CN101044792B - 用于助听器中自适应传声器匹配的系统和方法 - Google Patents

Abstract

包括至少两个传声器(201、202)的定向助听器(100)具有用于匹配两个传声器(201、202)之间幅度和相位差异的装置(200)。传声器匹配装置(200)比较在助听器(100)使用期间在多个频率测量的传声器信号通路的传递函数之间差异，将所述差异和在相似频率的所述传声器信号通路的传递函数的模型中的差异进行比较，基于比较导出一参数组，并调整所述参数以便最小化所述模型和所述传声器(201、202)之间级差中的差异。然后，可使用所述模型以通过将适当的控制参数(103、104、105、106)应用于自适应匹配滤波器(108)，来使传声器(201、202)相互匹配，所述自适应匹配滤波器传送传声器信号中的一个。

Description

用于助听器中自适应传声器匹配的系统和方法

技术领域

本发明涉及助听器。更具体地说，本发明涉及在音频信号通路中包括两个或更多传声器的数字助听器。

背景技术

具有定向能力的助听器通常采用两个或更多传声器以使助听器能够根据方向处理进入的声音，从而获得对来自特定方向或方向范围的声音的增加的灵敏度。在该处理中，助听器依赖传声器当中到达时间和声级中的差异。具有定向能力的助听器使助听器用户更容易感知来自特定方向的声音，因为来自其它方向的声音被抑制到某种程度。

术语“定向性”在本申请中到处使用。该术语表示助听器对来源于特定方向或方向范围的声音的支持超过来源于其它方向的声音的能力。物理上，助听器定向性的定义是来自所支持方向的声音的输出能级与对从全方向的球面积分求平均所得的声音的输出能级之间的比值，常常用dB(分贝)表示。

为了使使用全定向传声器的定向传声器系统的功能达到合理的满意度，必要的是，独立传声器相互已紧密匹配。匹配可在生产阶段实现，例如通过仔细选择配对的传声器，或，就使用功能强大的数字处理器来说，对于处理器，可以想得到的是补偿用特定传声器组独立地测量的相位特性的差异。

依赖到达时间差的定向传声器系统必须分辨前部和后部传声器信号之间相位的微小差异，以便控制前部和后部传声器信号组合的全定向灵敏度，尤其是在较低的频率。定向特性原则上是通过适当地延迟来自前部传声器的信号并从来自后部传声器的信号中减去延迟的传声器信号来获得的。这要求独立全定向传声器的相位差相互已紧密匹配。

如果，在助听器的有效寿命期间，独立传声器的特性因一些原因发生变化，例如老化、温度、湿度或其它因素，在生产阶段得到的传声器之间相位差的匹配可能不再准确，伴随而来的可能结果是传声器系统的定向性的破坏。当然，这是无法接受的情形，并因此存在着对在助听器整个有效寿命中可使传声器相位特性的匹配保持在某一容限内的设备或方法的需求。

根据EP1191817A1已知一种具有自适应传声器匹配的助听器。该现有技术助听器包括用于比较来自至少两个传声器的信号能级的装置，以减少传声器信号能级中的差异。该匹配仅仅解决传声器之间幅度中的差异，而未考虑传声器之间的相位差。

US2002/0034310A1描述了一种用于自适应地匹配多传声器系统中传声器灵敏度的系统，例如在定向助听器中。该系统利用延迟单元、频带分裂滤波器，以及用于适当地按比例缩放传声器信号以匹配灵敏度的装置。所述按比例缩放仅仅是在各种频率的频带级缩放，而未考虑相位差。

根据US2004/0057593A1已知一种助听器，以及一种用于助听器中传声器的自适应匹配的方法。该方法利用具有长时间常数的反馈环以匹配传声器的信号幅度。一固定的滤波器被用于在制造中将传声器中的一个匹配到另一个传声器，而未并入用于随后更改滤波器参数的装置。传声器的匹配不是非常准确，并且其并未考虑相位变化。

EP1458216A2描述了用于调配助听器中传声器的仪器和方法。用于执行传声器调配的仪器包括校准的参考传声器，并且调配助听传声器的方法在助听器的制造期间执行。在EP1458216A2中所描述的传声器调配并未考虑由传声器老化等引起的变化。

其它已知的防止传声器随时间漂移的先决条件包括在助听器的装配之前预老化传声器，从而最小化在有效寿命期间随时间的漂移。预老化传声器并未考虑对温度、湿度或其它环境因素的依赖性。因此上面所提及的传声器匹配系统需要两样东西。第一，准确度是普通的，以及第二，两个传声器之间的相位差在那些系统中未被校正。

