CN121663998A - 电源转换电路及电池管理系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及新能源技术领域，具体涉及一种电源转换电路及电池管理系统，电路包括：输入电路，包括开关电路，所述开关电路与动力电池的输出端连接；变压器，包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组与所述输入电路连接；整流滤波电路，与所述次级绕组连接；反馈控制电路，与所述开关电路和所述整流滤波电路连接，能够高效、稳定地将输入电压转换为目标直流电压，转换效率高，纹波小，为电池管理系统提供可靠的电源供应，保证系统稳定运行。

Description

电源转换电路及电池管理系统

技术领域

本发明涉及新能源技术领域，具体涉及一种电源转换电路及电池管理系统。

背景技术

电池管理系统（Battery Management System，以下简称BMS）作为电池系统的“大脑”，承担着对电池的电压、电流、温度等关键参数进行实时监测，对电池剩余电量（Stateof Charge，SOC）、健康状态（State of Health，SOH）进行精准估算，以及在电池出现过充、过放、过温等异常工况时启动保护机制的重要功能。

传统的电动汽车为确保BMS及其他整车控制器（如整车控制器VCU、电机控制器MCU等）能够获得稳定的低压供电，通常需要额外配置一套12V铅酸电池作为低压供电系统的核心电源，该12V铅酸电池需独立于动力电池系统设置，导致整车电器架构呈现“动力电池+12V铅酸电池”的双电池架构模式。这种双电池架构不仅使得整车电器系统的结构复杂度大幅提升，增加了系统集成难度与故障排查成本，还因12V铅酸电池自身存在一定的重量与体积，对新能源汽车追求的轻量化设计目标造成不利影响，进而在一定程度上制约了整车续航能力的提升。

进一步地，由于12V铅酸电池的供电电压与动力电池的输出电压（通常为数百伏）存在巨大差异，为实现对12V铅酸电池的持续充电，需在整车电路中额外配置DC-DC转换器，通过DC-DC转换器（直流-直流转换器）将动力电池输出的高压直流电降压转换为适配12V铅酸电池的低压直流电。但在这一能源转换过程中，受限于DC-DC转换器的转换效率（通常难以达到100%），不可避免地会产生能源损耗，导致整车能源利用效率降低；同时，DC-DC转换器的引入还增加了整车的硬件成本与电路复杂度，且其长期运行过程中的稳定性也会对整车供电系统的可靠性产生潜在影响。

综上，当前新能源汽车中基于12V铅酸电池的低压供电架构，在系统复杂度、整车轻量化、能源利用效率及成本控制等方面均存在明显不足，已成为制约新能源汽车性能提升与产业化发展的关键技术瓶颈，亟需提出一种新型的低压供电解决方案，以克服现有技术的缺陷与不足。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供了一种电源转换电路及电池管理系统，旨在高效、稳定地将输入电压转换为适配电池管理系统的电压，无需额外设置12V铅酸电池或DC-DC转换器，降低了整车的硬件成本与电路复杂度。

为解决上述至少一种技术问题，第一方面，本发明提供了一种电源转换电路，设置在电池管理系统中，所述电源转换电路包括：

输入电路，包括开关电路，所述开关电路与动力电池的输出端连接，用于将所述动力电池输出的初始直流电压转换成第一交变电压；

变压器，包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组与所述输入电路连接，所述变压器用于将所述输入电路输出的所述第一交变电压降压为第二交变电压；

整流滤波电路，与所述次级绕组连接，用于将所述第二交变电压转换成第一直流电压，并对所述第一直流电压进行滤波；

反馈控制电路，与所述开关电路和所述整流滤波电路连接，用于在所述整流滤波电路输出的所述第一直流电压与所述电池管理系统所需的第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，生成第一目标控制信号并发送至所述开关电路；

