CN102280102A - 自适应噪声控制 - Google Patents

Abstract

揭示了一种自适应噪声控制系统和方法，用于降低从噪声源辐射到收听位置的声学噪声信号的功率，其包括：提供与声学噪声信号相关的电参考信号；使用自适应滤波器对电参考信号进行滤波，以提供电输出信号；将自适应滤波器的电输出信号乘以增益因子，以提供第一电补偿信号；对自适应滤波器的电输出信号进行滤波并将其乘以增益因子的反数(inverse)，以提供第二电补偿信号，第二增益因子等于1减去第一增益因子；将该第一电补偿信号辐射到具有声学换能器的收听位置；感应收听位置处的残余电误差信号；将第二电补偿信号添加到电误差信号中以提供补偿误差信号；并且根据补偿误差信号和参考信号的函数来调整自适应滤波器的滤波系数。

Description

自适应噪声控制

技术领域

本发明涉及自适应噪声控制和消除，并尤其涉及用于对幅度和相位方面的消除性能进行控制的系统和方法。

背景技术

与有用声音信号相对照，干扰噪声(也称为“噪声”或“干扰声音信号”)是不希望被例如收听者听到或感知到的声音。在机动车辆中，干扰噪声可包括由发动机和/或与其机械耦接的部件(例如风扇)的机械振动、从车辆上方和车辆周围经过的风、和/或接触例如铺砌表面的轮胎产生的声音信号。尤其对于较低的频率范围，已知噪声控制系统和方法使用相消性相干(即，通过将噪声信号与补偿信号叠加)来消除或至少降低辐射到收听空间内的噪声。然而，这些系统和方法的可行性依赖于成本有效的、高性能的数字信号处理器的发展，这些数字信号处理器可与适当数量的适宜的传感器和换能器(transducer)一起使用。

通常，主动式的噪声抑制或降低系统还被称为“主动式噪声控制”(ANC)系统，该系统产生具有与要被抑制的噪声信号振幅相同且频率相同的分量的补偿声音信号。但是，该补偿声音信号相对于噪声信号具有180度的相位偏移。结果，至少在收听空间内的特定位置处，由于补偿声音信号和噪声信号之间的相消性相干，该噪声信号被消除或降低。在该上下文中“收听空间”是ANC展现其噪声抑制的效果的空间，例如，车辆的乘客舱。

现代的主动式噪声控制系统实施数字信号处理和数字滤波技术。典型地，噪声传感器(例如麦克风或非声学传感器)被用于提供代表噪声源生成的干扰噪声信号的电参考信号，该参考信号被馈给自适应滤波器，该自适应滤波器将经滤波的参考信号供应给声学换能器(例如扬声器)。该声学换能器产生相位与在该收听空间的限定部分(“收听位置”)以内的噪声信号反相的补偿声场(compensation sound field)。该补偿声场与噪声信号相互作用，从而消除或至少衰减在收听位置内的噪声。收听环境和/或收听空间以内的剩余噪声可使用麦克风来感应。因而产生的麦克风输出信号被用作“误差信号”并被提供给自适应滤波器，此处该自适应滤波器的滤波系数被修正，使得该误差信号的模方(norm)(例如功率)被最小化，因此收听者最终感知到的剩余噪声被最小化。

所有可应用的算法均向自适应系统的输出和感应到的误差信号之间的附加物理设备(physical plant)提供了补偿。已知的算法包括：例如滤波x LMS(FXLMS)、滤波误差LMS(FELMS)和修正滤波x LMS(MFXLM)。

代表从声学换能器(即扬声器)到误差信号传感器(即麦克风)的声学传输路径的模型(物理设备)被用于实现FXLMS、FELMS、MFXLMS(或任意相关的)算法。这种从扬声器到麦克风的声学传输路径通常被称为ANC系统的“次路径(secondary path)”，而从噪声源到麦克风的声学传输路径通常被称为ANC系统的“主路径(primary path)”。用于确定(identify)次路径的传输函数的相应处理被称为“次路径系统确定”。

ANC系统的次路径系统的传输函数(即频率响应)可对自适应滤波器的收敛特性(convergence behavior)具有相当大的影响，并因此对其稳定性特性，以及对自适应的速度具有相当大的影响。次路径系统的频率响应(即，振幅响应和/或相位响应)在ANC系统工作期间可能会发生改变。变化的次路径传输函数可对主动式噪声控制的性能，特别是对由FXLMS、FELMS或MFXLMS算法产生的自适应的速度和质量具有负面影响。当实际的次路径传输函数发生改变并不再匹配在主动式噪声控制系统中使用的先前确定的次路径传输函数时导致了这种负面的影响。所有这些影响限制了ANC系统可获得的衰减性能。