可用若干方法中的一个对由传声器组成的系统以及后来的RC(阻容)滤波级进行建模。该模型的传递函数可仅包括系统最主要的极点，从而形成简单的一阶模型，或者其可考虑传声器本身的极点以及RC滤波级，从而形成更复杂的二阶模型。如果在具有被放入频谱极低端(例如，20-40Hz(赫兹))中的频率极点的传声器类型中选择传声器，那么传声器极点中的任何差异基本上仅仅会影响传递函数的幅度，这是因为任何对相位的作用将仅仅在低于定向传声器系统必须工作的频带的频率下才会起作用。

令人遗憾的是，传声器中极低频率极点意味着传声器本身在极点附近具有很高的灵敏度，也就是，上文例子中的20-40Hz范围。在助听器中，传声器中对低频率的高灵敏度在许多情形中产生问题。低频率是，例如，在传送语音感知是不需要的，并且因此在助听器中被认为是无用信号。尽管如此，在现代社会中低频噪声源存在于许多情形中，例如当驾驶汽车时，或当暴露于户外的风噪声时。对低频率具有高灵敏度的传声器很容易达到饱和状态或声过载，其中传声器振膜本身通过由低频气压变化引起的运动达到它的支撑极限。当饱和时，传声器被阻止有效地传送声音，并且收听者得到的印象是该声音已被突然切断，或至少严重失真。

因此在助听器中优选对低频率具有较小灵敏度的传声器。然而，这意味着在某些较高频率存在极点，从而增加了相位特性准确匹配的重要性。

在使用期间，匹配传声器的现有技术方法因此不适合匹配任何具有低频极点的传声器。如果对低频率具有较小的灵敏度的传声器

-以及因此被放在频谱中较高频率的极点被使用，那么就需要不同方法来匹配传声器。该方法应该优选与给定传声器组中极点的放置无关，并因此可自由地允许任意传声器的匹配，所述任意传声器包括那些具有较高频率极点的传声器。利用合并了传声器和RC滤波器级两者的二阶模型使匹配过程变得有些复杂，这是因为二阶系统更加复杂，并因此花费更多资源去建模。另一方面，其提供更精确匹配的前景，并允许传声器选择中附加自由度并入该系统。

为处理传声器的幅度和相位两者的自适应匹配问题，必须实现信号通路模拟部分的匹配。这可通过使用匹配的传声器和RC滤波器级，通过在制造中使用匹配传声器的专用匹配系统，或在使用期间通过使用匹配传声器的匹配系统来实现。前两种方法存在的缺点是，信号通路中可能随时间发生的变化不能被考虑到。信号通路中的这些变化，例如可源于温度、湿度、部件老化，修理时更换了一个或两个传声器中的变化等等。因此本发明的一个目标是创造自适应实时传声器匹配系统。

发明内容

多传声器系统的匹配本身就是一个盲识别问题，也就是，只基于来自该系统的输出信号。构成本发明基础的方法包括，得出传声器系统的参数模型以及后来在多个选定频率匹配所得出的模型的幅度特性。双-传声器助听系统的参数模型的推导可，通过微小的修改，推广到具有超过两个传声器的系统。该方法的理论基础将在下面更详细地讨论。

从传声器到A/D(模数)转换器的传递函数的合适的连续时间模型可由等式(1)和(2)描述：

$H_f\left(s\right)=K_f\frac{s}{s+p_{\mathrm{mic},f}}\·\frac{s}{s+p_{\mathrm{rc},f}}---\left(1\right)$

$H_r\left(s\right)=K_r\frac{s}{s+p_{\mathrm{mic},r}}\·\frac{s}{s+p_{\mathrm{rc},r}}---\left(2\right)$

在此p_mic，f、p_rc，f、p_mic，f、p_mic，r和p_rc，r分别是传声器和伴随的RC电路的极点，并且K_f和K_r分别是前部和后部传声器的增益值。然而，应该强调的是，传递函数的描述不局限于该具体的模型。使用匹配的零极点法(比如：Franklin等人的″Feedback Control of Dynamic Systems″，Stanford University，California)以获得离散时间模型产生：

$H_{f,\mathrm{mode}l}\left(z\right)=K_f\frac{1-z^{-1}}{1-a_{\mathrm{mic},f}{z}^{-1}}\·\frac{1-z^{-1}}{1-a_{\mathrm{rc},f}{z}^{-1}}---\left(3\right)$

