CN100542017C - 信号处理电路和使用该信号处理电路的通信设备 - Google Patents

信号处理电路和使用该信号处理电路的通信设备 Download PDF

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Abstract

一种信号处理电路包括：调制器，具有频率转换电路，每个具有：本地振荡器，混频器，在混频器处将具有第一频率的信号和来自本地振荡器的本地振荡信号相乘以便将第一频率信号的频率转换成第二频率，并输出电流形式的频率转换后的信号，和第一增益控制电路，利用根据第一控制电压的第一增益放大来自频率转换电路的电流形式的频率转换后的信号，并输出该电流形式的放大后的信号；以及第二增益控制电路，连接在第一增益控制电路之后，并具有至少一个增益控制电路，所述至少一个增益控制电路利用根据第二控制电压的第二增益来放大从第一增益控制电路输出的电流形式的放大后的信号，并输出放大后的信号。

Description

信号处理电路和使用该信号处理电路的通信设备
技术领域
本发明涉及一种信号处理电路例如移动通信装置等中的正交调制器、以及连接到其上的用于增益控制的增益控制型放大器(GCA)。本发明还涉及使用这种信号处理电路的通信装置。
背景技术
日本专利公开(A)第11-136051号和日本专利公开(A)第8-223233号公开了具有发送电路的通信装置，所述发送电路用于调制和放大码分多址(CDMA)型移动电话的基带(BB)信号并且将其从天线发射。图7示出的通信装置200包括：调制电路201，具有包含混频器(mixer)并转换频率的I-正交和Q-正交调制器202以及多个增益控制型放大器203A至203C；表面声波(SAW)滤波器205；功率放大器206；双工器207；以及天线(ANT)208。通信装置200将由相位是正交关系的两个正交信号、即同相(I)信号和正交相位(Q-phase)信号构成的基带(BB)信号在频率上进行转换，以便将其转换成能够从天线208发射的高频(RF：射频)信号，将其放大至预定电平，并且将其从天线208发射到空中。向其提供基带(BB)信号的BB端子连接到I-正交和Q-正交调制器(MOD)202。I-正交和Q-正交调制器202将基带信号转换成800MHz或2GHz频带的RF信号。I-正交和Q-正交调制器202的输出连接到GCA电路(增益控制放大器)203A至203C，并且从I-正交和Q-正交调制器202输出的RF信号被放大。例如，对于一级GCA电路，具有大约30dB的增益。例如，对于用来发射信号的天线(ANT)208，需要约80dB的增益，所以提供三级GCA电路203A至203C。GCA电路203C的放大输出连接到SAW滤波器205，通过选择SAW滤波器205的带通滤波器处的频率，发送信号被除去不必要的高频，并且，只输出期望频带的信号。在功率放大器206处在功率上放大从SAW滤波器205输出的发送信号，通过下一级DUP(双工器)207将其提供给天线208，并将其发射到空中。
例如，在CDMA型移动电话的情况中，大约80dB或更高的对于基带信号BB的增益控制范围被认为是必要的。而且，要求良好的控制线性和温度特性。因此，尽管存在以上三级或更多增益控制型放大器(GCA电路)，但是通常I-正交和Q-正交调制器202不控制频率转换后的信号的增益。也就是说，增益控制是由设置在I-正交和Q-正交调制器202之后的多个增益控制放大器203A至203C来执行的。如图8所示的那样来配置连接在I-正交和Q-正交调制器202之后的多个增益控制型放大器203A至203C。
图8示出了多个增益控制型放大器203A至203C的一个电路的配置。图8示出的增益控制型放大器250作为差分对(differential pair)型放大电路而被包括在内，NPN晶体管251的发射极和NPN晶体管252的发射极被共同连接，负载Z1C连接在NPN晶体管251的集电极和电源线Vcc之间，并且NPN晶体管252的集电极连接到电源线Vcc。通过例如电压-电流转换电路等向NPN晶体管251和252的公共发射极提供I-正交和Q-正交调制器202的输出信号作为信号电流Io。而且，在这两个晶体管的基极之间向它们提供用于控制增益的控制电压Vc。控制电压Vc控制增益控制型放大器250的增益和信号电流Io，并且使用该增益来放大所述电压。从NPN晶体管252的集电极取出放大后的电压作为输出信号Vo。
接下来将解释增益控制型放大器203A至203C的电路操作。具体而言，将参照图8示出的GCA电路250来解释用于示出增益控制型放大器203A至203C的温度波动幅度的操作。图8示出的GCA电路250的NPN晶体管251的集电极的输出电压Vo变为如下：
Vo＝z1×I1                     …(1)
以下关系成立：
Vbe1＝Vt×ln(I1/Is)            …(2)
Vbe2＝Vt×ln(I2/Is)            …(3)
其中，Vt：热电压
Io＝I1+I2                      …(4)
由等式(2)和(3)，以下等式(5)成立：
Vc＝Vbe1-Vbe2＝Vt×ln(I1/I2)   …(5)
由等式(5)，获得等式(6)：
I1＝I2×exp(Vc/Vt)             …(6)
如果将等式(6)代入等式(4)以得到I1和I2，则获得以下等式：
I1＝Io/[1+exp(-Vc/Vt)]        …(7)
I2＝Io/[1+exp(Vc/Vt)]         …(8)
如果将等式(7)代入等式(1)，则获得以下等式：
Vo＝Z1×Io/[1+exp(-Vc/Vt)]    …(9)
