CN100367698C - 同步数据检测单元及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用以在一通讯系统内检测预定同步数据的一种同步数据检测单元。该同步数据被传输于该通讯系统的一通讯信号内的一传输帧内。该同步数据包括一个先编码后传输的相同的二进制符号序列。该同步数据检测单元包括一解码器，以解码所接收的该通讯信号以及产生具有多级信号值的输出数据串。该解码器的输出的该多级信号值被平滑(smooth)于一滤波装置内。平滑后的信号被与预定的门限值比较。如果该平滑后的信号超过该预定门限值，则代表检测到该同步数据的检测结果。

Description

同步数据检测单元及方法

技术领域

本发明系有关于一种检测预定同步数据的同步数据检测单元以及方法，且特别是有关于一种在一无线局域网络(WLAN，Wireless localarea network)通讯系统内的接收器与接收方法。

背景技术

在比如为无线局域网络(WLAN)系统的通讯系统内，让接收器同步于传输器是重要的，这使得信息可成功地交换于该传输器与该接收器的间。无线局域网络系统是一种具有弹性的数据通讯系统，可实施为有线局域网络的延伸或另一种选择。WLAN系统利用射频或红外线技术而通过空气来传输以及接收数据以将连接线的需求降至最低。因此，该WLAN系统兼有数据连结以及使用者移动性。

大部份的WLAN系统系使用扩频技术，该扩频技术为使用于可靠与安全性通讯系统中所发展出的宽带射频技术。该扩频技术系设计成能在可靠性、整合性与安全性之间取得频宽使用效率的平衡点。经常使用的两种扩频无线系统系：跳频(frequency hoping)与直接序列(DirectSequence)系统。

在直接序列扩频技术系统中，利用具有较高频率与较高信息位率的字符码与字符(symbol)来对各数据位进行编码而完成扩频。所得的″扩频″后信号系分布于较大频宽上，这将导致相当低的功率频谱密度，使得其它通讯系统较不会受到传输此直接序列扩频信号的装置的干扰。直接序列扩频技术应用对该传输器与接收器而言皆为已知的仿真(pseudo)随机噪声字符码以扩频该数据。该字符码包括由待传输的该信息位乘上(或进行″互斥或″逻辑运算)的一连串的″小脉冲(chip)″。许多无线网络符合应用已知巴克(Barker)字符码的IEEE(Institute of Electricaland Electronics Engineers，电子电机工程师协会)的802.11标准来编码与扩频该数据。该巴克字符码包括一串预定的11个小脉冲。在包含信息的字符所占的时间周期内，系传输一整串巴克字符码。

为允许更高的数据传输率，该IEEE802.11标准延伸至IEEE802.11b。除了该11位的巴克小脉冲外，该IEEE802.11b标准使用高数据传输率的8位互补码移位键(Complementary Code Keying；简称CCK)算法。

应用更高阶的调制技术，包括正交移相键控调制(Quadrature PhaseShift Keying，QPSK)，该数据传输率可改善成高于该字符率。根据此种调制技术，各位由可能的相位的较高号码来代表。因而，该传输器产生两个信号，第一个信号称为″同相位(I)信号或″I信道″，而第二个信号称为在相同频率下的90度移相的正弦载波的″正交相位″(Q)信号或″Q信道″。

使用直接序列扩频技术的无线局域网络的该IEEE802.11标准应用训练封包(training preamble)以训练接收器对传输器的传输。各传输数据信息包括接续着一数据字段的一初始训练封包。该封包系包括一同步字段，以确认该接收器可进行必须的同步操作。对于该封包长度，已定义两种选择，亦即一长封包与一短封包。所有符合于802.11b标准的系统必须支持该长封包。该短封包系选择性提供于该标准内以改善当传输比如声音或影像等的特殊数据时的网络总处理能力的效率。长封包的同步字段包括128个为1的位，而短封包的同步字段包括56个为0的位。

接收器检测该同步符号并将该接收器的内部频率对准于该同步字段内的该符号以建立一固定的参考时帧(time frame)以解译接续该封包后的该传输帧结构中的该些字段。包括该同步字段的该封包系传输于各信息的开头(数据封包)。