和

$H_{r,\mathrm{mode}l}\left(z\right)=K_r\frac{1-z^{-1}}{1-a_{\mathrm{mic},r}{z}^{-1}}\·\frac{1-z^{-1}}{1-a_{\mathrm{rc},r}{z}^{-1}}---\left(4\right)$

在此a_mic，f、a_rc，f、a_mic，r和a_rc，r分别是前部和后部传声器的传声器和RC电路的离散时间极点，并且K_f和K_r是离散增益值。

传声器模型的功率谱可由等式(5)和(6)描述：

${\left|H_{f,\mathrm{mode}l}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2=K_f^2\frac{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}{d_{\mathrm{mic},f}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·\frac{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}{d_{\mathrm{rc},f}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(5\right)$

${\left|H_{r,\mathrm{mode}l}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2=K_r^2\frac{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}{d_{\mathrm{mic},r}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·\frac{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}{d_{\mathrm{rc},r}\left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(6\right)$

在此

$d_{\mathrm{mic},f}\left(\mathrm{\ω}\right)=1-2a_{\mathrm{mic},f}\cos \left(\mathrm{\ω}\right)+a_{\mathrm{mic},f}^2---\left(7\right)$

$d_{\mathrm{rc},f}\left(\mathrm{\ω}\right)=1-2a_{\mathrm{rc},f}\cos \left(\mathrm{\ω}\right)+a_{\mathrm{rc},f}^2---\left(8\right)$

$d_{\mathrm{mic},r}\left(\mathrm{\ω}\right)=1-2a_{\mathrm{mic},r}\cos \left(\mathrm{\ω}\right)+a_{\mathrm{mic},r}^2---\left(9\right)$

和

$d_{\mathrm{rc},r}\left(\mathrm{\ω}\right)=1-2a_{\mathrm{rc},r}\cos \left(\mathrm{\ω}\right)+a_{\mathrm{rc},r}^2---\left(10\right)$

为了在数字域中匹配后部传声器，下面的滤波器被用于后部传声器信号通路：

$\frac{H_{f,\mathrm{mode}l}\left(z\right)}{H_{r,\mathrm{mode}l}\left(z\right)}=\frac{K_f}{K_r}\·\frac{1-a_{\mathrm{mic},r}\·z^{-1}}{1-a_{\mathrm{mic},f}{z}^{-1}}\·\frac{1-a_{\mathrm{rc},r}\·z^{-1}}{1-a_{\mathrm{rc},f}{z}^{-1}}---\left(11\right)$

为了使系统能够确定前部和后部传声器信号的功率谱与估计功率谱有多大区别，于是选择误差函数来描述该差异。当选择特定误差函数时，对于不同参数必须找到准确度和计算速度和简单性之间的恰当的平衡。出于该目的，一个合适的误差函数是：

$e\left(\mathrm{\ω}\right)=p_{\mathrm{ratio}}\left(\mathrm{\ω}\right)\frac{1}{K^2}\·\frac{d_{\mathrm{mic},f}\left(\mathrm{\ω}\right)}{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}\·\frac{d_{\mathrm{rc},f}\left(\mathrm{\ω}\right)}{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}-\frac{d_{\mathrm{mic},r}\left(\mathrm{\ω}\right)}{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}\·\frac{d_{\mathrm{rc},r}\left(\mathrm{\ω}\right)}{2-2\cos \left(\mathrm{\ω}\right)}---\left(12\right)$

在此

$p_{\mathrm{ratio}}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{\left|H_{f,\mathrm{signal}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}{{\left|H_{r,\mathrm{signal}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}---\left(13\right)$

是前部和后部传声器之间功率比谱，

|H_f，signal(ω)|²(14)          且

|H_r，signal(ω)|²(15)

分别是前部和后部传声器信号的功率谱，且K＝K_f/K_r是前部和后部模型之间的增益比值。

前部和后部传声器的传递函数模型的优选参数化产生：

$H_{f,\mathrm{mode}l}\left(z\right)=K_f\frac{1-z^{-1}}{1-(a_{\mathrm{miccenter}}+a_{\mathrm{micdiff}})\·z^{-1}}\·\frac{1-z^{-1}}{1-(a_{\mathrm{rccenter}}+a_{\mathrm{rcdiff}})\·z^{-1}}---\left(16\right)$