如果临时设置输入电压Vi＝1并且Z1＝Io＝1以便研究增益控制型放大器250的增益特性，则结果变为由等式(10)示出的增益G：
G＝Vo/Vi＝1/[1+exp(-Vc/Vt)]   …(10)
关于等式(10)，如果改变周围温度并用曲线图示出控制电压Vc和增益之间的关系，则结果变得与图9一样。横坐标以0.1V步长的梯度示出范围从-0.2V到+0.2V的控制电压Vc，而纵坐标以10dB步长的梯度示出范围从0dB到-90dB的增益。此外，温度条件被设置为27℃、-25℃和85℃的三个条件。当在从+0.2V到+0.1V的范围内改变控制电压Vc时，无论温度条件是什么，衰减量基本上都是0dB。即使当控制电压Vc在0.1V到0V范围内时，衰减特性也基本相同，即在0V处约为-6dB。当控制电压Vc变为0V或更小时，出现衰减量的温度依赖性。当控制电压Vc为-0.1时，衰减在85℃的周围温度处变为约-27dB、在27℃处变为约-34dB、以及在-25℃处变为约-41dB。所述差最大变为10dB或更大。这显示了相对于温度的大波动。当控制电压Vc变为-0.2V时，衰减在85℃处变为约-54dB、在27℃处变为约-67dB、以及在-25℃时变为约-82dB。所述差最大变为25dB或更大。这显示了相对于温度的更大的波动。这样，图8示出的GCA电路250具有应当在控制线性和温度特性方面进行改善的点。
参照图7、图8和图9解释的调制电路201中的多个增益控制型放大器(GCA)203A到203C形成了三级配置，所以所耗费的电流变得较大。而且，由于采用了三级结构，所以元件数目增大，并且，在形成在IC上的情况中，所占用的芯片面积变得较大并且出现其它问题。此外，如果如图8所示的那样来配置GCA电路，则在控制线性和温度特性方面存在问题。
发明内容
因此期望提供一种改进以上相关技术的信号处理电路。
根据本发明，提供一种信号处理电路，其包括：调制器，具有频率转换电路，每个频率转换电路具有：本地振荡器，混频器，将具有第一频率的信号和来自所述本地振荡器的本地振荡信号在所述混频器处相乘，以便将所述第一频率信号的频率转换成第二频率，并且输出电流频率转换后的信号，以及第一增益控制电路，利用根据第一控制电压的第一增益来放大来自所述频率转换电路的电流频率转换后的信号，并且输出该电流放大后的信号；以及第二增益控制电路，连接在所述第一增益控制电路之后，并且具有至少一个增益控制电路，所述至少一个增益控制电路利用根据第二控制电压的第二增益来放大从所述第一增益控制电路输出的电流放大后的信号，并且输出该放大后的信号，其中，具有所述本地振荡器和所述混频器的所述频率转换电路被配置为用于处理具有同相信号和正交相位信号的正交信号的电路，所述第一增益控制电路利用根据所述第一控制电压的第一增益来放大来自所述频率转换电路的电流频率转换后的正交信号，并且输出电流正交放大后的信号，以及所述第二增益控制电路还放大从所述第一增益控制电路输出的电流正交放大后的信号。此外，根据本发明，提供一种具有上述信号处理电路作为连接到天线的发送电路或接收电路的通信装置。
在本发明中，组合调制器和部分增益控制型放大器(GCA电路)以形成电路。调制器的输出信号不会被转换成电压。确切地说，通过电流来传送RF信号。由于此原因，在转换器的输出部分中，用于将RF电流转换成RF电压的I-V转换电路、用于改变电压电平的射极跟随器电路等变得不必要，并且可以减少所消耗的电流。而且，可以减小半导体芯片的面积。转换器到GCA电路的布线也变得容易。由于将RF信号作为电流信号提供给GCA电路，因此可以避免由于线路电容而出现的问题，并且可以改善频率特性。此外，与调制器组合的GCA电路的电路配置和其后的GCA电路的新电路配置改善了GCA电路的线性和温度特性。
附图说明
根据参照附图给出的对优选实施例的以下描述，本发明的这些和其它目的和特征将变得更加清楚，其中：
图1是作为本发明的调制器(调制电路)的实施例的、调制和放大基带信号的增益控制调制电路(增益控制调制器)的基本配置的视图；
图2是图示在图1示出的增益控制调制电路中的V-I转换单元和调制器的第一实施例的电路示例的视图；
图3是在图1示出的增益控制调制电路中的V-I转换单元和调制器的第二实施例的电路示例的视图；
图4是图示图3示出的V-I转换器的电路配置的视图；
图5是用于解释图4示出的增益控制调制电路的操作的电路图；
图6是示出当改变周围温度条件时作为控制电压Vc和增益特性的等式(15)的特性的曲线图；
图7是具有调制和放大CDMA型移动电话的基带信号并且将其从天线发射的发送电路的通信装置的部分配置的视图；
图8是图7示出的增益控制型放大器的电路配置的电路图；以及
图9是图8示出的增益控制型放大器的衰减特性的曲线图。
具体实施方式
基本电路配置
图1是作为本发明的信号处理电路示例的调制器(调制电路)的实施例的、调制和放大基带(BB)信号的增益控制调制电路(增益控制调制器)的基本配置的视图。图1示出的增益控制调制电路(GCA)10对应图7所示的通信装置200中的调制电路201。当然，也可以使用作为本发明的实施例而稍后说明的、图1所示的GCA 10来代替图7的通信装置200的调制电路201，并且将其与SAW滤波器205、功率放大器206和双工器207组合，以构建从天线208发出发送信号的通信装置200。下面，首先将说明增益控制调制电路(GCA)10。
V-I转换电路10A具有：第一电压-电流(V-I)转换器13，向其提供基带同相(I)分量信号BB-I；和第二电压-电流(V-I)转换器14，向其提供基带正交相位(Q)分量信号BB-Q。V-I转换器13将电压信号、即BB信号的I分量信号转换成基带电流信号。注意：V-I转换器13也可以将电压信号、即BB信号的I分量信号转换成基带电流信号，并将其放大预定的放大率，并且输出电流信号。V-I转换器14由与V-I转换器13相同的电路来配置，并将电压信号、即BB信号的Q分量信号转换成基带电流信号。注意：和V-I转换器13一样，V-I转换器14也可以将电压信号、即BB信号的Q分量信号转换成基带电流信号，并将其放大预定的放大率，并且输出电流信号。