封包检测单元的目的是持续地监测该封包的输入信号，并指出是否已检测到该封包。决定连续的巴克符号或CCK符号间的边界，且该符号的往前传送时序系同步于该接收器的处理时间表。根据该封包检测以及符号到达时间与后续模块的处理时间表间的时序偏差，该输入信号同步于该接收器的处理时间表。

现在请参考图1，其表示在一通讯信号内检测一封包的检测处理。在接收通讯信号的步骤100之后以及在将所接收的该通讯信号进行更进一步处理，特别是在解码步骤102之前进行封包检测步骤101。

传统封包检测器200的架构系例示于图2。包括同相位与正交相位成份的该接收的通讯信号201被输入至该封包检测器200。在该封包检测器200内，该接收的通讯信号201首先输入至解扩频器(despreader)204，可特例为巴克匹配滤波器(BMF，Barker matched filter)。经解扩频的通讯信号输入至解调制器(demodulator，DEM)205以对经解扩频的通讯信号进行解调制。解调制后的信号包括一所接收的位顺序的″硬″决定序列，也就是说，解调制后的信号的各数据值为两个可能的二进制值之一。监测解调制后的比特流以检测该预先定义的封包数据。一般而言，使用一相关器(correlator)以检测该封包。该相关器本质上为该封包顺序的一匹配滤波器。当该封包存在时，该相关器产生具有大数值的输出。当该相关性的数值超过一预先定义的门限值时，可宣称正式地检测到封包。

在检测到封包之后，经解调制的该通讯信号被输入至一(数字)解码器(descrambler，DDS)。公知技术所用的解码器300的一例例示于图3中。根据预先定义的解码原则，输入信号301a被输入至代表将时间延迟数个单位的延迟方块304与305。经延迟的该信号被反馈并利用乘法器或异或门306而合并。该输出信号被反馈至该输入信号301b并利用乘法器或异或门303而合并，以产生经解码的输出信号302。

同步数据检测单元仍然有数个问题。问题之一就是，噪声可能会降低该信号质量，使得该同步单元，特别是该封包检测器，无法正确辨认封包，即使有封包存在于所接收的该通讯信号内。当并没有真实的封包存在时，噪声也可能会产生超过该门限值的一个输出信号。

发明内容

本发明提供一种经改进的同步检测单元以及方法，其较不易在检测预先定义的同步数据上产生错误。

根据本发明的一个方面，在一通讯系统内提供一种同步数据检测单元，用以检测一通讯信号内的一传输帧内的预定的同步数据。该同步数据包括一个相同二进制符号序列，其在被送过编码器以后被传送。该同步数据检测单元包括：一解码器，以解码所接收的该通讯信号以及产生具有多级信号值的输出数据串。该多级信号值被输入至一滤波装置以平滑该解码器的输出。该平滑后的信号被输入至一门限装置。该门限装置将该滤波装置的平滑后的输出与一预定门限值比较。如果该滤波装置的该输出超过该预定门限值，则该门限装置指示检测到该同步数据。