而且，在特定应用中，期望的是相对于频率控制噪声衰减的能级和相位。

目前普遍需要一种自适应噪声控制，这种自适应噪声控制应具有可选择的消除特征，同时保持自适应的速度和质量以及自适应噪声控制的稳健性(robustness)。

发明内容

依据本发明的一个方面，揭示了一种自适应噪声控制系统，用于降低在收听位置处从噪声源辐射到该收听位置的声学噪声信号的功率。该系统包括自适应滤波器，其接收代表声学噪声信号的电参考信号和代表在所述收听位置处的声学信号的电误差信号，并提供电输出信号；信号处理装置，其连接到自适应滤波器的下游，并且提供指示已乘以第一增益因子的电输出信号的第一电补偿信号和指示已乘以第二增益并通过次路径的估计转移函数滤波的电输出信号的第二电补偿信号，该第二增益因子等于1减去第一增益因子；第二补偿信号被添加到误差信号以进行补偿；以及至少一个声学换能器，其接收第一电补偿信号，并将表示第一电补偿信号的声学补偿信号辐射到收听位置。

依据本发明的另一个方面，揭示了用于降低在收听位置处从噪声源辐射到收听位置的声学噪声信号功率的自适应噪声控制方法。该方法包括提供和声学噪声信号相关的电参考信号；使用自适应滤波器对该电参考信号进行滤波以提供电输出信号；将该自适应滤波器的电输出信号乘以自适应第一增益因子，以提供第一电补偿信号；对该自适应滤波器的电输出信号进行滤波并将其乘以第二增益因子，以提供第二电补偿信号，该第二增益因子等于1减去第一增益因子；使用声学换能器将第一电补偿信号辐射到收听位置；对收听位置处的残余电误差信号进行感应；将第二电补偿信号添加到电误差信号以提供补偿误差信号；以及根据补偿误差信号和参考信号的函数调整自适应滤波器的滤波系数。

附图说明

附图中的部件没有必要依比例绘制；重点放在说明本发明的原理上。此外，在图中相似的参考标号代表相应的部分。

图1是说明在时域内具有可控衰减的基本的自适应噪声控制系统的框图；

图2是说明图1中所示的基本的自适应噪声控制系统的更具体的实施例的框图；

图3以图形方式说明了在如图2所示的系统中在时域中相对于增益因子g的衰减E[z]/D[z]，以dB为单位；

图4以图形方式说明了在如图2所示的系统中在时域中相对于增益因子g的相位E[z]/D[z]；

图5是说明具有频率相关的复数增益因子G的在频域中实现的如图2所示的自适应噪声控制系统的框图；

图6说明了图5的系统的备选构造；

图7说明了适用于相对于频率自动调节复数增益G以实现用户可选择的衰减和相位关系E[z]/D[z]的依据图6的系统；以及

图8说明了依据图7的，对自适应复数增益G进行额外的相位平均的系统。

具体实施方式

图1说明了在用于生成补偿信号的基本自适应噪声控制系统中的信号流，该补偿信号至少部分地补偿、消除或修正非期望的干扰信号d[n]。代表所有可能出现的干扰噪声的声学噪声信号x[n](参考噪声信号)从噪声源3经由主路径1被辐射到收听位置4。该声学噪声信号x[n]可包括例如由发动机的机械振动、机械耦接到发动机上的部件(例如风扇)的声音、经过车辆上方和周围的风和接触铺砌表面的轮胎产生的声音信号。为了简单起见，所有这样的噪声源在此由噪声源3表示。主路径1可将延迟加入声学噪声信号x[n]，这归因于例如干扰噪声从噪声源3到收听位置(即，收听空间中应该实现对干扰噪声信号d[n]的抑制的位置)的传播，即，到期望“静默点”的传播。

此外，声学补偿信号y”[n]从例如扬声器5的换能器沿次路径2辐射到收听位置4，在该处作为经延迟的补偿信号y’[n]出现。在收听位置4处，干扰噪声信号d[n]与经延迟的补偿信号y’[n]彼此干扰，产生声学误差信号，在此称为误差信号e[n]。干扰噪声信号d[n]与经延迟的补偿信号y’[n]的相互作用可被描述成信号相加，在图1中用加法器6来表示。声学误差信号e[n]通过例如麦克风7的另一个换能器被转换成电误差信号，为了简单起见，与声学误差信号类似，在此将该电误差信号也称为误差信号e[n]。通过使用例如麦克风8的再另一个换能器，声学噪声信号在噪声源3处被拾取并被转换成电噪声信号。然而，也可使用任意其它的传感器，来产生对应于该声学噪声信号的信号。正如对于误差信号e[n]那样，此后声学和电学噪声信号均被简单地称为噪声信号x[n]。