和

$H_{r,\mathrm{mode}l}\left(z\right)=K_r\frac{1-z^{-1}}{1-(a_{\mathrm{miccenter}}-a_{\mathrm{micdiff}})\·z^{-1}}\·\frac{1-z^{-1}}{1-(a_{\mathrm{rccenter}}-a_{\mathrm{rcdiff}})\·z^{-1}}---\left(17\right)$

在此

a_micf＝(a_miccenter-a_micdiff)且a_micr＝(a_miccenter-a_micdiff)

等式(16)和(17)与等式(3)和(4)是相同的，除了参数化已经变化的事实，因为传递函数现在依赖描述传声器的两极点之间中心(算术平均)的参数，a_miccenter，和描述前部传声器和中心之间差异的参数，a_micdiff。在实际情形中，发现该参数化是更有利的。为了方便起见，(16)和(17)中的参数可被表示为一参数矢量

θ＝[a_miccenter a_micdiff a_rccenter a_rcdiff K]^T      (18)

计算的目的是基于在N个不同频率(ω_n，n＝1...N)对p_ratio(ω)的测量，来估计所述参数矢量θ。定义费用函数J，所述问题因此可被用公式表示为非线性最小二乘方问题，以如下形式：

$J=\frac{1}{2}{e}^{T}e,\underset{\mathrm{\θ}}{\min }J---\left(19\right)$

对于这种类型问题，在文献中存在着多种有效的最优化求解算法。

使用简单的基于梯度的方法，用于估计所述参数矢量θ的更新等式因此变成：

${\mathrm{\θ}}_{k+1}={\mathrm{\θ}}_k-\mathrm{\μ}\frac{\∂J}{\∂\mathrm{\θ}}={\mathrm{\θ}}_k-\mathrm{\μ}\frac{\∂e^T}{\∂\mathrm{\θ}}e---\left(20\right)$

误差矢量e(ω)的导数因此构成一5×N梯度矩阵，并且对于等式(18)中的参数矢量θ误差矢量e(ω)的元素的导数为：

$\frac{\∂e\left({\mathrm{\ω}}_n\right)}{\∂a_{\mathrm{miccenter}}}=\frac{2}{{(2-2\cos {\mathrm{\ω}}_n)}^2}(p_{\mathrm{ratio}}\frac{1}{K^2}(a_{\mathrm{mic},f}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{re},f}-\left(a_{\mathrm{mic},r}\cos {\mathrm{\ω}}_n\right)d_{\mathrm{rc},r})---\left(21\right)$

$\frac{\∂e\left({\mathrm{\ω}}_n\right)}{\∂a_{\mathrm{micdiff}}}=\frac{2}{{(2-2\cos {\mathrm{\ω}}_n)}^2}(p_{\mathrm{ratio}}\frac{1}{K^2}(a_{\mathrm{mic},f}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{rc},f}-(a_{\mathrm{mic},r}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{re},r})---\left(22\right)$

$\frac{\∂e\left({\mathrm{\ω}}_n\right)}{\∂a_{\mathrm{rccenter}}}=\frac{2}{{(2-2\cos {\mathrm{\ω}}_n)}^2}(p_{\mathrm{ratio}}\frac{1}{K^2}(a_{\mathrm{rc},f}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{mic},f}-(a_{\mathrm{rc},r}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{mic},r})---\left(23\right)$

$\frac{\∂e\left({\mathrm{\ω}}_n\right)}{\∂a_{\mathrm{rcdiff}}}=\frac{2}{{(2-2\cos {\mathrm{\ω}}_n)}^2}(p_{\mathrm{ratio}}\frac{1}{K^2}(a_{\mathrm{rc},f}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{mic},f}-(a_{\mathrm{rc},r}-\cos {\mathrm{\ω}}_n)d_{\mathrm{mic},r})---\left(24\right)$

$\frac{\∂e\left({\mathrm{\ω}}_k\right)}{\∂K}=-\frac{2}{{(2-2\cos {\mathrm{\ω}}_n)}^2}{p}_{\mathrm{ratio}}\·\frac{1}{K^3}\·d_{\mathrm{mic},f}\·d_{\mathrm{rc},f}---\left(25\right)$

等式(21)直到(25)描述了离散频率n＝1，...，N的误差矢量并构成用于等式(20)的5×N梯度矩阵。参数d_mic，f，d_rc，f，d_mic，r，d_rc，r和p_ratio还取决于ω_n，但是为便于表示，忽略这些依赖性。