在另一实施例中，该滤波器为梳型滤波器。

在另一实施例中，该梳型滤波器包括相同的延迟部分的预定数字，以连续延迟接收的输入信号，以及用以累积该输入信号以及各该延迟部分的输出信号的累积装置。

在另一实施例中，该梳型滤波器另包括通过累积信号的该数字(n)划分该累积结果的标准化装置。

在另一实施例中，各该延迟部分由串联连接的缓存器的预定数字所构成。

在另一实施例中，该缓存器的预定数字大于5。

在另一实施例中，该梳型滤波器包括至少九个延迟部分。

在另一实施例中，该门限装置在确定连续累积结果的预定数字超过该预定门限(Th)后显示该同步信号的检测。

在另一实施例中，该连续累积结果的预定数字为5至20间的数字。

在另一实施例中，该连续累积结果的预定数字大于10。

在另一实施例中，该门限装置提供至少两个门限值(Th₁，Th₂)以便区分和检测该通讯信号中不同长度的同步信号。

在另一实施例中，该门限装置包括用以检测第一(较长)同步信号的第一门限值(Th₁)和检测第二(较短)的同步信号的第二门限值(Th₂)。

在另一实施例中，该第一和第二门限值(Th₁，Th₂)具有同样的绝对值但有不同的符号。

在另一实施例中，该通讯系统利用直接序列扩频频谱传送架构传送该通讯信号以及该同步信号检测单元进一步包括对接收的通讯信号解扩频的解扩频单元，以及对该解扩频的通讯信号解调的解调单元。

在另一实施例中，该通讯系统为无线局域网络(WLAN)系统。

在另一实施例中，无线局域网络接收器包括根据上述的任何实施例的同步信号检测单元。

根据本发明的另一个方面，提供一种用于一通讯系统内接收同步数据的方法。预定的同步数据被包括在一通讯信号内的一传输帧内。该同步数据包括一个编码后再传输的相同的二进制符号序列。对所接收的该通讯信号解码以产生一多级信号值序列。平滑该多级输出信号值；并且将该平滑后的信号与一预定门限值进行比较。如果该平滑后的信号超过该预定门限值，则代表检测到该同步数据。

在一实施例中，该平滑步骤将该接收的解码信号的该信号值进行平均。

在另一实施例中，该平均步骤包含：

多次连续延迟该接收的输入信号；

累积各该延迟信号部分和该输入信号；以及

输出该累积信号。

在另一实施例中，通过累积信号部分的该数字划分该累积信号而将该输出信号标准化。

在另一实施例中，该第一和该第二门限值(Th₁，Th₂)具有相同的绝对值但有不同的符号。

在另一实施例中，该通讯信号利用直接序列扩频频谱传送架构传送且该通讯信号在解码前先解扩频和解调。

在另一实施例中，用于在通讯系统中接收通讯信号的方法包括依据上述方法的检测同步信号的步骤。

附图说明

图1例示封包检测流程的一流程图；

图2例示检测在一通讯信号内的封包的一封包检测器的方块图；

图3例示包含于如图2所显示的一封包检测器内的一解码器的架构的方块图；

图4例示同步数据检测单元的方块图；

图5例示包含于如图4所显示的该架构内的一半软(half-soft)解码模块的架构的方块图；

图6例示图5所显示的该解码模块的更详细实施例的方块图；

图7例示图4所显示的该架构中的一滤波器模块的架构的方块图；

图8例示图6所显示的该架构中的一滤波器模块的另一种架构的方块图；

图9例示封包检测处理流程的一流程图；

图10例示在一通讯信号内检测预定同步数据的门限值比较流程的一流程图；以及

图11例示在一通讯信号内检测两种不同封包的更详细的门限值比较流程的一流程图。

具体实施方式

现在将参考附图来描述本发明的实施例。

现在请参考附图，特别是参考图4，图4例示一种同步数据检测单元，用于检测同步数据，特别是预先定义的封包。如图4所显示的架构包括一同步数据检测模块400以及一同步模块403。该同步数据检测模块400检测一封包，还提供一符号到达时间与该后续模块的处理进程(processing schedule)之间的时序偏差。该符号同步器403利用该时序偏差信息将数据流同步于该处理进程。

该同步数据检测模块400包括下列模块：一巴克匹配滤波器(BMF，Barker matched filter)模块404、一差分BPSK解调制器(DEM)模块405以及一软解码器(soft descrambler，SDS)模块406。该些模块，也就是说BMF、DEM以及SDS形成非协调性(non-coherent)接收器。甚至，该同步数据检测模块400包括一梳形滤波器(comb filter，COF)模块407以平滑该解码器的输出。为评估该平滑后的数据以检测该预先定义的封包数据，该同步数据检测模块400包含一门限控制器408。上述模块的细节将在下文中描述。