信号处理装置10接收并处理噪声信号x[n]和误差信号e[n]，以生成补偿信号y”[n]，该补偿信号y”[n]是补偿信号y[n]在乘法器12中在时域中乘以(第一)增益因子g(在此情况下为实数)的结果。在信号处理装置10中，补偿信号y[n]由接收噪声信号x[n]和经修正的误差信号e*[n]的自适应滤波器11提供。该经修正的误差信号e*[n]由加法器13提供，加法器13将误差信号e[n]与经修正的补偿信号y*[n]相加。经修正的补偿信号y*[n]是由补偿信号y[n]在乘法器14中在时域中乘以(第二)增益因子1-g(第二增益因子等于1减去第一增益因子)并通过模拟次路径2的滤波器滤波得到的，该滤波器此后称为次路径估计滤波器15。在乘法器14中乘以“1-g”对在乘法器12(连接滤波器15建立的次路径模型)中乘以“g”进行了补偿，以使得在经修正的误差信号e*[n]与常规ANC系统中(即，当乘法器12被旁通而乘法器14被省略(g＝1)时)的误差信号e[n]相同。因此，提供给自适应滤波器的误差信号与常规ANC系统中相同。

在图1中说明的装置中，与噪声信号x[n](也称为“参考噪声信号”)相互关联的信号(例如补偿信号y”[n])被用于驱动补偿扬声器(扬声器5)。对来自噪声源3的噪声输入x[n]的“系统响应”由至少一个麦克风输出信号(误差信号e[n])代表，该至少一个麦克风输出信号经由控制系统反馈给补偿扬声器。该补偿扬声器生成“抗噪声(anti-noise)”(补偿信号y’[n])，以抑制在期待的位置处的实际干扰噪声信号d[n]。自适应滤波器11被更新，以通过使用例如LMS、NLMS、RLS等已知的自适应算法降低信号e*[n]在最小均方值意义上的大小。参考图2更详细地描述增益因子“g”对该系统行为的影响。

图2的框图说明了图1中所示的基本自适应噪声控制系统的更具体的实施例。在图2中说明的系统包括主路径1、次路径2和图1示出的整个信号处理装置10，例如利用适当的软件实现的数字信号处理器。图1中示出的信号处理装置10包括自适应滤波器11、次路径估计滤波器15、加法器13以及乘法器12和14。正如在图2中更详细地说明的，自适应滤波器11包括自适应单元16和由自适应单元16控制的可控滤波器17。接收参考噪声信号x[n]的滤波器18的输出信号被供给自适应单元16和滤波器17。在加法器19中将滤波器17的输出信号相加到近似的干扰噪声信号d^[n]中，该加法器19向自适应单元16提供经修正的误差信号e’[n]。系数w_k也被复制到滤波器20，该滤波器20因此具有如同滤波器17所具有的转移函数(transfer function)W[z]。滤波器20接收参考噪声信号x[n]并提供补偿信号y[n]，该补偿信号y[n]被供应给具有转移函数S^[z](近似次路径)的滤波器21，以提供补偿信号y”’[n](y”[n])。在加法器22中从误差信号e*[n]减去补偿信号y”’[n]，以提供输出信号d^[n]。该信号d^[n]是对干扰噪声信号d[n]的估计，并且当等式S^[n]＝S[z]成立时，信号d^[n]等于干扰噪声信号d[n]。在频域中，这可依据以下等式轻易地被证实：

D^(z)＝D(z)+Y(z)·(g·S(z)+(1-g)·S^(z)-S^(z)))

＝D(z)+Y(z)·G(z)·(S(z)-S^(z))

主路径1具有转移函数P(z)，该转移函数P(z)代表噪声源3与收听位置4之间的信号路径的转移特性(transfer characteristics)。次路径2具有转移函数S(z)，该转移函数S(z)代表扬声器5与收听位置4之间的信号路径的转移特性。滤波器17和20具有的转移函数W(z)受自适应单元16提供的滤波器系数的优化集合控制。转移函数S^(z)是对次路径转移函数S(z)的估计。主路径1和次路径2是代表收听空间的声学特性的“真实”系统，其中其他转移函数是在信号处理装置11中实现的。滤波器20是主动信号路径(即，其中处理了由扬声器5辐射的实际信号的路径)的一部分。滤波器17是被动信号路径的一部分，该被动信号路径仅用于以一种“背景”、“虚设(dummy)”或“阴影”滤波器结构来优化滤波器系数wk。已经发现，系统的这种阴影结构在实践中对于处理系统的稳定性是有利的。

在图2所示的系统中，噪声信号x[n]被用作自适应滤波器11的“参考信号”。噪声信号x[n]是例如由诸如麦克风这样的声学传感器或诸如转速计(revolution counter)这样的非声学传感器测量的。当使用非声学传感器时，可由合成器、专用滤波器或类似装置对得到的信号作后续处理。自适应滤波器11提供补偿信号y[n]，补偿信号y[n]在乘法器12中乘以增益g，之后经由次路径2被辐射到收听位置，在收听位置处作为经修正的补偿信号y’[n]出现。该经修正的补偿信号y’[n]相对于经延迟的参考噪声信号x[n]具有约180度的相移，因此与来自主路径1的干扰噪声信号d[n]相消叠加。叠加的“结果”是用作误差信号e[n]的可测残余信号。在将误差信号e[n]与由次路径估计滤波器15提供的经修正的补偿信号y*[n]相加之后，产生的经修正的误差信号e*[n]可用作自适应滤波器11的输入。

