ zwischen der am Resonator 1 anliegenden Spannung und dem durch den Resonator 1 fliessenden Strom ist entweder negativ oder positiv. Auch die Differenz lA-lB und somit das Vorzeichen V(IA—IB) ist entweder negativ oder positiv. Im Folgenden wird angenommen, dass das Vorzeichen V(IA-IB) unter den Anfangsbedingungen f0 < fR negativ ist. 4. Stufenweises Erhöhen der Frequenz f um einen Frequenzschritt ΔΤ, bis das Vorzeichen V(IA-IB) wechselt, d.h. positiv ist. 5. Festlegen eines neuen Frequenzschrittes Af2, der betragsmässig kleiner ist als der Frequenzschritt ΔΤ.

Claims

6. Stufenweises Erniedrigen der Frequenz f um den Frequenzschritt Af2, bis das Vorzeichen V(Ia-Ib) wieder wechselt, d.h. negativ ist.
7. Festlegen eines neuen Frequenzschrittes Af-ι; der betragsmässig kleiner ist als der Frequenzschritt Af2.
8. Wiederholtes Durchführen der Schritte 4 bis 7. Die Wiederholung der Schritte 4 bis 7 erfolgt, bis der Frequenzschritt einen vorbestimmten minimalen Wert erreicht hat oder bis Ia-Ib = 0 oder annähernd 0 ist. Weil die Frequenzschritte Af-ι und Af2 betragsmässig zunehmend kleiner werden, wird nämlich irgendwann die Resonanzfrequenz fR erreicht.
9. Verkleinern oder Vergrössern des Parameters D in einem vorbestimmten Bereich, der von einem Minimalwert Dmin bis zu D = 0.9 reicht, um die an den Resonator 1 abgegebene Leistung zu verringern oder zu erhöhen.
10. Regeln der Frequenz f, um den Resonator 1 bei seiner Resonanzfrequenz fR zu halten, durch Reduzieren der Frequenz f, wenn das Vorzeichen V(IA-IB) positiv, und Erhöhen der Frequenz f, wenn das Vorzeichen V(IA-IB) negativ ist. [0022] Die angegebenen Schritte geben das grundlegende Prinzip wieder, wie die Resonanzfrequenz gefunden und gehalten werden kann. Im Grunde genommen enthält der Schritt 8 bzw. die beiden Schritte 7 und 8 die gesamte Information, d.h. es genügt im Prinzip,
1. Den Parameter D entsprechend der im Resonanzfall gewünschten Leistung innerhalb des Bereichs von Dmin und D = 0.9 zu wählen.
2. Die Frequenz f wie oben im Schritt 8 angegeben zu steuern. [0023] Die Summe lA + lB kann verwendet werden, um bei Resonanz den Parameter D und somit den Phasenwinkel Ψ zu steuern, d.h. der Parameter D wird so eingestellt, dass die Summe lA + lB einen vorbestimmten Wert erreicht. Patentansprüche
1. Digitaler Resonanztreiber für einen elektrischen Resonator (1), umfassend eine H-Brücke (2) umfassend einen ersten Zweig (Δ) und einen zweiten Zweig (B), wobei jeder Zweig einen ersten Transistor (3A bzw. 3B) und einen zweiten Transistor (4A bzw. 4B), die in Reihe geschaltet sind und einen gemeinsamen Verbindungsknoten (7 bzw. 8) haben, und zwei Freilaufdioden (5A, 6A bzw. 5B, 6B) aufweist, wobei die erste Freilaufdiode parallel zum ersten Transistor und die zweite Freilaufdiode parallel zum zweiten Transistor geschaltet ist, wobei der elektrische Resonator (1) an den Verbindungsknoten (7) zwischen dem ersten Transistor (3A) und dem zweiten Transistor (4A) des ersten Zweiges (Δ) und an den Verbindungsknoten (8) zwischen dem ersten Transistor (3B) und dem zweiten Transistor (4B) des zweiten Zweiges (B) anschliessbar ist, wobei jeder Zweig einen Stromeingang, der mit einer Speisespannung beaufschlagbar ist, und einen Stromausgang, der direkt oder indirekt an Erde (11) anschliessbar ist, aufweist, einen ersten Gate-Treiber (12A), der die Transistoren (3A, 4A) des ersten Zweiges der H-Brücke (2) steuert, einen zweiten Gate-Treiber (12B), der die Transistoren (3B, 4B) des zweiten Zweiges der H-Brücke (2) steuert, einen ersten Stromsensor (13), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des ersten Zweiges (A) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, einen zweiten Stromsensor (14), der ein Ausgangssignal liefert, das den zeitlichen Mittelwert des vom Ausgang des zweiten Zweiges (B) der H-Brücke (2) zur Erde (11) fliessenden Stroms repräsentiert, und eine Steuereinheit (15), die eingerichtet ist, das Vorzeichen der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Stromsensors (13) und dem Ausgangssignal des zweiten Stromsensors (14) zu erfassen, ein erstes Rechtecksignal zu bilden, das den ersten Gate-Treiber (12A) steuert, ein zweites Rechtecksignal zu bilden, das den zweiten Gate-Treiber (12B) steuert, wobei die beiden Rechtecksignale eine gleiche Frequenz und einen Tastgrad von 50% aufweisen und relativ zueinander um einen einstellbaren Phasenwinkel phasenverschoben sind, und die Frequenz der Rechtecksignale zu erhöhen, wenn das besagte Vorzeichen ein erstes vorbestimmtes Vorzeichen ist, und die Frequenz zu verringern, wenn das besagte Vorzeichen das zum ersten vorbestimmten Vorzeichen umgekehrte Vorzeichen ist.
2. Digitaler Resonanztreiber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (15) eingerichtet ist, die Summe des Ausgangssignals des ersten Stromsensors (13) und des Ausgangssignals des zweiten Stromsensors (14) zu bilden, und den Phasenwinkel so einzustellen, dass die besagte Summe einen vorbestimmten Wert erreicht.
3. Digitaler Resonanztreiber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Stromsensor (13) ein Tiefpassfilter (17) umfasst, und dass der zweite Stromsensor (14) ein Tiefpassfilter umfasst.
4. Digitaler Resonanztreiber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Stromsensor (13) einen Nebenschlusswiderstand (16), der den Ausgang des zweiten Transistors (4A) des ersten Zweiges (Δ) der H-Brücke (2) mit Erde (11) verbindet, und ein Tiefpassfilter (17) umfasst, und dass der zweite Stromsensor (14) einen Nebenschlusswiderstand, der den Ausgang des zweiten Transistors (4B) des zweiten Zweiges (B) der H-Brücke (2) mit Erde (11) verbindet, und ein Tiefpassfilter umfasst.