所述开关电路用于基于所述第一目标控制信号调整所述开关电路的导通时间，以调整所述第一交变电压的电压值，使得所述电压差值小于或等于所述差值阈值。

可选的，所述反馈控制电路包括检测电路、光电耦合器和开关控制电路；

所述检测电路的输入端与所述整流滤波电路的输出端连接，所述检测电路的输出端通过所述光电耦合器与所述开关控制电路的输入端连接，所述开关控制电路的输出端与所述开关电路连接；

所述检测电路用于在检测到所述第一直流电压与所述第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，通过所述光电耦合器向所述开关控制电路发送第一反馈信号；所述开关控制电路用于基于所述第一反馈信号生成所述第一目标控制信号。

可选的，所述检测电路包括基准电压源和分压电路，其中，

所述分压电路与所述整流滤波电路的输出端连接，用于对所述第一直流电压进行固定比例分压得到反馈电压，并将所述反馈电压施加到所述基准电压源的参考端，所述反馈电压小于所述第一直流电压；

所述基准电压源与所述分压电路连接，所述基准电压源用于在所述参考端接收到的所述反馈电压偏离所述基准电压源内部的基准电压时，生成与所述反馈电压偏差方向和偏差大小匹配的第一反馈信号；其中，所述第一目标电压按所述固定比例分压后的电压值与所述基准电压一致。

可选的，所述开关控制电路用于：

在所述第一反馈信号指示所述反馈电压大于所述基准电压时，生成用于指示控制所述开关电路的导通时间减小的所述第一目标控制信号；

在所述第一反馈信号指示所述反馈电压小于所述基准电压时，生成用于指示控制所述开关电路的导通时间增大的所述第一目标控制信号。

可选的，所述开关电路包括开关管、驱动限流电阻和栅极泄放电路；

所述开关管的栅极通过所述驱动限流电阻与所述开关控制电路的信号输出端连接，所述开关管的漏极与所述初级绕组的一端连接，所述开关管的源极接地；

所述栅极泄放电路包括泄放电阻和泄放二极管，所述泄放二极管的阳极与所述开关管的栅极连接，所述泄放二极管的阴极与所述泄放电阻的一端连接，所述泄放电阻的另一端与所述开关控制电路的信号输出端连接。

可选的，所述变压器包括与所述初级绕组耦合的多个所述次级绕组，所述整流滤波电路包括多个整流滤波单元，每个所述整流滤波单元均对应连接一个所述次级绕组，多个所述整流滤波单元分别用于输出不同电压大小的直流电压。

可选的，所述变压器还包括：

辅助绕组，与所述反馈控制电路连接，用于为所述反馈控制电路供电。

可选的，所述输入电路还包括：

输入滤波电路，所述输入滤波电路的输入端与所述动力电池的输出端连接，所述输入滤波电路的输出端通过所述开关电路与所述初级绕组连接，所述输入滤波电路用于对所述动力电池输出的初始直流电压进行滤波。

可选的，所述电源转换电路还包括：

电源状态指示模块，包括限流电阻和发光单元，所述限流电阻的一端与所述整流滤波电路的输出端连接，另一端与所述发光单元的阳极连接，所述发光单元的阴极接地。

为了实现上述目的，根据本发明的第二方面，提供了一种电池管理系统，包括如上任一项所述的电源转换电路。

借由上述技术方案，本发明提供的电源转换电路及电池管理系统，通过设置包含开关电路的输入电路、变压器、整流滤波电路以及反馈控制电路，能够将动力电池高压直流电直接降压滤波为BMS所需稳定低压直流电，为电池管理系统核心模块提供可靠的电源供应，保证系统稳定运行。且该电源转换电路设置在BMS中，省去传统12V铅酸电池及专用DC-DC转换器，既打破双电池架构限制，简化了整车电器系统、降低集成与故障排查成本及硬件成本，又减少额外重量体积以契合轻量化设计、降低能源损耗以提升能源利用效率，同时借助反馈控制保障供电稳定性，为BMS核心功能提供可靠支撑，有效突破了传统低压供电架构的技术瓶颈。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，还可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1示出了本发明实施例提供的一种电源转换电路的框架图；