更精确地，在转移函数W[z]的自适应成功之后，由于该自适应处理，由滤波器17和18的串联连接导致的转移函数W(z)·S(z)近似于主路径1的转移函数P(z)，其中主路径1的输出信号d[n]和次路径2的输出信号y’[n]相消性叠加，从而抑制在所考虑的收听位置上的输入信号x[n]的影响。误差信号e’[n]和通过使用估计次路径转移函数S^(z)滤波而从参考噪声信号x[n]导出的经滤波的参考信号x^’[n]，被供给自适应单元16。自适应单元16使用例如LMS算法计算具有转移函数W(z)的滤波器17(和滤波器20)的滤波系数w_k，使得误差信号的模方(norm)|e’[n]|或|e*[n]|分别变得相对较小，例如被最小化。这种最小化可获得的最大性能除取决于其它因素以外，还取决于次路径的特性、所使用的模型中的次路径的质量、自适应的类型以及基础噪声信号的性质和特性。在特殊的“g＝1”的情况下，可以很容易地证实e*[n]＝e[n]并且该系统将呈现其在声学域中的最大衰减性能。在图2的系统中自适应滤波器11包括具有转移函数W[z]的附加滤波器20和具有估计次路径转移函数S^[z]的附加滤波器21。“真实”次路径2上游的自适应滤波器20的滤波特性与阴影滤波器17的滤波特性相同，并且通过(LMS)自适应单元16更新。滤波器21接收补偿信号y[n]，并提供对次路径输出的估计y”’[n](y”[n])。对次路径输出的估计，经修正的补偿信号y”’[n](y”[n])被加到由设置在期望消除噪声的位置(即，收听位置4)处的麦克风(为了简明起见，在图2中未示出)提供的误差信号e*[n]。产生的和为主路径输出d[n]的估计信号d^[n]。(被动式的，即非主动地适应的)阴影滤波器17的输出信号，补偿信号y”[n]被加到估计信号d^[n]，以提供修正误差信号e’[n]，用于更新滤波器17和20的滤波系数w_k。滤波器20接收参考噪声x[n]，而阴影滤波器17和LMS自适应单元16接收经滤波的参考噪声信号x^’[n]。

假设g＝1，包括滤波器21的路径仅用于模仿实际辐射的声学补偿信号y”[n]。加法器22输出对声学干扰噪声信号d[n]的估计，即，估计干扰噪声信号d^[n]，其取决于转移函数S^[z]的质量。滤波器16、17和18尝试模仿所述估计干扰噪声信号d^[n]，使得滤波器17输出所述估计干扰噪声信号d^[n]的逆信号(inverse)。此外，转移函数W[z]被从滤波器17复制到滤波器20(通过复制相应的滤波系数w_k)。由此导致的衰减最大，因为误差近似于零(e[n]→0)。因此，正如可从图3看出的，对于g＝1，衰减最大。由于g＝1时1-g＝0，所以包括乘法器14和滤波器15的路径不是主动式的。

如以上参考图2描述的系统作为ANC系统工作良好，在该系统中所期望的是噪声全部都被降低，也就是g＝1的情况。但是，也存在可能期望将噪声仅衰减或增加到一定程度，或者仅修正噪声的频谱结构，或者这两者都实现的情况。例如，将车辆发动机的声音减低到零是不值得做的，因为发动机的声音向驾驶员提供了重要的反馈信息，例如该发动机是开启着还是关闭的，或者是对发动机每分钟转数(RPM)的指示，其甚至可以给出对车辆速度的大致印象。另一个应用可以是所谓的车辆或发动机声音调谐，即，产生特定的声音，例如更加令人愉快的、运动性的或者优雅的车辆或发动机声音。因此，现在假定g≠1。

在图2的系统中，乘法器12被添加到普通ANC构造中，以便实现这样的声音调谐。通过乘法器12使补偿信号y[n]乘以的增益因子g相当于要获得的噪声信号x[n]的总体衰减。考虑到自适应滤波器11，乘法器14被连接到滤波器21的上游，并通过将补偿信号y[n]乘以1-g来补偿该增益因子g。因此，自适应滤波器11以与其在g＝1时相同的方式操作。但是，增益因子g影响在收听位置4出现的信号e[n]，因为现在适用于：

E[z]＝g·W[z]·S[z]·X[z]+D[z]

(而不是E[z]＝W[z]·S[z]·X[z]+D[z])

其中g≠1且E[z]是相应的时间信号e[n]的Z-变换。但是自适应滤波器11作为控制回路的一部分仍尝试最小化误差信号e’[n]，即e’[n]→0。但是，在控制回路中存在由增益因子g引入的补偿：

假设次路径的理想模型具有S^[z]＝S[z]，并且转移函数W[z]和S[z]的串联连接与转移函数P[z]匹配(W(z)·S(z)＝-P[z])，W[z]自适应成功之后(e’[n]→0)，可形成作为结果的相对衰减值，其中