该模型估计构成根据本发明的助听器中传声器匹配系统的理论基础。

根据本发明的助听器包括至少两个传声器通道、输入转换器、信号处理器和输出换能器，传声器通道中每个分别包括连接到一阶高通滤波器的传声器，其中信号处理器包括用于调配传声器通道的调配装置，用于测量传声器通道功率传递函数的装置和用于产生各个传声器通道的功率传递函数中每个的模型的装置，和用于通过适当地控制调配装置来最小化功率传递函数模型和各个传声器通道的实际功率传递函数之间差异的装置。这样，在使用时可采取对策以克服助听器中失配的传声器。

由于传声器和RC滤波器级两者的极点都可在设计时间被自由地放置，也就是说，传声器的极点可选择位于例如200Hz而RC滤波器级可选择位于例如100Hz，因此还可减少在较低频率将传声器驱入饱和的问题，并且传声器匹配可根据处理器及其需要来执行，例如，每十分之一秒，以便保持传声器匹配-以及因此定向性指数未受影响-在助听器以定向模式使用期间。

根据本发明，各个传声器通道的功率传递函数中每个的模型分别包括传声器功率传递函数的模型和一阶高通滤波器功率传递函数的模型。助听器处理器使用该模型以便基于来自传声器输入的信号和等式(20)到(25)产生的结果来调配两个传声器中一个的输入的频率和相位特性。用于计算匹配滤波器的滤波器系数的装置，等式(11)，利用等式(20)的结果以导出滤波器系数。

根据本发明创造了一种用于匹配至少两个传声器的方法，所述方法包括步骤：产生预先确定的信号通路的功率传递函数的模型，测量实际传声器信号通路的功率传递函数，比较所测量的功率传递函数与模型功率传递函数，基于所述比较导出一参数组，并使用导出的参数组以根据产生的模型匹配传声器信号通路。该方法可自动地由助听器中信号处理器的专用部分有利地执行，从而在执行其它公共的助听器处理任务时以规则的间隔调配传声器信号的匹配。

在一优选实施例中，在六个选定频率测量传声器信号的幅度，例如，80Hz、112Hz、159Hz、225Hz、318Hz和450Hz。然后在相同六个频率计算传声器信号通路的模型，并且测量结果和模型之间的差异用于导出用来匹配助听器中传声器的参数。

附图说明

现在将参照附图对本发明做更详细地描述，在此

图1是现有技术定向传声器系统的工作原理示意图，

图2是显示根据可用参数推导使用参数的图表，

图3a是说明图1中传声器信号之间增益失配的定向性指数依赖性的图表，

图3b是说明在100Hz在不同的增益失配级别的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图3c是说明在200Hz在不同的增益失配级别的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图3d是说明在500Hz在不同的增益失配级别的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图4a是说明图1中传声器信号之间相位失配的定向性指数依赖性的图表，

图4b是说明在100Hz在不同的相位失配值的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图4c是说明在200Hz在不同的相位失配值的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图4d是说明在500Hz在不同的相位失配值的传声器信号的空间响应的极坐标图，

图5a是显示前部和后部传声器信号之间差异的图表，

图5b是显示前部和后部模型信号之间差异的图表，

图6是根据本发明的传声器匹配系统的示意框图，以及

图7是根据本发明的具有传声器匹配系统的助听器的示意框图。

具体实施方式

出于简单性考虑在下面的讨论中假定双-传声器定向传声器系统，而根据本发明的传声器匹配的方法可很容易地被用于设置三个或更多传声器，只要它们全部都相互匹配。图1中所显示的定向传声器电路包括前部传声器M_f，连接到延迟单元Δ的后部传声器M_r，和求和点∑，在此来自后部传声器M_r的延迟信号被从前部传声器M_f中减去。延迟单元Δ将来自后部传声器的信号延迟一周期，等于

在此d是两个传声器之间的距离，c是声速且

是切口(notch)方向。

包括全向传声器的定向传声器系统的定向性依赖对独立传声器的幅度和相位特性的全面认识，这是因为当计算来自后部传声器的信号的放大增益和延迟时间时这些因素是关键的。两个传声器之间增益或相位差中的失配，也就是错误，对定向传声器系统中的空间响应有深远的影响。定向性指数是测量定向传声器系统区别来自除优选方向或方向范围以外方向的声音的能力的尺度。定向性指数D定义为：