图2示出了本发明实施例提供的一种电源转换电路的电路原理图；

图3示出了本发明实施例提供的另一种电源转换电路的框架图。

具体实施方式

为了更好的理解本说明书实施例提供的技术方案，下面通过附图以及具体实施例对本说明书实施例的技术方案做详细的说明，应当理解本说明书实施例以及实施例中的具体特征是对本说明书实施例技术方案的详细的说明，而不是对本说明书技术方案的限定，在不冲突的情况下，本说明书实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。术语“两个以上”包括两个或大于两个的情况。

如前所述，为了能够高效、稳定地将输入电压转换为适配整车控制器的电压，本发明提供了一种电源转换电路，设置在BMS电池管理系统中，用于将动力电池输出的初始直流电压（通常为230-850V的直流电压）转换成BMS所需的第一目标电压（通常为12V的直流电压）。

图1示出了本发明实施例提供的一种电源转换电路的框架图，如图1所示，该电源转换电路包括：输入电路10、变压器20、整流滤波电路30、反馈控制电路40。

输入电路10包括开关电路11，开关电路11与动力电池的输出端连接，用于将动力电池输出的初始直流电压转换成第一交变电压。变压器20包括初级绕组和次级绕组，初级绕组与输入电路10连接，变压器20用于将输入电路10输出的第一交变电压降压为第二交变电压。整流滤波电路30与次级绕组连接，用于将第二交变电压转换成第一直流电压，并对第一直流电压进行滤波。反馈控制电路40与开关电路10和整流滤波电路30连接，反馈控制电路40用于在整流滤波电路30输出的第一直流电压与电池管理系统BMS所需的第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，生成第一目标控制信号并发送至开关电路11。开关电路11用于基于第一目标控制信号调整开关电路11的导通时间，以调整第一交变电压的电压值，使得电压差值小于或等于差值阈值。

通过以上实施例提供的电源转换电路，动力电池输出的初始直流电压通过输入电路10和变压器20转换为合适的第二交变电压；然后，第二交变电压经整流滤波电路30整流为第一直流电压，得到初步的电压输出；接着，反馈控制电路40实时监测第一直流电压，当第一直流电压偏离电池管理系统BMS所需的第一目标电压时，产生第一目标控制信号并发送至开关电路11，以调整开关电路11的导通时间。开关电路11在一个工作周期内的导通时间越长，初级绕组的能量输入时长越长，初级绕组在一个工作周期内接收的电能（磁能形式储存）越多；开关电路11在一个工作周期内的导通时间越短，输入能量越少。第一交变电压本质是开关电路11通断产生的高频脉冲信号的“等效电压值”，由初级绕组的能量输入时长决定：能量输入时长越长，脉冲信号的“有效幅值”越高（即第一交变电压的等效电压值越大）；反之则等效电压值越小。因此，通过改变开关电路11在一个工作周期内的导通时间，即可改变第一交变电压的电压值。当第一交变电压的电压值变化时，与初级绕组耦合的次级绕组感应到的磁通量变化幅度也会变化，相应的输出的第二交变电压的电压值也会同步调整，最终使得整流滤波电路30输出的第一直流电压与第一目标电压的电压差值小于或等于差值阈值，实现BMS所需电压的稳定输出。

图2示出了本发明实施例提供的一种电源转换电路的电路原理图，如图2所示，在一种实施例中，反馈控制电路40包括检测电路41、光电耦合器U2和开关控制电路42。

检测电路41的输入端与整流滤波电路30的输出端连接，检测电路41的输出端通过光电耦合器U2与开关控制电路42的输入端连接，开关控制电路42的输出端与开关电路11连接；检测电路41用于在检测到第一直流电压与第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，通过光电耦合器U2向开关控制电路42发送第一反馈信号；开关控制电路42用于基于第一反馈信号生成第一目标控制信号。