Y′[z]＝g·W[z]·S[z]·X[z]＝-g·P[z]·X[z]＝-g·D[z]

a＝E[z]/D[z]＝(D[z]+Y′[z])/D[z]

＝(D[z]-g·D[z])/D[z]＝1-g

其中E[z]、D[z]、X[z]、Y[z]和Y’[z]代表在频域中的时域信号e[n]、d[n]、x[n]、y[n]以及y[n]的频域，并且g是实数值增益，其中0≤g≤∞。

进一步假设增益因子为g＝1，并且系统是在不可能实现无限大的衰减的真实条件下操作的，理论上最大衰减a_max(＜1)出现使得绝对衰减a’为最大衰减因子a_max和相对衰减|a|这两个值的最大值：

a’＝max(a_max，|a|)

对于任意的相对衰减因子a，其中

a＝E[z]/D[z]＝(D[z]+Y′[z])/D[z]

＝(D[z]-g·D[z])/D[z]＝1-g

并且E[z]、D[z]、X[z]、Y[z]和Y’[z]分别代表在频域中的时域信号e[n]、d[n]、x[n]、y[n]和y[n]的频域形式，以下的操作模式可应用：

衰减：0≤g≤1  a′_db＝-20log10(a′)a′＝max(a_max，|a|)

衰减：1≤g≤2  a′_db＝-20log10(a′)a′＝max(a_max，|a|)

放大：2≤g≤∞ a′_db＝-20log10(a′)a′＝max(a_max，|a|)

该衰减以线性比例a’(＜1)或对数比例a’_db(＞0)说明。

图3以图形的方式通过举例说明了图2中所示的理论上最大衰减因子为a_max＝0.1的系统中的衰减与增益因子g的关系。图4以图形的方式也通过举例说明了如图2所示的系统的相位与增益因子g的关系。正如从图4所见的，对于大于1的增益因子g，衰减a＝1-g的相位被反转，由此相位

为：

图5是说明基于图2所示的系统的自适应噪声控制系统的框图，但是该系统适用于具有频率相关的复数增益因子G(jω)，以允许对相对于频率的噪声或频谱声音调谐进行均衡，其中当前复数衰减因子A(jω)为：

A(jω)＝1-G(jω)＝E(jω)/D(j ω)

当使用与频率相关的G，即G(jω)时，G可以在系统中被存储成查找表(look-up table)，例如存储成代表G(jω)的数的与频率相关的复数阵列，其中ω_start＜ω＜ω_stop，ω_start＝开始值，ω_stop＝停止值。

与图2的系统相对照，在图5的系统中所有信号均不在时域中处理，而是在频域中处理。据此，取代时域中的信号x[n]、y[n]、e[n]、y^’[n]、d^[n]、x^’[n]和e’[n]，分别使用了频域中的信号X(jω)、Y(jω)、E(jω)、Y^’(jω)、D^(jω)、X^’(jω)和E’(jω)，因此，调整滤波器17、18、20、21和自适应单元16，以便展示与图2的系统中的各个滤波器相同的行为。

如图5所示，计算单元23连接在加法器6的输出端和加法器13的输入端之间，在图2的系统中其被指定成接收误差信号e[n]。进一步的计算单元24与乘法器12串联连接，并在第二路径的上游。最后，再进一步的计算单元25可被连接到滤波器18和20输入端的上游。备选地，可使用振荡器26，其被连接到滤波器18和20的上游，并且通过噪声源3利用例如代表发动机的每分钟转数的信号来控制该振荡器26。振荡器26可以是例如在代表发动机每分钟转数的信号的基础上模仿由噪声源生成的噪声的合成器。

增益因子G(jω)的相对于频率的专用振幅和相位特性可通过例如有限脉冲响应(FIR)滤波器或无限脉冲响应(IIR)滤波器实现，或通过频域中的查找表以保持在特定频率ω处读出离散的复数值来实现。正如以上概括的，衰减因子A(jω)是复函数

它的绝对值为：

|1-G(jω)|＝|A(jω)|

并且其相位为：

其中Im{ }为衰减因子A(jω)的虚部，Re{ }为衰减因子A(jω)的实部，并且整数k与A的复平面中的象限有关。

将复数旋转器(complex rotator)应用于信号Y(jω)，提供了校正信号Y(jω)·G(jω)，其可被计算单元24通过实数算符Re{Y(jω)·G(jω)}或逆向FFT转换成时域中的信号(实数)。然而，校正路径利用1-G(jω)操作，其中频率变量为标准化频率ω＝2·π·(f/f_s)。

图5所示的系统中，通过在计算单元23中执行的快速傅立叶变换(FFT)、外差作用(heterodying，HET)操作或所谓的Goertzel算法将时域中的误差信号e[n]转换成频域误差信号E(jω)。