调制器(MOD)10B具有第一信号混频器15、第二混频器16、高频(RF)信号组合器17、压控振荡器(VCO)21、分频器22和增益控制放大器(GCA)。GCA 18被布置在调制器(MOD)10B处，但是也可以用作RF-AGC处理器10C的第一放大电路。VCO 21和分频器22结合起来用作本地振荡电路(本地振荡器)。VCO 21用作用于根据所施加的电压输出振荡频率的信号的振荡电路。分频器22利用预定分割比来分隔从VCO 21输出的信号的频率，并且输出同相(I)分量本地振荡信号ILO-I以及在频率上与I分量本地振荡信号ILO-I相同、但是在相位上移动90度(相移)的正交相位(Q)分量本地振荡信号ILO-Q。由VCO 21和分频器22配置的本地振荡器输出具有一频率的信号，用于在第一混频器15和第二混频器16中将从V-I转换器13和V-I转换器14中输出的I分量和Q分量的BB电流信号转换成预定发送频率。第一混频器15将从V-I转换器13输出的电流形式的I分量BB信号S13和从分频器22输出的I分量本地振荡信号ILO-I相乘，以便转换成发送频率的高频(RF：射频)I分量信号S 15。类似地，第二混频器16将从V-I转换器14输出的电流形式的Q分量BB信号S14和从分频器22输出的Q分量本地振荡信号ILO-Q相乘，以便转换成发送频率的高频(RF)Q分量信号S16。也就是说，第一混频器15和第二混频器16是用于将BB信号转换成RF信号的频率转换电路。
稍后将使用等式来说明频率转换的内容。
注意：当第一混频器15和第二混频器16是差分类型时，I分量本地振荡信号ILO-I被生成为正I分量本地振荡信号+ILO-I和负I分量本地振荡信号-ILO-I，而Q分量本地振荡信号ILO-Q被生成为正Q分量本地振荡信号+ILO-Q和负Q分量本地振荡信号-ILO-Q。如上面在背景技术中说明的那样，通常从第一混频器15和第二混频器16输出的信号是电压形式的，但是在本实施例中，使它们成为电流形式的RF-I分量信号S15和电流形式的RF-Q分量信号S16。RF信号组合器17组合电流形式的RF-I分量信号S15和电流形式的RF-Q分量信号S16，并且将所组合的电流形式的RF信号S17施加到GCA 18。
GCA 18被布置在调制器(MOD)10B的一部分处，但是也可以用作RF-AGC处理器10C处的第一增益控制型放大电路，其增益由控制电压Vc控制，并且利用基于控制电压Vc控制的增益来放大从RF信号组合器17输出的电流形式的RF信号S17。
RF-AGC处理器10C具有第一增益控制放大器(GCA)19和第二GCA 20。在图8中图示的调制器201中的增益控制型放大器是三级GCA(203A至203C)，但在本实施例中，第一GCA被布置为MOD 10B中的GCA 18，所以只有两个GCA 19和20被布置在RF-AGC处理器10C内部。注意：同样在此实施例中，使GCA 18以及GCA 19和20的增益与参照图8说明的增益近似、例如大约30dB。
以这一方式，利用以下配置来描述本实施例的特征。
(1)图8图示的调制器201的电路配置包括调制器(MOD)10B，所述调制器(MOD)10B由具有第一频率转换电路(VCO 21、分频器22和第一混频器15)、第二频率转换电路(VCO 21、分频器22和第二混频器16)、以及与三级增益控制型放大器的第一GCA 18组合的RF信号组合器17的调制电路构成。
(2)此外，将电流形式的RF信号S17从RF信号组合器17输出至GCA 18。以电流形式将在GCA 18处放大的信号施加到第一增益控制型放大器(GCA)19。
通过以上述方式配置调制器(MOD)10B，获得以下效果：
(1)用于将RF电流转换成作为来自MOD 10B的输出信号的RF电压的I-V转换电路、用于改变电压电平的射极跟随器电路等变得不必要。结果，可以减小在MOD 10B处的所消耗的电流。此外，可以减小形成MOD 10B的半导体芯片上的面积。而且，MOD 10B中的布线变得容易。
(2)由于MOD 10B中的信号是RF电流信号并且由于RF电流信号被施加到GCA 18，因此可以避免信号劣化的发生以及由于在MOD 10B中和在从RF信号组合器17到GCA 18的信号路径中的静电容而出现的其它问题，并且可以改善频率特性。
(3)从GCA 18输出到第一GCA 19的信号也是电流形式的。当然，从第一GCA 19输出到第二GCA 20的信号也是电流形式的。结果，在包括被组合的GCA 18、第一GCA 19和第二GCA 20的整个增益控制型放大电路中改善了线性和温度特性。
第一实施例
图2是作为图1示出的增益控制调制电路(GCA)10中的电压-电流(V-I)转换单元10A和调制器(MOD)10B的第一实施例的电路示例的视图。
电压-电流(V-I)转换单元10A的电路配置
V-I转换器13
用于将电压形式的基带I分量信号BB-I转换成电流形式的I分量BB信号S13的V-I转换器13包括形成差分放大电路的两个NPN晶体管51和52以及第一恒流源I10。NPN晶体管51的发射极和NPN晶体管52的发射极在节点N1处共同连接，而节点N1通过恒流源I10连接到作为第二基准电位的地(地电位部分)。在NPN晶体管51和NPN晶体管52的基极之间向它们提供电压形式的基带I分量信号BB-I。NPN晶体管51和NPN晶体管52的集电极作为用于输出包括电流形式的差分信号+BB-I和-BB-I的I分量BB信号S 13的端子而被连接到形成第一混频器15的晶体管55和56的发射极的公共连接点(节点)N11以及晶体管57和58的发射极的公共连接点(节点)N12。