其中，光电耦合器U2可以为PC817光电耦合器，光电耦合器U2是一种实现电-光-电信号转换的隔离器件，内部包含发光二极管（输入端）和光敏三极管（输出端），二者通过光学路径耦合。通过电-光-电信号的转换，U2将检测电路41输出的电压偏差信息（第一反馈信号）传递至开关控制电路42，同时实现了初级绕组高压侧与次级绕组低压侧的电气隔离，避免高压干扰窜入低压控制端，保障电路安全和信号稳定性。

示例性的，发光二极管与检测电路41的输出端连接，若第一直流电压大于第一目标电压，流过发光二极管的电流随之增大，发光二极管的发光强度增强；若第一直流电压小于第一目标电压，流过发光二极管的电流随之减小，发光二极管的发光强度减弱。光敏三极管的集电极与开关控制电路42连接，发射极接地。光敏三极管会根据发光二极管的光照强度改变导通状态：光照越强，光敏三极管导通程度越高，集电极与发射极之间的等效电阻越小，反馈至开关控制电路42的第一反馈信号的电压越低；光照越弱，光敏三极管导通程度越低，等效电阻越大，第一反馈信号的电压越高。光电耦合器U2的电流传输比（CTR）满足：I_LED*CTR=I_PC。其中，I_LED为光电耦合器U2中的发光二极管电流，I_PC为光敏三极管电流。通过匹配电阻R16使反馈环路增益稳定，保证输出电压精度。

在一些实施例中，检测电路41包括基准电压源U3和分压电路411。分压电路411与整流滤波电路30的输出端连接，用于对第一直流电压进行固定比例分压得到反馈电压，并将反馈电压施加到基准电压源U3的参考端，反馈电压小于第一直流电压。基准电压源U3与分压电路411连接，基准电压源U3用于在参考端接收到的反馈电压偏离基准电压源U3内部的基准电压时，生成与反馈电压偏差方向和偏差大小匹配的第一反馈信号；其中，第一目标电压按固定比例分压后的电压值与内部基准电压一致。

基准电压源U3的阴极连接光电耦合器U2中发光二极管的阴极，基准电压源U3的阳极接地。光电耦合器U2中发光二极管的阳极经限流电阻R16连接至整流滤波电路30的输出端。通过设置基准电压源U3和分压电路411可以实现对第一直流电压的精准采样，结合光电耦合器U2将第一反馈信号无损传输至开关控制电路42。整流滤波电路30输出的第一直流电压经分压电路411分压后与基准电压源U3的基准电压进行比较，产生误差电压；通过误差电压控制光电耦合器输入电流，使光敏三极管导通程度变化，输出第一反馈信号至开关控制电路42。

示例性的，基准电压源U3可以为TL431基准电压源，其内部由精密基准源、高增益运算放大器、NPN大功率管三部分组成。基准电压源U3内部的基准电压为2.5V，对应的第一目标电压按固定比例分压后的电压值即为2.5V。若反馈电压大于2.5V，则基准电压源U3内部的运算放大器输出高电平，驱动NPN大功率管导通程度增强，光电耦合器U2输入电流增强，使得光敏三极管导通程度增强；若反馈电压小于2.5V，则基准电压源U3内部的运算放大器输出低电平，驱动NPN大功率管导通程度减弱，光电耦合器输入电流减弱，使得光敏三极管导通程度减弱。

在一些实施例中，基准电压源U3的阳极还通过电阻R12连接次级绕组Ns3的端6，阴极与次级绕组Ns3的端5共同接地。电阻R12可以起到分压的效果，使得基准电压源U3稳定工作，避免被击穿。

在一些实施例中，分压电路411包括电阻R13、电阻R18和电阻R23。电阻R13的一端连接整流滤波电路30的输出端VOUT3，电阻R13的另一端连接电阻R18的一端以及基准电压源U3的参考级；电阻R18的另一端与电阻R23的一端连接，电阻R23的另一端接地。