该巴克匹配滤波器模块404接收输入至该同步数据检测模块400的该通讯信号401，并计算该巴克顺序与该输入信号的取样值之间的相关性。该巴克字符码包括11个小脉冲，该11个小脉冲的顺序为″01001000111″或″+1，-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1，-1，-1″(non-return-to-zero，不归零，NRZ)，其中最左边的小脉冲最先输出。一个完整的巴克字符码被接收于由含信息的符号所占据的时期内。因此，如果该符号率是1M波特，该巴克顺序的该11个小脉冲的基本小脉冲率为11MHz。通过使用该11MHz的小脉冲率信号，该传输信号所占据的频谱会变成十一倍大。在一实施例中，因为输入取样率为22Msps的关系，该巴克顺序被从11个取样延伸成22个取样。这可通过将0加入于该巴克顺序的原始元素之间而达成。

I信道与Q信道的输入取样分别相关于该巴克顺序。为每个复合输入取样计算复数相关取样。这可通过本领域公知技术的″滑动-窗口(sliding-window)″算法而实现。

解扩频(despread)的通讯信号输入至该解调制器模块405。在特殊实施例中，该解调制器模块405是一微分BPSK解调制器。

现在请参考图5以及图6，其例示了解码器模块406的特殊实施方式。该解码器模块406可实施为能够输出多值取样的软解码器。相对于数字解调制器，在软解码器内部，多值的输入信号并未受到″硬(hard)″二进制化的处理，但经解码的该输出值却是以该期望的二进制值而排列。

在此处所描述的其它实施例中，″半软(half-soft)″解码器被用于对经解调制的信号进行解码。″半软″解码器模块500的架构的例子显示于图5与图6中。半软解码器与软解码器的不同处在于，输入至该解码器内部的″延迟部份″504至506的该输入信号501a被二进制化，而该输入信号501b的其它部份仍维持成多值信号。在图5的解码器模块500中，所接收的该输入信号501a被输入至二进制化部份503以将多值输入取样值转换成二进制值。

该解码器模块500是根据预先定义的生成多项式而配置，该多项式比如为1+x^a+x^b，其中x^a与x^b代表预先定义的时间延迟。经延迟的信号利用乘法器或异或门而反馈并被加入至该输入信号以产生经解码的输出。如图6中所显示，该延迟组件504与505包括多个1位缓存器601至606，各缓存器代表一单位的时间延迟。该半软解码器输出一个沿着该期望二进制值排列的软符号序列。

图5以及图6的该半软解码器配置的优点在于，相对于传统的软解码器，提供多级输出取样所需的硬件成本可获得相当的节省。

当接收封包数据时，所有的软或半软解码器的多级输出取样值将具有相同的符号。为减少在该输出取样值内的随机误差的影响，该输出取样值通过梳形滤波器模块407而被平均。梳形滤波器的实施例显示于图7以及图8中。

现在请参考图7，输入的数据符号701的实部与虚部被输入至乘法器705而由权值W1加以加权。经加权的信号利用一延迟组件704和一加法器703而加入至反馈的延迟后输出信号702。在将该反馈输出信号与该输入信号相加之前，延迟后的反馈信号也使用乘法器706以由权值W2加以加权。

根据一特殊实施例，输入的数据符号701系由乘法器705乘上0.2的固定点等效值，而延迟组件704所提供的经延迟的″平均″值系乘上0.8的固定点等效值。虽然此实施例的该算法是分别参考0.2以及0.8的权值而描述，但本领域普通技术人员可了解该加权算法可利用各种权值组合W1与W2而达成相同效果。该输入取样值701的噪声降低效果可通过减少权值W1的值以及增加W2的值而增强。相对地，及时接收数据符号的正确性可通过增加第一权值W1的值以及减少第二权值W2的值而增强。

梳形滤波器架构的另一种实施例显示于图8中。所显示出的该梳形滤波器的各输出代表被11个或22个取样(取决于所应用的输入取样率)所隔开的n个小脉冲取样的平均值。如本领域普通技术人员所明了，平均取样的数量可适当设定以达到足够的噪声降低效果。当增加n的数目时，将更有效地减少噪声。在此实施例的特殊例中，平均取样的数量n为10。同相位信道I与正交相位信道Q的平均振幅是独立计算的。这可实施下列公式而在该特殊实施例内达成：