快速傅立叶变换是一种计算离散傅立叶变换(DFT)及其逆变换的有效方法。存在许多不同的涉及数学的广义范围的FFT算法，从简单的复数运算到群论(group theory)和数论(number theory)。DFT将值序列分解成不同的频率成份。这种操作在许多领域中是有用的，但是根据定义直接计算通常太慢，以致于无法实际应用。FFT计算DFT并产生与直接计算DFT定义完全一样的结果。唯一的不同是FFT更快得多。由于逆向DFT和DFT几乎是一样的操作，所以任何FFT算法可以很容易地应用于逆向DFT。通过使用FFT，如在此示出的信号处理必须在块处理中进行。这在对信号x[n]、y[n]和e[n]的处理中引入了额外的延迟，并导致ANC系统的性能劣化。

将时域信号转换到频域中的备选方法是外差法(heterodyne)。外差作用是通过对两个周期信号进行混合或相乘以将所关心的信号放入有用的频率范围内，来生成新频率。在本示例中，误差信号e[n]或者参考噪声信号x[n]与复数旋转器X(jω)＝e^jω相乘，使得所关心的频率向0Hz移动，产生的复数信号E(jω)被用于信号处理装置10中的进一步处理。这可以通过例如以下的形式进行：

E(jω)＝(cos(ω·n)+j·sin(ω·n))·e[n]

其中，在本示例中，n为数字式的时间指数，而ω是感兴趣的特定的单个频率位置。应该注意到ω可具有希望的任意频率值。

由于在自适应单元16中执行的LMS算法的平均操作，抑制了在除0Hz以外的其它频率处有可能出现的不希望的噪声。与FFT相比，外差作用操作没有表现出信号延迟。

将时域信号变换成频率信号的其它方法有所谓的Goertzel算法。该Goertzel算法是用于识别信号的频率成份的数字信号处理技术。虽然一般的快速傅立叶变换(FFT)算法在输入信号的带宽上均匀计算，但是Goertzel算法着眼于特定的、预定的频率。

在本示例中，参考信号或由振荡器26提供，或由计算单元25提供，该计算单元2采用FFT或者Goertzel算法。但是，也可以使用外差作用。26的输出可依据以下等式生成：

X(jω)＝cos(ω·n)+j·sin(ω·n)

其中ω代表所关注的频率，而n是离散时间指数。

当使用FFT算法时，必须注意的是需要对信号(数据)进行块方式(block-wise)处理，这引起了额外延迟，并且据此导致更慢的自适应。相比之下，可采用如Geortzel算法中的样本方式(sample-wise)处理。提供较小延迟的另一种选择是使用振荡器，连同例如也允许样本方式处理的外差操作。

图6说明了图5的系统的备选构造，其中乘法器12和14被单个乘法器26取代，并且其中省略了滤波器15和加法器13。在图6的系统中，信号Y(jω)在乘法单元26中被乘以复数增益G(jω)。乘法单元26的输出信号被供给计算单元24和滤波器21，在减法器22中从计算单元23提供的误差信号E(jω)中减去滤波器21的输出信号Y’”(jω)。

图1至图6中示出的所有系统都具有时域或频域中的增益因子，其使用户能够预先确定衰减特性a或复数滤波器或在控制系统的存储器中存储的查找表G(jω)可用于获得期望的衰减A(jω)＝1-G(jω)。查找表是不变的，并且因此关系E(jω)/D(jω)＝A(jω)成立。收听者感知通过信号E(jω)代表的声学误差。干扰噪声信号D(jω)是在当ANC系统被完全关断时感知的信号。如果系统的用户仅希望预先确定衰减|A(jω)|，而不需要预先确定相位信息，则查找表仅包括值G(jω)＝1-|A(jω)|，其中0≤G≤∞被限制成实数值。使用这种设置，相位

表现得如以上参考图4所说明的那样。如果选择复数值A(jω)，则其导致在G(jω)＝1-A(jω)中，A(jω)的幅度和相位按如下这样确定：

据此，当

时，所感知的信号E(jω)的相位与干扰噪声信号D(jω)相关。

参考图7描述了克服这种缺陷并且提供了最终被感知的误差信号E(jω)的可选相位的系统。

图7说明了依据图6的具有附加装置31的系统，该附加装置31用于自动调节(复数)增益G(jω)以实现以上需求。在装置31中，复数增益G(jω)由包括三个相位计算单元27、28、29和减法器30的增益控制单元提供。计算单元27对估计误差信号D^(jω)应用辐角函数arg{ }，D^(jω)是对在收听位置处的干扰噪声信号d[n]在频域中(＝D(jω))的估计，并且计算单元28对目标误差信号-E_d(jω)应用辐角函数arg{}。Arg{}是对复数(例如被形象化成平面)操作的函数，并且直观地给出在将该点连接到原点的线与正向实轴之间的角，其被公知为该点的辐角，也就是代表该数的位置矢量的半直线(half-lines)与正向实轴之间的角(正如在以上等式中概括的)。