其中，电阻R13与电阻R18连接的一端即作为反馈电压的输出端。基准电压源U3的参考端（REF端）通过电阻R14和电容C15并联连接至U3的阳极（接地端），形成RC滤波网络，用于滤除反馈信号中的高频干扰。基准电压源U3的参考电压Uref=2.5V，第一目标电压按固定比例分压后的反馈电压主要由分压电阻R13和R18决定：

Uout=Uref*(1+R13/R18)

本示例中R13=2kΩ，R18=1kΩ，则反馈电压Uout=2.5V×(1+2kΩ/1kΩ)=7.5V＞2.5V。则基准电压源U3内部的运算放大器输出高电平，驱动NPN大功率管导通程度增强，光电耦合器输入电流增强，使得光敏三极管导通程度增强。

在一些实施例中，开关控制电路42用于：

在第一反馈信号指示反馈电压大于基准电压时，生成用于指示控制开关电路11的导通时间减小的第一目标控制信号；在第一反馈信号指示反馈电压小于基准电压时，生成用于指示控制开关电路11的导通时间增大的第一目标控制信号。

当反馈电压等于基准电压时，说明整流滤波电路30输出的第一直流电压等于BMS所需的第一目标电压，可以满足BMS正常工作；当反馈电压大于基准电压时，说明整流滤波电路30输出的第一直流电压大于BMS所需的第一目标电压，因此，通过控制开关电路11的导通时间减小可以减小第一交变电压的电压值，使得整流滤波电路30输出的第一直流电压与BMS所需的第一目标电压的电压差值小于或等于预设的差值阈值；当反馈电压小于基准电压时，说明整流滤波电路30输出的第一直流电压小于BMS所需的第一目标电压，因此，通过控制开关电路11的导通时间增大可以增大第一交变电压的电压值，使得整流滤波电路30输出的第一直流电压与BMS所需的第一目标电压的电压差值小于或等于预设的差值阈值。

可选的，开关控制电路42包括控制芯片U1，控制芯片U1用于接收检测电路41通过光电耦合器U2发送第一反馈信号，并基于第一反馈信号产生第一目标控制信号。

示例性的，控制芯片U1为UC2844芯片，控制芯片U1的引脚pin1与光电三极管集电极连接；控制芯片U1的引脚pin2与光电三极管发射极连接，用于接收第一反馈信号；控制芯片U2的引脚pin6与开关电路11连接，生成第一目标控制信号用于调整开关电路11。

开关控制电路42还包括电容C18、电阻R17、电容C19、电容C20、电容C21、电阻R21。其中，控制芯片U1的引脚pin1通过电容C18接地，控制芯片的U1的引脚pin2和引脚pin5直接接地，控制芯片U1的引脚pin3通过电容C19接地，控制芯片U1的引脚pin4连接电容C20和电阻R21的一端，电阻R21的另一端连接电容C21的一端和控制芯片U1的引脚pin8，电容C20和电容C21的另一端接地。

控制芯片U1的工作频率f由电阻R17和电容C19决定：f=1.8/（R17*C19）。

在本申请一具体实施例中，R17=1kΩ，C19=1nF，则控制芯片U1的工作频率f=1.8/（1kΩ*1nF）=1.8MHz，保证了开关控制电路42的高效性。

在一种实施例中，变压器20还包括：

辅助绕组Ncc，与反馈控制电路40连接，用于为反馈控制电路40供电。

其中，辅助绕组Ncc与次级和初级绕组Np绕制在同一铁芯，当初级绕组Np通入高频脉冲电流时，铁芯中产生的变化磁场会同时耦合到次级绕组Ns1、Ns2、Ns3和辅助绕组Ncc，使这些绕组均感应出相应的电压。辅助绕组Ncc的匝数设计需匹配控制芯片U1所需的工作电压。

示例性的，如图2所示，控制芯片U1的引脚pin7通过串联的二极管D10、电阻R10与辅助绕组Ncc连接，接收来自辅助绕组Ncc提供的工作电压。控制芯片U1的引脚pin7还通过并联的电容C14、C13接地，用于承接辅助绕组Ncc经二极管D10整流、电阻R10限流后的输出电压。