V-I转换器14
按照与V-I转换器13相同方式的电路状态(circuit-wise)来配置用于将电压形式的基带Q分量信号BB-Q转换成电流形式的Q分量BB信号S 14的V-I转换器14。也就是说，V-I转换器14也包括形成差分放大电路的两个NPN晶体管53和54以及第二恒流源I11。NPN晶体管53的发射极和NPN晶体管54的发射极共同连接到节点N2，而节点N2通过恒流源I11连接到地。在NPN晶体管53和NPN晶体管54的基极之间向它们提供电压形式的基带Q分量信号BB-Q。NPN晶体管53和NPN晶体管54的集电极作为输出包括电流形式的差分信号+BB-Q和-BB-Q的Q分量BB信号S14的端子而被连接到形成第二混频器16的晶体管59和60的发射极的公共连接点(节点)N21以及晶体管61和62的发射极的公共连接点(节点)N22。V-I转换器13和V-I转换器14包括差分放大器。示出了电压放大型电路配置，但是本发明不限于此电路配置。电流放大型放大器等也是可以的。稍后将说明此实施例。
调制器(MOD)10B的电路配置
第一混频器15
用于将从V-I转换器13输出的、包括电流形式的差分信号+BB-I和-BB-I的I分量BB信号S13转换成电流形式的RF-I分量信号S15的第一混频器15具有NPN晶体管55、NPN晶体管56、NPN晶体管57和NPN晶体管58。第一混频器15作为Gilbert型乘法器而被包括在内。晶体管55的发射极和晶体管56的发射极共同连接在节点N11处，节点N11连接到形成V-I转换器13的晶体管51的集电极，并且输入差分信号+BB-I。晶体管57的发射极和晶体管58的发射极共同连接在节点N12处，节点N12连接到形成V-I转换器13的晶体管52的集电极，并且输入差分信号-BB-I。晶体管55的基极在节点N14处连接到晶体管58的基极，并且向节点N14提供正I分量本地振荡信号+ILO-I。晶体管56的基极在节点N13处连接到晶体管57的基极，并且向节点N13提供负I分量本地振荡信号-ILO-I。晶体管56的集电极在节点N16处连接到晶体管58的集电极，而晶体管57的集电极在节点N15处连接到晶体管55的集电极。从节点N15输出正混频器输出+Imix_I，而从节点N16输出负混频器输出-Imix_I。正混频器输出+Imix_I和负混频器输出-Imix_I形成电流形式的RF-I分量信号S15。
第二混频器16
用于将包括电流形式的差分信号+BB-Q和-BB-Q的Q分量BB信号S14转换成电流形式的RF-Q分量信号S16的第二混频器16具有NPN晶体管59、NPN晶体管60、NPN晶体管61和NPN晶体管62。第二混频器16也包括Gilbert型乘法器。晶体管59的发射极在节点N21处与晶体管60的发射极连接，节点N21连接到形成V-I转换器14的晶体管53的集电极，并且输入信号+BB-Q。晶体管61的发射极在节点N21处与晶体管62的发射极连接，节点N12连接到形成V-I转换器14的晶体管54的集电极，并且输入信号-BB-Q。晶体管59的基极在节点N24处连接到晶体管62的基极，并且向节点N24提供正Q分量本地振荡信号+ILO-Q。晶体管60的基极在节点N23处连接到晶体管62的基极，并且向节点N22提供负Q分量本地振荡信号-ILO-Q。晶体管60的集电极在节点N26处连接到晶体管62的集电极，而晶体管61的集电极在节点N25处连接到晶体管59的集电极。从节点N25输出正混频器输出+Imix_Q，而从节点N26输出负混频器输出-Imix_Q。正混频器输出+Imix_Q和负混频器输出-Imix_Q形成电流形式的RF-Q分量信号S16。
RF信号组合器17
第一混频器15和第二混频器16被配置为集电极开路(open collector)电路，所以通过连接集电极，可以配置RF信号组合器17。也就是说，RF信号组合器17包括节点N17a和节点N17b。节点N17a连接到节点N15和节点N25，以电流形式将电流信号+Imix_I和+Imix_Q组合(相加)，并且输出形成电流形式RF信号S17的一部分的正RF调制信号+Imod。节点N17b连接到节点N16和节点N26，在电流方面将电流信号-Imix_I和-Imix_Q组合，并且输出形成电流形式RF信号S17的一部分的负RF调制信号-Imod。
增益控制型放大器(GCA)18
在此实施例中，作为调制器(MOD)10B的一部分而被包括在内的GCA 18例如包括两个差分放大器18A和18B。第一差分放大器18A具有两个NPN晶体管65和66以及负载Z1。第二差分放大器18B具有两个NPN晶体管67和68以及负载Z1。晶体管65和66的发射极共同连接在节点N31处，节点N31连接到RF信号组合器17的节点17a，并且从节点N17a输入正RF调制信号+Imod。晶体管67和68的发射极共同连接在节点N35处，节点N35连接到RF信号组合器17的节点N17b，并且从节点N17b输入负RF调制信号-Imod。晶体管65的基极和晶体管68的基极共同连接在节点N32处，而晶体管66的基极和晶体管67的基极共同连接在节点N34处。在节点N32和节点N34之间，输入用于控制GCA 18的增益的差分控制电压+Vc和-Vc。在晶体管65的集电极和用于提供电源Vcc的电源线100之间连接了负载Z1。类似地，在晶体管68的集电极和用于提供第一基准电源Vcc的电源线100之间连接了负载Z1。晶体管66的集电极和晶体管67的集电极直接连接到电源线100。从晶体管65的集电极和负载Z1(71)连接到其上的节点N33输出正的放大后的信号+S18，而从晶体管68的集电极和负载Z1(72)连接到其上的节点N36输出负的放大后的信号-S18。放大后的信号S18包括这些差分放大后的信号+S18和-S18。