$f_I\left(k\right)=\frac{1}{10}\underset{i=0}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{d}_I(k-22i)$

$f_Q\left(k\right)=\frac{1}{10}\underset{i=0}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{d}_Q(k-22i)$

其中f(k)代表该梳形滤波器的输出，而d(k-22i)代表当应用22个取样的巴克序列时的该解码器的输出，如上述。

滤波器的输出f_I以及F_Q都将用于确定目前是否正在接收封包。在一个特殊实施例中，是将此两输出值相加以计数该信号的频率偏差的影响：

$S\left(\mathrm{kT}\right)=f_{\underset{\‾}{I}}\left(\mathrm{kT}\right)+f_{\underset{\‾}{Q}}\left(\mathrm{kT}\right)$

其中S代表此两输出值的相加值，而f_I以及f_Q代表该各别通道的梳形滤波器的输出的平均值。

现在请回头参考图8，梳形滤波器800包括多个延迟组件804、一加法器803以及一除法器805。所输入的解码器输出801被输入至该加法器803并且更输入至这些彼此完全相同的延迟组件804的第一个组件。每个延迟组件804的输出皆输入至该加法器803，并输入至下一个延迟组件804的输入端。该加法器803接收n个预定数量的输入信号，该些输入信号被累积并输入至该除法器805。输入的数量n以及延迟组件804的相关数量n-1是根据前述考虑而设定。除法器805对该加法器803所提供的总和进行标准化。

图9显示出如何在输入通讯信号内检测封包的例子。在接收该通讯信号(步骤900)后，该通讯信号受到软解码处理(步骤901)，而解码后的输出被平滑以减少在该通讯信号内的随机误差的影响(步骤902)。在步骤903中，该封包根据已平滑的解码器输出的该输出信号值而检测于该输出信号内。封包检测是通过比较该梳形滤波器的输出与一预先定义的门限值而进行。门限控制器408所执行的操作细节将例示于图10中。

如图10中所显示，所得到的各梳形滤波器的总和S(步骤1001)系在封包搜寻期间跟预先定义的门限值Th比较，如步骤1002所示。当该梳形滤波器的输出大于该预先定义的门限值Th时，可视为已检测到一封包(步骤1003)，而该封包检测操作进入到″封包检测状态″。该门限控制器408将维持于该状态中，但再提取两个小脉冲以决定后续的解码器的输出是否会更大。

在比较另外两个取样值之后，该门限控制器将会周期性确认该比较结果，也就是说，要决定在符号持续时间之后是否会再度出现解码器的峰值。在明确宣称已检测到封包之前，该梳形滤波器的输出大于该预先定义的门限值Th的次数必须超过预定次数(步骤1004，1005)。当步骤1002中的该比较器结果已确认过预定次数TN之后，则进入该″闭锁状态″(在已检测到封包的情况中)。在一实施方式中，TN为15，也就是说，必须确认已检测到封包15次。本领域普通技术人员可知也可使用任意的其它次数以达到相同效果，比如说，TN介于10至20次之间。

根据无线LAN的该IEEE802.11b标准，该门限控制器408可用于检测长与短封包。因为此两种封包不只在长度上有差异，该封包顺序的该二进制值也是不同，可利用有关于该二进制封包值的不同门限值来区别这些封包。

根据该无线LAN标准的能够检测长与短封包的门限的比较操作被例示于图11中。该封包检测操作应用第一门限值Th1以及第二门限值Th2。根据所预期的解码器输出值+1/-1，此两门限值只是在正负符号上有所不同。

在步骤1102或步骤1107内先检测到长或短封包之后，对各封包重复地进行步骤1103-1106或步骤1108-1111的″可靠性检查″。在所检测的长或短封包无法确认处于长封包确认操作的步骤1103-1106或者短封包确认操作的步骤1108-1111所形成的确认循环的某一循环内，该门限比较器跳回至步骤1101。