在一种实施例中，变压器20包括与初级绕组Np耦合的多个次级绕组Ns，整流滤波电路30包括多个整流滤波单元，每个整流滤波单元均对应连接一个次级绕组Ns，多个整流滤波单元分别用于输出不同电压大小的直流电压。

其中，至少一个整流滤波单元用于输出BMS所需的第一目标电压为12V，其它整流滤波单元可以用于输出BMS中的例如采样、检测模块等低压模块所需的3.5或5V电压。或者除BMS外的其它外部结构所需的直流电压（例如15V），对此不作限定。

在另一些实施例中，多个整流滤波单元输出的电压也可以相等，例如都为12V，以分别为所需电压相同的不同模块供电。

示例性的，每个整流滤波单元均包括整流二极管、限流电阻、第一滤波电容以及第二滤波电容。整流二极管的正极连接次级绕组的一端，整流二极管的负极分别连接限流电阻和第一滤波电容的一端；限流电阻的另一端连接反馈控制电路40的输入端和第二滤波电容的一端；第一滤波电容的另一端和第二滤波电容的另一端连接次级绕组的另一端。

在一种具体实施例中，如图2所示，第一整流滤波单元与第一次级绕组Ns1连接，包括整流二极管D1、限流电阻R1、滤波电容C1、滤波电容C3以及滤波电容C4、限流电阻R4和稳压二极管D2。整流二极管D1的阳极与第一次级绕组Ns1的一端连接，整流二极管D1的阴极与限流电阻R1的一端连接，限流电阻R1的另一端作为第一整流滤波单元的输出端VOUT1。滤波电容C3的一端与整流二极管D1的阴极连接，滤波电容C3的另一端与第一次级绕组Ns1的另一端（参考地）连接。滤波电容C4、滤波电容C1、限流电阻R4和稳压二极管D2的一端均与限流电阻R1的另一端连接，滤波电容C4、滤波电容C1、限流电阻R4和稳压二极管D2的另一端均与第一次级绕组Ns1的另一端（参考地）连接。

其中，整流二极管D1用于实现次级绕组交变电压到单向脉动直流的转换。滤波电容C3、C4为固态电容，用于滤除低频纹波。滤波电容C1为陶瓷电容，用于滤除高频噪声，三者协同输出平稳直流。且滤波电容C3、C4与限流电阻R1可以形成π型滤波网络，输出更平稳的直流电压。限流电阻R4用于限制稳压管电流，稳压二极管D2用于将输出电压进行钳位以实现稳定供电。

第二整流滤波单元与第二次级绕组Ns2连接，包括整流二极管D6、限流电阻R5、滤波电容C9、滤波电容C12、滤波电容C11、限流电阻R9和稳压二极管D7。整流二极管D6的阳极与第二次级绕组Ns2的一端连接，整流二极管D6的阴极与限流电阻R5的一端连接，限流电阻R5的另一端作为第二整流滤波单元的输出端VOUT2。滤波电容C12的一端与整流二极管D6的阴极连接，滤波电容C12的另一端与第二次级绕组Ns2的另一端（参考地）连接。滤波电容C11、滤波电容C9、限流电阻R9和稳压二极管D7的一端均与限流电阻R5的另一端连接，滤波电容C11、滤波电容C9、限流电阻R9和稳压二极管D7的另一端均与第二次级绕组Ns2的另一端（参考地）连接。

其中，整流二极管D6用于实现次级绕组交变电压到单向脉动直流的转换。滤波电容C11、C12为固态电容，用于滤除低频纹波。滤波电容C9为陶瓷电容，用于滤除高频噪声，三者协同输出平稳直流。且滤波电容C11、C12与限流电阻R5可以形成π型滤波网络，输出更平稳的直流电压。限流电阻R9用于限制稳压管电流，稳压二极管D7用于将输出电压进行钳位以实现稳定供电。