如上所述，在用于提供作为第一基准电位的电源Vcc的电源线100和作为第二基准电位的地之间，连接了V-I转换器13和V-I转换器14，第一混频器15和第二混频器16，以及GCA 18。
电压-电流(V-I)转换单元10A和调制器(MOD)10B的操作
接下来将说明V-I转换器13和第一混频器15的操作。当在V-I转换器13的晶体管51和52的基极之间向它们提供电压形式的基带I分量信号BB-I时，包括晶体管51和52和恒流源I10的差分放大电路放大信号BB-I，并且晶体管51和52的集电极输出电流形式的差分基带信号+I_BB I和-I_BB I。差分基带信号+I_BB I和-I_BB I形成图2示出的I分量BB信号S13。根据上面所述，电压形式的基带同相I分量信号BB-I被转换成电流并且根据包括晶体管51和52的差分放大电路的放大度(degree ofamplification)(注意，放大度＝1也被包括在内)而被放大。向形成第一混频器15的晶体管55和56的公共发射极部分(节点N11)提供正+I_BB I信号。向形成第一混频器15的晶体管57和58的公共发射极(节点N12)提供正-I_BB I信号。在第一混频器15中，向晶体管55和58的基极共同连接到其上的节点N14提供正I分量差分本地振荡信号+ILO-I，而向晶体管56和57的基极共同连接到其上的节点N13提供负I分量差分本地振荡信号-ILO-I。
接下来将说明第一混频器15和第二混频器16的操作。信号分量设置如下。
电流转换后的BB信号分量；
同相分量：I_BB I＝cosωb，
正交相位分量：I_BB Q＝sinωb
本地振荡信号分量(LO分量)；
同相分量：I_LOI＝cosωlo，
正交相位分量：I_LOQ＝sinωlo
在混频器15和16处生成的电流Imix_I和Imix_Q变为如以下等式所示：
Imix_I＝cosωlo*cosωb     …(11)
Imix_Q＝-sinωlo*sinωb    …(12)
将晶体管55和晶体管57的集电极的输出相加，并且输出调制信号+Imix-I。类似地，将晶体管56和晶体管58的集电极的输出相加，并且输出调制信号-Imix-I。由等式(11)和(12)，混频器输出电流Imod变为如以下等式所示：
Imod＝(Imix_I)+(Imix_Q)
＝cos(ωlo+ωb)                   …(13)
由等式13不证自明，镜像信号分量(cos(ωlo-ωb))被去除。将已经从中去除了该镜像分量的调制波(信号)提供给级联到混频器15和16的输出部分的GCA 18，并将其放大。
V-I转换器14和第二混频器16的操作与上面所述类似。和V-I转换器13一样，同样，在V-I转换器14中，当在晶体管53和54的基极之间向它们提供电压形式的基带Q分量信号BB-Q时，信号BB-Q被放大，并且晶体管53和54的集电极输出电流形式的差分基带信号+I-BB Q和-I-BB Q。差分基带信号+I_BB Q和-I-BB Q形成图2示出的Q分量BB信号S 14。如上所述，电压形式的基带Q分量信号BB-Q被转换成电流，并且根据包括晶体管53和54的差分放大电路的放大度(注意，其包括放大度＝1)而被放大。
按照与对I信号的调制相同的方式来调制Q信号。向晶体管53和54的两个基极提供VQ(Q)信号并将其放大，并且从集电极输出电流信号+I_BB Q和-I_BB Q。向形成混频器16的晶体管59和60的公共发射极提供正+I_BB Q信号。向形成混频器16的晶体管61和62的公共发射极提供-I_BB Q信号，而向晶体管59和62的基极提供振荡信号+LO_Q，并且向晶体管60和61的基极提供-LO_Q。将晶体管59和晶体管61的集电极输出相加，并且输出调制信号+Imix_Q。类似地，将晶体管60和晶体管62的集电极输出相加，并且输出调制信号-Imix_Q。
在RF信号组合器17的节点N17a处，将调制信号+Imix_I和+Imix_Q相加，由此获得+Imod RF调制信号。在节点N17b处，将调制信号-Imix_I和-Imix_Q相加，由此获得-Imod RF调制信号。向GCA电路18提供调制信号+Imod和-Imod。
在GCA电路18中，改变差分控制电压+Vc和-Vc以改变GCA18的增益，并且从晶体管65的集电极和晶体管68的集电极中取出增益控制的RF信号。GCA 18也可以由稍后参照图3和图5说明的另一实施例利用其电路来进行配置。
如以上说明的那样，通过组合GCA 18作为调制器(MOD)10B的一部分，不需要将来自GCA 18的电流形式的放大后的信号S18转换成电压，并且可以将电流信号输入到RF-AGC处理器10C中的第一GCA 19。结果，用于将电压放大后的信号S18转换成电流的I-V转换电路、用于改变电压电平的射极跟随器电路等变得不必要。结果，可以减少所消耗的电流，并且可以减小半导体芯片上的面积。另外，从调制器(MOD)10B到RF-AGC处理器10C的布线变得容易。此外，由于从GCA 18到第一GCA 19的放大后的信号S 18是电流，因此可以避免由于在GCA 18和第一GCA 19之间的线路电容导致的信号劣化的问题，并且可以改善频率特性。
在图2示出的增益控制调制电路(GCA)10中，通过使用双极型晶体管作为形成用于将基带电压信号转换成电流信号的V-I转换器13和V-I转换器14的晶体管的两个差分放大器来示出配置示例。然而，除了使用双极型晶体管以外，还可以通过使用如图4所示的包括MOS晶体管的VI转换电路来配置用于处理基带信号的V-I转换器13和V-I转换器14。以这一方式，V-I转换器13和V-I转换器14可以使用双极型晶体管、MOS晶体管和其它适合于基带信号处理的晶体管。