减法器30从计算单元28的输出信号中减去计算单元27的输出信号，减法器30将代表新计算的自适应增益的相位的信号arg{G_a(jω)}供给计算单元29，在计算单元29处利用了算子|G(jω)|·e^j{}进行处理。因此，前面的绝对值|G(jω)|再次被采用，但是相位

是新计算出的(即，经调整的)，用“{}”表示。绝对值|G(jω)|可在频域内被存储成查找表。计算单元29将复数增益G(jω)提供给乘法器26。在装置31中，所估计的延迟噪声信号D^(jω)与复数目标误差信号(即-E_d(jω))比较，其差异被评估装置(即计算单元29)用于计算(调整)复数增益G(jω)，使得例如该差异保持不变。因此，估计的延迟噪声信号D^(jω)的相位与期望误差信号E_d(jω)的相位彼此对比，即，从期望误差信号E_d(jω)的相位中减掉表示实际干扰噪声信号d[n]的估计干扰噪声信号D^(jω)的相位。基于这两个相位的差异(即这两个复数信号的比率E_d(jω)/D^(jω))计算了新的复数增益因子G(jω)，其中仅对相位进行调整。

正如以上所概括的，依据以下等式，可控相位和衰减A(jω)的绝对值与误差信号E(jω)和延迟噪声信号D(jω)(＝在频域中的d[n])相关：

A(jω)＝E(jω)/D(jω)＝1-G(jω)

如近似的干扰噪声信号D^(jω)可通过处理单元11估计(减法器22的输出)，并且如果期望误差信号E_d(jω)或者其相位arg{E_d(jω)}已经通过例如查找表提供，则自适应增益G_a(jω)具有：

$G\_a\left(\mathrm{j\ω}\right)=1-A\left(\mathrm{j\ω}\right)=1-E\_d\left(\mathrm{j\ω}\right)/D\left(\mathrm{j\ω}\right)\≅1-(E\_d\left(\mathrm{j\ω}\right)/D^\left(\mathrm{j\ω}\right))$

或者可以计算其相位arg{G_a(jω)}

arg{G_a(jω)}＝arg{1-(E_d(jω)/D^(jω))}

＝arg{-E_d(jω)}-arg{D^(jω)}

基于对相位的计算，在后续的步骤中系统中使用的复数的增益通过基于以下关系的离散计算来调整：

G(jω，k+1)＝|G(jω，k)|·e^(j·arg{G_a(jω，k)}

G(jω)＝|G(jω)|·e^(j·arg{G_a(jω)}

据此，具有转移函数z^-1的延迟块可连接到计算单元29的下游(未示出)。而且|G(jω)|可被存储在系统中作为查找表。因此，误差信号e[n]的相位被改变并且被控制，使得由在收听位置4处干扰噪声信号d[n]与补偿信号y’[n]的重合导致的声音信号适合于由期望误差信号E_d(jω)的目标相位定义的期望特性。总误差信号E(jω)将具有相位

以及幅度

|E(jω)|＝|(1-G(jω))·D(jω)|＝|A(jω)·D(jω)|

可能的两种操作模式为：

1.仅调整相位

G(jω)＝|G(jω)|·e^(j·arg{G_a(jω)}或者

G(jω，k+1)＝|G(jω，k)|·e^(j·arg{G_a(jω，k)}

|G(jω)|，E_d(jω)或者arg{E_d(jω)}被存储在查找表中。

2.调整幅度和相位

G(jω)＝G_a(jω)＝1-(E_d(jω)/D^(jω))或者

G(jω，k+1)＝G_a(jω，k)＝1-(E_d(jω)/D^(jω，k))

只有E_d(jω)被存储在查找表中并且作为E(jω)被提供。

图8说明了依据图7的具有额外的平均单元36的系统，平均单元36被连接在减法器30和计算单元29之间。平均单元36包括连接在减法器30的输出端和加法器33的输入端之间的系数元件32(具有系数1-a)，加法器33的另一个输入端经由系数元件34连接到锁存器(latch)35的输出端。锁存器35的输入端被连接到加法器33的输出端。可按可能的情况来提供用于在频域、块或样本方式等处理中进行平均的附加单元(在附图中未示出)。

复数的增益和用于自动调节复数增益的装置还可被用于与图1、图2和图5中说明的系统相连。这种装置可被包括在自适应滤波器(如图1中通过虚线g[z]表示的)中。复数增益因子还可通过取代乘法器或除法器的可控滤波器提供。而且本发明的范围不被限制在有关汽车的应用中，而是还可被应用在任意其它环境中(例如像家庭影院或者类似的家用电器中，以及在电影院和音乐厅或类似环境中)。

在以上描述的示例中，可使用经修正滤波的X最小均方MFXLMS算法，因为其提供更快的收敛，由于例如利用FXLMS，最大的步进大小是在次路径上出现的延迟的倒数。因此，与MFXLMS不同，FXLMS算法的收敛延迟随声学次路径长度增加而增加。当使用MFXLMS算法时，可控制图2的系统中从例如滤波器17到滤波器20的滤波系数复制，因此能够在系统趋向于变得不稳定时保持系统稳定。