第三整流滤波单元与第三次级绕组Ns3连接，包括整流二极管D11、限流电阻R11、滤波电容C17、滤波电容C16、滤波电容C22以及限流电阻R25。整流二极管D11的阳极与第三次级绕组Ns2的一端连接，整流二极管D11的阴极与限流电阻R11的一端连接，限流电阻R11的另一端作为第三整流滤波单元的输出端VOUT3。滤波电容C17的一端与整流二极管D11的阴极连接，滤波电容C17的另一端与第三次级绕组Ns3的另一端（参考地）连接。滤波电容C16的一端与限流电阻R11的另一端连接，滤波电容C16的另一端接地。电阻R11、滤波电容C17、滤波电容C16构成π型滤波网络，用于使得输出的直流电压更平稳。滤波电容C22的一端通过电阻R12与整流二极管D11的阴极连接，滤波电容C22的另一端与第三次级绕组Ns3的另一端（参考地）连接。限流电阻R25的一端与限流电阻R11的另一端连接，限流电阻R25的另一端与第三次级绕组Ns3的另一端（参考地）连接。

其中，整流二极管D11用于实现次级绕组交变电压到单向脉动直流的转换。滤波电容C16、C17为固态电容，用于滤除低频纹波。滤波电容C22为陶瓷电容，用于滤除高频噪声，三者协同输出平稳直流。限流电阻R25用于限制稳压管电流。

示例性的，整流二极管D1、D6以及D11均采用肖特基二极管，反向耐压100V，正向电流20A。

需要说明的是，图2中的整流滤波电路30仅框出了两个整流滤波单元（第一整流滤波单元和第二滤波单元），实际上整流滤波电路30还包括第三滤波单元。且图2仅示出了反馈控制电路40中的检测电路41与第三整流滤波单元连接，实际上第一整流滤波单元和第二整流滤波单元均连接有一个检测电路41（图2未示出）。相应的，反馈控制电路40可以包括多个检测电路41，每个检测电路41分别与对应的整流滤波单元连接，用于获取各个整流滤波单元实际输出的直流电压，并基于各个整流滤波单元输出的直流电压，通过光电耦合器U2向开关控制电路42发送相应的反馈信号，使得开关控制电路42可以基于相应的反馈信号生成的目标控制信号，对开关电路的导通时间进行调整，以调整初级绕组输入的第一交变电压，使得各个整流滤波单元最终能够输出所需的目标直流电压。

示例性的，第一整流滤波单元用于输出第一直流电压，第二整流滤波单元能用于输出第二直流电压，第三整流滤波单元用于输出第三直流电压。第一直流电压、第二直流电压和第三直流电压的电压大小可以各不相同。各个整流滤波单元输出的直流电压的电压取值与各个整流滤波单元所连接的次级绕组与初级绕组的匝数比相关。

示例性的，各个滤波单元输出的直流电压的纹波ΔU与开关电路的开关周期、次级绕组与初级绕组的匝数比、以及滤波电容的总电容值有关，通常控制在50mV以内。

ΔU可由下式估算：

ΔU=(Iout*T)/(2*C_总）。

其中，Iout为负载需求的输出电流，可通过调整开关电路的导通时间与变压器匝数比得到。T为开关电路11的开关周期，C_总为滤波电容总容值。

例如Iout=1A，C_总=147μF，T=f1=1/1.8MHz≈0.556μs，则可得：

ΔU=(1A×0.556μs)/(2×147μF)≈1.88mV。

示例性的，变压器20采用EE16型铁氧体磁芯变压器，工作频率为65kHz；变压器20的初级绕组Np为200匝，采用0.2mm漆包线；第一次级绕组Ns1为10匝，第二次级绕组Ns2为15匝，第三次级绕组Ns3为5匝，均采用0.3mm漆包线；辅助绕组Nec为8匝，用于为反馈控制电路40提供工作电压。变压器20的初次级绝缘强度大于2500VAC。