第二实施例
图3是图1示出的增益控制型调制电路(GCA)10中的电压-电流(V-I)转换单元10A和调制器(MOD)10B的第二实施例的电路示例的视图。在图3的电路中，第一混频器15、第二混频器16和RF信号组合器17与参照图2描述的电路相同。因此，将省略对第一混频器15、第二混频器16和RF信号组合器17的详细说明。在图3的电路中，具有V-I转换器13A和V-I转换器14A的电压-电流(V-I)转换单元10AA以及具有第一差分放大器18A1和第二差分放大器18B1的增益控制型调制电路(GCA)18AA在电路配置上与图2所示的电路配置不同。
在图3中，对应于图2示出的电压-电流(V-I)转换单元10A的电压-电流(V-I)转换单元10AA具有V-I转换器13A和V-I转换器14A。图4是图示通过V-I转换器120表示的、图3示出的V-I转换器13A和V-I转换器14A的电路配置的视图。在此电路配置中，V-I转换器120包括两个VI转换电路，PMOS晶体管125和PMOS晶体管126包括差分放大器，并且从包括NMOS晶体管121和122的第一电流反射镜电路和包括NMOS晶体管123和124的第二电流反射镜电路输出电流转换输出信号。在对应于正基带信号的信号+Vin被输入到其中的信号路径中，恒流源I120的一端连接到基准电源Vcc的电源线100，并且恒流源I120的另一端连接到晶体管125的源极、处理器/放大器127的反相输入端(-)以及电阻器129的一端。向处理器/放大器127的非反相输入端(+)提供输入信号+Vin。处理器/放大器127的输出信号连接到晶体管125的栅极。晶体管125的漏极连接到源极接地的晶体管121的漏极和栅极。NMOS晶体管121的栅极连接到形成电流反射镜电路的源极接地型NMOS晶体管122的栅极，并且从晶体管122的漏极输出从电流转换的信号。形成电流反射镜电路的晶体管121和晶体管122的面积比(栅极宽度比)被设置为1∶m，所以从晶体管122的漏极输出流经晶体管121的电流m倍的电流。在对应于负基带信号的信号-Vin被输入到其中的信号路径中，恒流源I121的一端连接到基准电源Vcc的电源线100并且恒流源I121的另一端连接到PMOS晶体管126的源极、处理器/放大器128的反相输入端(-)以及电阻器129的另一端。向处理器/放大器128的非反相输入端(+)提供输入信号-Vin。处理器/放大器128的输出端连接到晶体管126的栅极。晶体管126的漏极连接到源极接地晶体管123的漏极和栅极。晶体管123的栅极连接到形成电流反射镜电路的源极接地的晶体管124的栅极，并且从晶体管124的漏极输出从电流转换的信号。配置电流反射镜电路的晶体管123和晶体管124的面积比(栅极宽度比)被设置为1∶m，所以从晶体管124的漏极输出流经晶体管123的电流m倍的电流。
接下来将说明VI转换电路120的操作。在处理器/放大器127的输入部分处比较输入电压信号+Vin和节点(端子)A处的电压，向配置差分放大器的晶体管126和晶体管125的栅极提供差分电压，并且调整电流使得源电压的节点A的电压变为等于输入电压信号Vin以进行反馈。类似地，在处理器/放大器128的输入部分处比较输入电压信号-Vin和节点(端子)B处的电压，向晶体管126的栅极提供差分电压，并且调整电流使得节点B处的电压变为等于输入电压信号-Vin以进行反馈。而且，改变差分输入电压(+Vin和-Vin)的电平，并将其输出到处理器/放大器127和128的节点A和B。结果，电阻器129将节点A和B之间的出现的电压差转换成电流。此电流即信号电流(AC)流经晶体管126、晶体管123、地、晶体管121、晶体管125和电阻器129。晶体管121和晶体管122形成电流反射镜电路，所以流到晶体管121的电流m倍的电流从晶体管122的漏极流出。类似地，流到晶体管123的电流m倍的电流从晶体管124的漏极流出。
如果使图4示出的输入信号Vin成为图3示出的基带I分量信号BB-I，则可以将V-I转换器120用作V-I转换器13A。类似地，如果使输入信号Vin成为基带Q分量信号BB-Q，则可以将V-I转换器120用作V-I转换器14A。在图3的V-I转换器13A中，输入电压信号Vin(VI)。结果，从晶体管122的漏极输出的电流转换信号(-I_BB I)被提供给第一混频器15的节点N11。而且，从晶体管124的漏极输出的电流转换信号(+I_BB I)被提供给第一混频器15的节点N12。类似地，在V-I转换器14A中，当提供电压信号Vin(VQ)时，电流转换信号被提供给第二混频器16的节点N21和节点N22。
当使用图4示出的VI转换电路120时，电流转换信号输出晶体管、即NMOS晶体管122和124的漏极被直接连接到形成混频器15和16的元件，即NPN晶体管55和56的发射极的连接点、NPN晶体管56和58的发射极的连接点、NPN晶体管59和60的发射极的连接点以及NPN晶体管61和62的发射极的连接点。当在基准电源Vcc的第一电源线100和第二基准电位即地(GND)之间连接包括V-I转换单元10AA、混频器15和16以及增益控制调制电路(GCA)18AA的电路时，VI转换电路120只需要NMOS晶体管122和124的漏极和源极之间的电压VDS。可以使该电压较小，可以由混频器15和16以及增益控制调制电路(GCA)18AA来设置另一电压(Vcc-VDS)，因此电路的设计余量变得更大。与此相伴随，可以使混频器15和16或增益控制调制电路(GCA)18AA的工作电压更大，所以具有线性区变得更宽的优点。
对混频器15和16的操作的说明与上面给出的相同，因此将被省略。将省略对包括节点N17a和节点N17b的RF信号组合器17的说明。