$D=\frac{{\left|G\left(\mathrm{0,0}\right)\right|}^2}{(1/4\mathrm{\π})\underset{\mathrm{\θ}=0}{\overset{\mathrm{\π}}{\∫}}\underset{\mathrm{\φ}=0}{\overset{2\mathrm{\π}}{\∫}}{\left|G(\mathrm{\φ},\mathrm{\θ})\right|}^2\sin \mathrm{\θd\φd}{\mathrm{\θ}}^{\′}}---\left(27\right)$

并可以表示为来自优选方向的声级和来自任何其它方向的球面积分的声级之间的比值，用dB表示。

图3a、3b、3c和3d说明增益失配对定向传声器系统中传声器之间的定向性指数的影响，所述定向传声器系统类似于图1所示的那种。在图3a中，第一曲线，用不间断的线表示，显示了来自紧密匹配的定向传声器系统的理想定向性响应。在具有两个传声器的系统中，最高可获得的定向性指数大约为6dB。在所显示的情形中，定向性指数直到大约1kHz(千赫兹)大约为6dB，并在10kHz降至4和5dB之间某处。第二曲线，由短划线表示，其显示在传声器级中0.1dB失配情况下的定向性响应。在该情况下，定向性指数开始于在100Hz的4和5dB之间，在大约2kHz上升至大约6dB，并在10kHz降至4和5dB之间。第三曲线，由虚线表示，其显示了在0.5dB增益失配情况下的定向性指数响应。在该情况下、定向性指数在100Hz低至0.5dB，在1000Hz大约为5.5dB，并在10kHz降至4和5dB之间。定向性指数仅仅在大约3kHz具有大约为5.8dB的最大值。

由图3a中的曲线可得知，即使来自匹配传声器系统的微小偏离也可使定向性指数恶化，特别是在低于1kHz的信号中。所述恶化在空间响应中如何表现出来，可从图3b、3c和3d中的极化图中获悉。图3b中的极坐标图显示了在100Hz匹配传声器系统中的空间响应，图3c在200Hz的响应，以及图3d在500Hz的响应。

在图3b中理想定向性响应被显示为实线，0.1dB增益失配显示为短划线，以及0.5dB增益失配显示为虚线。图3b显示在100Hz，定向性在0.1dB失配时正被恶化着，并且实质上在0.5dB失配时消失，在该情况下定向传声器系统具有的空间响应类似单个全向传声器。从图3b、3c和3d可得知，定向性指数由于仅仅0.1到0.5dB的失配就严重地恶化，并且因此当频率降低时定向性指数恶化。

图4a、4b、4c和4d说明定向传声器系统中传声器之间相位失配对定向性指数的影响，所述定向传声器系统类似于图1所示的那种。相位失配被表示为传声器/RC电路传递函数之间极点位置的偏离，单位为Hz。实际上，由于制造公差，极点的确切位置不可能预先得知，然而极点位置的偏离对传声器之间相位关系有深远的影响。通常可通过在将传声器安装在助听器中之前对它们进行匹配，从而减轻该固有问题。这可产生在有效寿命初期具有良好定向性能的助听器，但是却未考虑部件老化或环境影响。

在图4a中，第一曲线，用不间断的线表示，显示了来自理想匹配的定向传声器系统的理想定向性响应。在所显示的情形中，定向性指数直到大约3kHz时大约为6dB，在10kHz降至4和5dB之间某处。在图4a中，第二曲线，由短划线表示，显示了在传声器之间10Hz的相位失配情况下的定向性响应，也就是，传递函数中极点位置之间的差为10Hz。在该情况下，定向性指数开始于在100Hz的-1和0dB之间，在大约600Hz上升至大约6dB，并在10kHz降至4和5dB之间。第三曲线，由虚线表示，其显示了在20Hz相位失配情况下的定向性指数响应。在该情况下，定向性指数开始于在100Hz的大约-1dB，在250Hz降至-2dB以下，在900Hz升至6dB并在10kHz降至4和5dB之间。

从图4a中的曲线可得知，相当于传声器极点之间距离为10Hz的相位失配在600Hz-1kHz以下使定向性指数响应极大恶化，并且传声器之间的20Hz相位失配在900Hz以下使定向性指数响应恶化。如图4a所示，后者情形更加严重，定向性指数在大约230Hz降至-2dB。