在已检测到封包并且确认，以及已知下一数据模块内的符号到达时间与符号处理时间之间的时序偏差之后，该符号同步器模块403将释放出数据使得符号释放能匹配于符号处理。

根据上述的各实施例，所送出的各符号的确定结果被从该解调制器的输出移至该梳形滤波器的输出。根据一特殊实施例，使用一半软解码器，该半软解码器在包括多个1位宽度缓存器的该解码器的″延迟路径″中导入二进制化操作。该半软解码器的输出为根据所送出的封包顺序而排列于预期值+1(由所送出的1所组成的长封包)或-1(由所送出的0所组成的短封包)的一个软符号序列。

上述的实施例可提供更可靠以及获得改进的封包检测能力，但不会增加硬件复杂度。通过将该封包检测步骤移至后续的处理阶段，上述的各实施例的封包检测可减少无法检测到封包或错误地检测封包的出现率。

虽然本发明已以一较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

工业上的利用性

显然，本发明益于使用在工业制程和产品上。

Claims (8)

1.一种同步数据检测单元，用来在一通讯系统内检测一通讯信号内的一传输帧内的预定同步数据，该同步数据包括一先编码后传输的相同的二进制符号序列，该同步数据检测单元包括：

一巴克匹配滤波器，用于接收和解扩频该通讯信号；

一解调制器，连结至该巴克匹配滤波器，用于解调制所解扩频的该通讯信号；

一解码器，连结至该解调制器，用于解码所解调制的该通讯信号以及生成具有多级信号值的输出数据符号，该解码器包括：

二进制化部分，将所接收的该解调制的该通讯信号转换成一二进制信号，

延迟部分，根据预先定义的解码规则而延迟该二进制信号，以及

乘法部分，将该解调制的该通讯信号乘上该延迟部分所输出的该二进制信号，并且输出一解码后信号；

一滤波装置，连接至该解码器，用于平滑解码后的该输出数据符号；以及

一门限装置，连接至该滤波装置，用于比较该滤波装置的经平滑后的输出与一预定门限值，以进行该同步数据的检测。

2.如权利要求1所述的同步数据检测单元，其中该延迟部分包括多个延迟区以及至少一个信号合并部分，该信号合并部分根据预先定义的解码规则而合并具有不同延迟的二进制信号。

3.如权利要求1所述的同步数据检测单元，其中该延迟部分包括多个延迟寄存器，各延迟寄存器具有1位的宽度。

4.如权利要求1所述的同步数据检测单元，其中经解码的该信号输出具有至少2位的宽度。

5.一种用以检测一通讯信号内的一传输帧内的预定同步数据的方法，该同步数据包括一先编码后传输的相同的二进制符号序列，该方法包括下列步骤，

解码所接收的该通讯信号以及产生具有多级信号值的输出数据序列的步骤，该解码步骤包括下列步骤：

将所接收的该通讯信号转换成二进制信号，

根据预先定义的解码规则而延迟该二进制信号，

将所接收的该通讯信号乘上经延迟后的该二进制信号，以及

输出该解码后信号；

平滑该解码后信号的该多级信号值的步骤；以及

比较经平滑后信号的该多级信号值与一预定门限值，以进行该同步数据的检测的步骤。

6.如权利要求5所述的检测预定同步数据的方法，其中延迟该二进制信号的步骤包括下列步骤：

延迟该二进制信号并根据该预定解码规则将该延迟后二进制信号与一进一步延迟的二进制信号合并。

7.如权利要求5所述的检测预定同步数据的方法，其中该比较步骤进一步包括：

在确定该经平滑后信号的该多级信号值的累积结果超过该预定门限值达预定次数之后，指示检测到同步数据的步骤。

8.如权利要求5所述的检测预定同步数据的方法，其中该比较步骤进一步包括下列步骤：

将该经平滑后信号的该多级信号值的累积结果与用于检测第一长度的同步数据的第一门限值进行比较；以及

将该累积结果与用于检测第二长度的同步数据的第二门限值进行比较。

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