首先将说明图3所示的增益控制调制电路(GCA)18AA。第二实施例特征在于：GCA 18AA被配置为图2示出的调制器10B的一部分。配置GCA 18AA的第一GCA 18A1和第二GCA 18B1分别包括相同电路配置的差分放大器。第一GCA 18A1具有发射极共同连接在节点N31处的NPN晶体管65和66、负载Z1、电阻器R1和电阻器R2。负载Z1包括电容元件C1和电感元件L1。具有共同连接的发射极的晶体管65和66以及负载Z1在电路配置上与图2示出的第一差分放大器18A1相似。第二GCA 18B1具有发射极共同连接在节点N32处的晶体管67和68、负载Z1A、电阻器R1A和电阻器R2A。负载Z1A包括电容元件C1A和电感元件L1A。具有共同连接的发射极的NPN晶体管67和68与图2示出的第二差分放大器18B的晶体管相似，但是负载Z1A、电阻器R1A和电阻器R2A不同。第一GCA 18A1和第二GCA 18B1在负载Z1和负载Z1A、电阻器R1和电阻器R1A、以及电阻器R2和电阻器R2A上不同。
将正调制信号+Imod从RF组合电路17的节点N17a提供给晶体管65和晶体管66的发射极被共同连接所在的节点N31。晶体管65的集电极通过其中电容元件C1和电感元件L1并联连接的负载Z1连接到基准电源Vcc的电源线100，并且连接到电阻器R2的一端。从晶体管65的集电极取出输出电压+S18。晶体管66的集电极通过电阻器R1连接到基准电源Vcc的电源线100，并且连接到电阻器R2的另一端。类似地，向晶体管67和晶体管68的发射极共同连接所在的节点N35提供负调制信号-Imod。晶体管68的集电极通过其中电容元件C1A和电感元件L1A并联连接的负载Z1A连接到基准电源Vcc的电源线100，并且连接到电阻器R2A的一端。从晶体管68的集电极中取出输出电压-S18。晶体管67的集电极通过电阻器R1A连接到基准电源Vcc的电源线100，并且连接到电阻器R2A的另一端。负载Z1和负载Z1A形成具有电容元件C1和电感元件L1以及电容元件C1A和电感元件L1A的并联谐振电路，在期望频率处、例如通过负载Z1在800MHz的频率处以及通过负载Z1A在2GHz的频率处并联谐振，充当用于取出载波(载波信号)的带通滤波器，并且从增益控制调制电路(GCA)18AA的输出端取出这些载波。
图5是用于说明图4示出的第一GCA 18A1和第二GCA 18B1的操作的视图。图5示出的电路被图示为代表第一GCA 18A1和第二GCA 18B1的GCA150。在GCA 150中，从混频器15和16输出的信号电流Iob的输出端连接到节点N51，其中对应于NPN晶体管65和66或NPN晶体管67或68的NPN晶体管151和NPN晶体管152的发射极共同连接到所述节点N51上，NPN晶体管151的集电极通过对应于负载Z1和Z1A的负载Z1B(154)连接到基准电源Vcc的电源线100，并且连接到对应于电阻器R2和电阻器R2A的电阻器R2B(153)的一端。从晶体管151的集电极取出输出电压。NPN晶体管152的集电极通过电阻器R1B(155)连接到电源Vcc，并且连接到电阻器R2B(153)的另一端。也就是说，差分电路的输出电路具有pi(∏)配置并且组合差分输出。
接下来将说明GCA电路150的电路操作。从晶体管151和152的公共发射极输入信号电流，并且改变控制电压Vc，由此该信号电流的衰减量改变。在GCA 150中，负载电路包括Z1B以及R2B和R1B，并且从晶体管151的集电极得到输出信号Vo。输出信号Vo由下面的等式来表示：
Vo＝{Z1B//(R1B+R2B)}×I1B
+{(Z1B+R2B)//R1B×Z1B/(Z1B+R2B)}×I2B
＝Rmax×Iob/[1+exp(-Vc/Vt)]+Rmin×
Iob/[1+exp(Vc/Vt)]
其中，
Rmax＝Z1B×(R1B+R2B)/(R1B+R2B+Z1B)
Rmin＝Z1B×R1B/(R1B+R2B+Z1B)
Vc＝VBE1-VBE2
Vt：Boltzmann(玻尔兹曼)常数             …(14)
如果暂时设置输入电压为Vi＝1并且Z1B＝R1B＝R2B＝IoB＝1以方便理解GCA 150的特性，则增益G变成由下面的等式示出的值：
G＝(2/3)/[1+exp(-Vc/Vt)]+(1/3)/[1+exp(Vc/Vt)]     …(15)
图6在曲线图上示出了当改变周围温度条件时作为控制电压Vc和增益特性的等式(15)的特性。横坐标示出以0.1V的步长在从-0.2V到+0.2V的范围内示出的控制电压Vc。此外，纵坐标以1dB的步长在从-3dB到-10dB的范围内示出增益(G)。所述增益是在使周围温度为-25℃、27℃和85℃并且改变控制电压Vc时得到的。如从图6的结果清楚的那样，通过用最大增益和最小增益进行限制而将增益控制的范围控制为有限宽度。而且，控制特性关于中心增益基本上为点对称，在此示例中所述中心增益为-6dB。而且，在范围为-25℃到+85℃的温度处，所述特性存在极小的波动。实际上，在RF-AGC处理器10C中，在增益控制调制电路(GCA)18AA之后，放置包括第一GCA 19和第二GCA 20的两级增益控制调制电路。使这些增益控制调制电路重叠以便抵偿温度特性，并且获得良好的线性和温度特性。
第三实施例(发送装置)
当然，可以使用在示出详细电路配置的图1中图示的、作为第一实施例和第二实施例的增益控制调制电路(GCA)10，来代替在图7中示出并与SAW滤波器205、功率放大器206和双工器207组合的调制电路201，以便配置用于从天线208发出发送信号的通信(发送)装置200。这种通信(发送)装置200具有上述效果。