图4b、4c和4d显示了在100Hz、200Hz和500Hz，具有不同程度相位失配的传声器系统的定向性响应极化图。在图4b、4c和4d中，理想定向性响应显示为实线，传声器电路中极点的10Hz相位失配显示为短划线，以及20Hz相位失配显示为虚线。图4b显示，在100Hz，定向性在10Hz失配正被恶化着，并且实质上在20Hz失配消失，在这样情况下定向传声器系统具有的空间响应类似全向传声器。图4c和4d分别显示在200赫兹和500赫兹的相同的现象。

从图4b、4c和4d可得知，由于仅仅10到20Hz的相位失配，空间响应就被严重恶化，而且恶化在较低频率变得更严重。为了使定向传声器系统以对于定向性和空间响应可预见的方式工作，因此在所使用的传声器中紧密匹配幅度响应和相位响应是非常重要的。

图5a显示了定向传声器系统中两个失配传声器的传递函数的曲线，Mic_front和Mic_rear。两个传递函数曲线都在较低频率具有一滚降，但是极点，也就是低频滚降开始的点，对于每个传声器是不同的。对于两个传声器，除曲线横断的点之外，增益级也是不同的。该差异是由于两个传声器之间的增益误差和相位误差。在图5a中还说明了在六个不同频率f₁、f₂、f₃、f₄、f₅和f₆所测量的两个传声器之间的级差(leveldifference)。在六个频率上的传递函数之间的级差被显示为宽的、垂直线而在频率f₄和f₆的差异在图5a中指示出。通常，传递函数之间的差可表示为

$\frac{H_{\mathrm{fsignal}}\left(f_n\right)}{H_{\mathrm{rsignal}}\left(f_n\right)}---\left(28\right)$

实际上，在使用期间测量传声器的实际声压级是不可能的。然而，两个传声器之间级差(以dB为单位)与瞬时声压级无关，并因此将在给定频率上保持恒定，这是因为该差异仅仅取决于两个传声器之间的失配。

图5b显示了两个失配传声器的模型的传递函数曲线，Model_front和Model_rear。两个传递函数曲线都在较低频率具有一滚降，但是极点，也就是低频率频滚降开始的点，对于每个模型是不同的。对于两个模型，除曲线横断的点之外，增益级也是不同的。这是由于两个模型之间的增益误差和相位误差。

在图5b中还说明了在六个不同频率f₁、f₂、f₃、f₄、f₅和f₆两个模型之间的级差。在六个频率的传递函数之间的级差被显示为宽的、垂直线而在频率f₄和f₆的差异被在图5b中指示出。通常，传递函数之间的差异可表示为

$\frac{H_{f\mathrm{mode}l}\left(f\right)}{H_{r\mathrm{mode}l}\left(f\right)}---\left(29\right)$

为了获得工作的传声器匹配系统，比较根据传声器的模型传递函数得到的级差和在真实传声器信号上所测量的级差，并然后可使用等式(20)来调整传递函数的极点与零点以便最小化真实传声器的传递函数之间的级差和模型传递函数之间的级差之间的差异。所述极小化产生了一组关于极点与零点的修正的传递函数，在此

$\underset{J\→0}{\lim }\frac{H_{f\mathrm{mode}l}\left(f\right)}{H_{r\mathrm{mode}l}f\left(f\right)}=\frac{H_{\mathrm{fmic}}\left(f\right)}{H_{\mathrm{rmic}}\left(f\right)}---\left(30\right)$

如图5a和5b所示，只要两组级差之间的差异被最小化，在独立频率的模型的修正传递函数的实际大小和形状就可能不同于所测量的传递函数。

图6显示了根据本发明的传声器匹配系统200的实施例的示意框图。前部传声器(未显示)的输出101被连接到增益矩阵109的第一输入，且后部传声器(未显示)的输出102被连接到匹配滤波器108的输入。匹配滤波器的输出被连接到增益矩阵109的第二输入。传声器匹配参数103、105、104和106，分别由amicf、arcf、amicr和arcr表示，分别被连接到第匹配滤波器108的第一、第二、第三和第四参数输入。

增益矩阵109具有连接到信号处理器(未显示)的第一和第二输入的第一和第二输出，并且输出分别由ppfront和pprear表示。增益矩阵109具有用于向传声器匹配系统200提供值K(参见等式(1)和(2))的第三输入。

在使用期间，来自前部传声器101的信号，sf，被直接供给增益矩阵108，而来自后部传声器102信号，sr，被供给传声器匹配滤波器108。传声器匹配滤波器108是数字匹配滤波器，所述数字匹配滤波器具有的传递函数为：