正如已提及的，参考噪声信号x[n]可以是声学信号或是非声学(例如合成的)信号。而且，参考噪声信号x[n]可作为时域中的模拟信号被拾取，但在频域中以块方式(FFT)或样本方式(Goertzel、外差作用)进行了数字处理。误差信号e[n]也可作为时域中的模拟信号被拾取，而在频域中以块方式(FFT)或样本方式(Goertzel、外差作用)进行了数字处理。补偿可以是在频域中处理的块方式或样本方式，并且在时域中作为模拟信号被声学辐射。(可调整的)g因子可在时域或频域中被处理。

对于本领域的技术人员显而易见的是，执行相同功能的其它组成部分可被适当地替换。这种对本发明概念的改变规定为被随附的权利要求书所覆盖。

Claims (15)

1.一种自适应噪声控制系统，用于降低在收听位置处从噪声源传播到该收听位置的声学噪声信号的功率，该系统包括：

自适应滤波器，其接收代表所述声学噪声信号的电参考信号和代表所述收听位置处的声学信号的电误差信号，并提供电输出信号；

信号处理装置，其被连接到所述自适应滤波器的下游，并提供指示已乘以第一增益因子的电输出信号的第一电补偿信号，以及指示已乘以第二增益因子并经滤波的电输出信号的第二电补偿信号，所述第二增益因子等于1减去所述第一增益因子；所述第二补偿信号被加入所述误差信号以便进行补偿；以及

至少一个声学换能器，其接收所述第一电补偿信号，并将指示所述第一电补偿信号的声学补偿信号辐射到所述收听位置。

2.如权利要求1所述的自适应噪声控制系统，其中所述增益因子为复数。

3.如权利要求1或2所述的自适应噪声控制系统，其中所述增益因子可以通过用于依据目标噪声信号自动调节所述增益因子的装置控制。

4.如权利要求2或3所述的自适应噪声控制系统，其中用于自动地调节所述复数增益的所述装置用于将估计噪声信号与所述目标噪声信号进行比较，以评估所述估计噪声信号与所述目标噪声信号的差异和调整所述复数增益。

5.如权利要求4所述的自适应噪声控制系统，其中用于自动地调节所述复数增益的所述装置适用于评估所述估计噪声信号与所述目标噪声信号的差异，这是通过将复数旋转器应用到与所述复数增益因子的实数值相乘的所述差异进行的。

6.如权利要求4或5所述的自适应噪声控制系统，其中用于自动地调节所述复数增益的所述装置适于将所述估计噪声信号与所述目标噪声信号的所述差异进行平均。

7.如权利要求4、5或6所述的自适应噪声控制系统，其中用于自动地调节所述复数增益的所述装置适于将所述估计噪声信号的辐角与所述目标噪声信号的辐角进行比较。

8.如前述权利要求中的任一项所述的自适应噪声控制系统，其中所述信号处理装置在频域中至少处理所述误差信号。

9.一种自适应噪声控制方法，用于降低在收听位置处从噪声源传播到该收听位置的声学噪声信号的功率，该方法包括：

提供与所述声学噪声信号相关的电参考信号；

使用自适应滤波器对所述电参考信号进行滤波，以提供电输出信号；

将所述自适应滤波器的所述电输出信号乘以增益因子，以提供第一电补偿信号；

对所述自适应滤波器的所述电输出信号进行滤波并将其乘以所述增益因子的反数，以提供第二电补偿信号，所述第二增益因子等于1减去所述第一增益因子；

使用声学换能器将所述第一电补偿信号辐射到所述收听位置；

感测在所述收听位置处的残余电误差信号；

将所述第二电补偿信号加入所述电误差信号，以提供补偿误差信号；以及

根据所述补偿误差信号和所述参考信号的函数调整所述自适应滤波器的滤波系数。

10.如权利要求9所述的自适应噪声控制方法，其中通过依据目标噪声信号自动调节所述增益因子来控制所述增益因子。

11.如权利要求9或10所述的自适应噪声控制方法，其中将估计噪声信号与所述目标噪声信号比较，评估所述估计噪声信号与所述目标噪声信号的差异并对所述复数增益进行调整。

12.如权利要求11所述的自适应噪声控制方法，其中用于自动地调节所述复数增益的所述装置适于评估所述估计噪声信号与所述目标噪声信号的差异，这是通过将复数旋转器应用到与所述复数增益因子的实数值相乘的所述差异进行的。

13.如权利要求11或12所述的自适应噪声控制方法，其中所述估计噪声信号和所述目标噪声信号的所述差异被平均。

14.如权利要求11、12或13所述的自适应噪声控制方法，其中对所述估计噪声信号的辐角和所述目标噪声信号的辐角进行比较。

15.如权利要求9至14中的任一项所述的自适应噪声控制方法，其中至少所述误差信号被在频域中进行处理。

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