注意：作为本发明的实施例，说明了CDMA型增益控制调制电路(转换器)，但是本发明不限于此通信系统。对于能够使用本发明的其它系统，其也是有效的。
第四实施例(接收装置)
上面给出了对通信装置的发送系统的调制电路的说明，但是本发明不应受限于此。显然，第一实施例和第二实施例的增益控制调制电路(GCA)也可以应用于通信装置的接收系统的解调电路，例如混频器电路及其外围电路。在此情况下，解调电路将高频信号转换成基带信号，所以从包括VCO 21和分频器22的本地振荡电路输出的本地振荡频率与在上述调制电路201中使用的振荡频率不同。
本领域技术人员应当理解：可以根据设计需要和其它因素进行各种修改、组合、子组合和变化，只要它们处于所附权利要求或其等同物的范围内即可。
相关申请的交叉引用
本发明包含有关2005年1月5日在日本专利局提交的日本专利申请第2005-000560号的主题，其全部内容通过引用而被合并于此。

Claims (13)

1.一种信号处理电路，包括：
调制器，具有频率转换电路，每个频率转换电路具有：
本地振荡器，
混频器，将具有第一频率的信号和来自所述本地振荡器的本地振荡信号在所述混频器处相乘，以便将所述第一频率信号的频率转换成第二频率，并且输出电流频率转换后的信号，以及
第一增益控制电路，利用根据第一控制电压的第一增益来放大来自所述频率转换电路的电流频率转换后的信号，并且输出该电流放大后的信号；以及
第二增益控制电路，连接在所述第一增益控制电路之后，并且具有至少一个增益控制电路，所述至少一个增益控制电路利用根据第二控制电压的第二增益来放大从所述第一增益控制电路输出的电流放大后的信号，并且输出该放大后的信号，
其中，具有所述本地振荡器和所述混频器的所述频率转换电路被配置为用于处理具有同相信号和正交相位信号的正交信号的电路，
所述第一增益控制电路利用根据所述第一控制电压的第一增益来放大来自所述频率转换电路的电流频率转换后的正交信号，并且输出电流正交放大后的信号，以及
所述第二增益控制电路还放大从所述第一增益控制电路输出的电流正交放大后的信号。
2.如权利要求1所述的信号处理电路，在所述频率转换电路中的所述混频器的前一级处，还包括将具有第一频率的电压输入信号转换成电流信号的电压-电流转换电路。
3.如权利要求2所述的信号处理电路，其中，所述电压-电流转换电路具有差分型放大电路。
4.如权利要求3所述的信号处理电路，其中，
所述电压-电流转换电路具有由连接为差分对的两个双极型晶体管以及恒流源形成的电路，所述恒流源连接到所述两个双极型晶体管的发射极被共同连接在一起的部分，
所述电压输入信号被提供给所述两个双极型晶体管的基极，以及
从所述双极型晶体管的集电极输出电流形式转换后的信号。
5.如权利要求3所述的信号处理电路，其中，所述电压-电流转换电路，每个具有：
第一MOS晶体管，
第一恒流源，连接到所述第一MOS晶体管的源极或漏极，
第一处理器/放大器，连接到所述第一MOS晶体管的栅极，
第一电流反射镜电路，连接到所述第一MOS晶体管，并且包括两个MOS晶体管，
第二MOS晶体管，
第二恒流源，连接到所述第二MOS晶体管的漏极或源极，
第二处理器/放大器，连接到所述第二MOS晶体管的栅极，
第二电流反射镜电路，连接到所述第二MOS晶体管，并具有两个MOS晶体管，以及
反馈电阻器，位于所述第一处理器/放大器的一端和所述第二处理器/放大器的一端之间，
在所述第一处理器/放大器的另一端和所述第二处理器/放大器的另一端之间提供电压形式的输入信号，
从所述第一电流反射镜电路和所述第二电流反射镜电路输出电流形式转换后的信号。
6.如权利要求1所述的信号处理电路，其中，在所述频率转换电路中的所述混频器的每一个具有Gilbert型乘法电路。
7.如权利要求4所述的信号处理电路，其中，所述第一增益控制电路具有差分对型放大电路，其根据所述第一控制电压的增益来放大Gilbert型放大电路的频率转换后的信号。
8.如权利要求7所述的信号处理电路，其中，
所述第一增益控制电路具有：
其中两个晶体管连接为差分对的电路，和
谐振电路，其一端连接到所述两个晶体管的集电极而其另一端连接到基准电源线，
向所述两个晶体管的发射极被共同连接在一起的部分提供来自所述频率转换电路的电流形式的频率转换后的信号，
所述第一控制电压被提供在所述两个晶体管的基极之间，
从所述两个晶体管的集电极输出增益控制放大后的信号。
9.如权利要求7所述的信号处理电路，其中，所述第一增益控制电路具有：
由连接为差分对的两个晶体管形成的电路，
谐振电路，连接在所述两个晶体管中的一个晶体管的集电极和基准电源线之间，
第一电阻器，连接在所述两个晶体管中的另一个晶体管的集电极和所述基准电源线之间，以及
第二电阻器，连接在所述两个晶体管的集电极之间，
向所述两个晶体管的发射极被共同连接在一起的部分提供来自所述频率转换电路的电流频率转换后的信号，
所述第一控制电压被提供在所述两个双极型晶体管的基极之间，
从所述两个晶体管的集电极输出增益控制放大后的信号。
10.如权利要求1所述的信号处理电路，其中，所述本地振荡器向所述混频器输出用于提高具有基带频率的信号的频率的本地振荡信号。
11.如权利要求1所述的信号处理电路，其中，所述本地振荡器向所述混频器输出用于降低具有高频的信号的频率到基带的本地振荡信号。
12.如权利要求2所述的信号处理电路，其中，所述电压-电流转换电路将具有同相信号和正交相位信号的电压正交信号作为具有同相信号和正交相位信号的电流信号输出到所述频率转换电路。
13.一种通信装置，包括如权利要求1所述的信号处理电路，其中该信号处理电路连接到天线并用作发送电路或接收电路。
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