$H_{\mathrm{matching}}\left(z\right)=\frac{1-\mathrm{amicr}\·z^{-1}}{1-\mathrm{amicf}\·z^{-1}}\·\frac{1-\mathrm{arcr}\·z^{-1}}{1-\mathrm{arcf}\·z^{-1}}---\left(31\right)$

该传递函数被用于来自后部传声器102的信号。四个滤波器参数amicr、arcr、amicf和arcf由信号处理器(未显示)计算并被供给传声器匹配滤波器108，从而确定应用于后部传声器信号sr的实际的(数字的)传递函数。

增益矩阵109将一大于或等于1的增益应用于输入信号。如果K(参见等式(1)和(2))大于或等于1，那么就通过增益矩阵109将K应用于后部传声器信号。如果K小于1，那么就将其相反数应用于前部传声器信号。这确保来自增益矩阵109的输出总是大于或等于1。

图7显示了根据本发明的助听器100的示意框图。共同构成定向传声器系统的前部传声器201和后部传声器202，被连接到A/D转换器150的第一和第二输入，所述A/D转换器150用于将来自传声器201、202的信号转换成数字形式。电话线圈(telecoil)148和辅助输入149被分别连接到A/D转换器150的第三和第四输入。

根据本发明，A/D转换器150的数字传声器输出被连接到传声器匹配块200，所述匹配块200用于执行匹配来自传声器的信号，并且传声器匹配块200的输出被连接到信号处理器300的输入，所述信号处理器300用于对匹配传声器信号的做进一步处理。来自A/D转换器150的数字传声器输出还被连接到信号处理器300，所述信号处理器300用于在本发明方法的执行中提供将被使用的测量信号。根据本发明的方法，传声器匹配系统200基本上与图6中所描述的传声器匹配系统相同。来自信号处理器300的输出被连接到声输出换能器221，并且信号处理器300还包括装置301，所述装置301用于根据测量和计算将必要的参数数据提供给传声器匹配块200。

在使用时，声音信号被助听器100的前部传声器201和后部传声器202获得，并被转换成电传声器信号，以用于通过助听器100的信号处理器300对所述电传声器信号进行放大、滤波、压缩等等。然而，如上所讨论的，在放大电传声器信号之前，它们需要被相互匹配以使助听器100能够完全再生声音信号中的方向信息。电传声器信号因此被供给传声器匹配系统200，在此执行传声器信号的匹配。信号处理块300根据听力损失规定参数来处理匹配传声器信号以便补偿听力损失并从而将处理、放大的信号呈递给输出换能器221以实现声音再现。

Claims (7)

1.一种助听器，包括至少两个传声器通道、一个输入转换器、一个信号处理器和一个输出换能器，所述传声器通道中每个分别包括一个连接到一高通滤波器的传声器，其中所述信号处理器包括用于匹配所述传声器通道的自适应匹配装置，用于测量第一传声器通道和第二传声器通道之间的级差的装置，用于产生各个传声器通道的第一和第二传递函数之间的所述级差的模型的装置，用于测量第一和第二真实传声器信号之间的所述级差的装置，和用于通过适当地控制所述自适应匹配装置来最小化所述级差的模型与各个所述真实传声器信号的级差之间的差异以匹配所述传声器通道的装置。

2.根据权利要求1所述的助听器，其中各个传声器通道的所述第一和所述第二传递函数之间的级差的模型分别包括所述传声器传递函数的模型和所述匹配滤波器传递函数的模型。

3.根据权利要求1或2所述的助听器，其中所述信号处理器基于在预先确定数目的频率比较所测量的功率传递函数和所建模的功率传递函数而导出参数组。

4.一种用于匹配助听器中至少两个传声器的方法，包括以下步骤：

产生独立传声器的信号通路的传递函数的级差的模型，

测量所述独立传声器的实际信号通路的功率函数的级差，

比较所测量的功率函数的级差和所述传递函数的级差，

基于所述比较导出一参数组，以及

根据产生的模型使用所导出的参数组以匹配所述独立传声器的信号通路。

5.根据权利要求4所述的方法，其中测量所述独立传声器的实际信号通路的功率函数的级差的步骤包括以下步骤：在多个预先确定的离散频率测量传声器信号的平均幅度。

6.根据权利要求4或5所述的方法，其中所述根据所述比较导出一参数组的步骤包括将随机梯度更新应用于所述传递函数的步骤。

7.根据权利要求4所述的方法，其中匹配所述传声器是在所述助听器的正常操作期间以规则的间隔执行的。

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