在一些实施例中，如图2所示，开关电路11包括开关管Q1、驱动限流电阻R19和栅极泄放电路。

开关管Q1的栅极通过驱动限流电阻R19与开关控制电路42的信号输出端连接，开关管Q1的漏极与初级绕组的一端连接，开关管Q1的源极接地。

栅极泄放电路包括泄放电阻R15和泄放二极管D12，泄放二极管D12的阳极与开关管Q1的栅极连接，泄放二极管D12的阴极与泄放电阻R15的一端连接，泄放电阻R15的另一端与开关控制电路42的信号输出端连接。

其中，驱动限流电阻R19用于限制流入开关管Q1栅极的驱动电流，防止电流过大损坏开关管Q1的栅极，同时控制开关管Q1的开关速度，优化开关过程中的电磁干扰。当开关控制电路42的信号输出端关断时，泄放二极管D12导通，泄放电阻R15为开关管Q1栅极的残留电荷提供泄放路径，加速开关管Q1的关断过程，避免栅极电荷残留导致开关管Q1误导通。

示例性的，泄放电阻R15与驱动限流电阻R19均与控制芯片U1的pin6引脚连接。控制芯片U1通过引脚pin6输出第一目标控制信号，第一目标控制信号为PWM驱动信号，用于控制开关管Q1的通断，开关管Q1的占空比D（导通时间与周期的比值）为：D=ton/T。

开关电路还包括电阻R22和电阻R24。电阻R22的一端与开关管Q1的栅极连接，电阻R22的另一端与电阻R24的一端通过电阻R17共接于控制芯片U1的引脚pin3连接，电阻R24的一端与开关管Q1的源极连接，电阻R24的另一端接地。其中，电阻R22可以作为开关管Q1的栅极下拉电阻，在无驱动信号时，将开关管Q1的栅极电位拉低至地，确保开关管Q1可靠关断，防止栅极悬空引发的误操作。电阻R24可以作为开关管Q1的源极采样电阻，用于检测开关管Q1的源极电流，为控制芯片U1提供过流保护信号，当电流超过设定阈值时，U1会关断开关管的驱动信号，保护开关管Q1和整个电路。

在一示例性实施例中，开关管Q1采用2N60型N沟道MOS管，耐压600V，导通电阻为10Ω。

示例性的，变压器20的变比关系为U次级/U初级=N次级/N初级，可以基于BMS所需的第一目标电压、动力电池输出的初始直流电压、以及开关管的最大占空比，确定变压器的变比（即初级绕组和次级绕组的匝数比）。

以第一直流电压为12V举例，若第一交流电压最小值U_min=230V，开关管Q1的最大占空比D=0.45，则变压器20的初级绕组Np与次级绕组Ns2的变比需满足：Np/Ns2=(U_min*D)/(U_out+U_D6)

其中，U_out=12V为第一直流电压，U_D6为整流二极管D6的正向压降，为0.5V，代入得：（230*0.45）/（12+0.5）≈8.28。则实际设计中，取变压器20的初级绕组Np=83匝，第二次级绕组Ns2为10匝，即可满足变比要求。

在一种实施例中，该电源转换电路还包括电源状态指示模块。如图2所示，电源状态指示模块包括限流电阻R20和发光单元D13，限流电阻R20的一端与整流滤波电路的输出端连接，另一端与发光单元D13的阳极连接，发光单元D13的阴极接地。

可选的，发光单元D13为发光二极管。通过电源状态指示模块，能够直观显示电源模块是否正常工作，当电路通电且工作正常时，发光二极管D13会发光，方便用户或维护人员快速判断电源状态，及时发现电源故障。

图3示出了本发明实施例提供的另一种电源转换电路的框架图，如图3所示，在一种实施例中，输入电路10还包括：

输入滤波电路12，输入滤波电路12的输入端与动力电池的输出端连接，输入滤波电路12的输出端通过开关电路40与初级绕组连接，输入滤波电路12用于对动力电池输出的初始直流电压进行滤波。

参阅图2所示，输入滤波电路12包括电容C25、电容C7、电容C8、电阻R26、电阻R27。电容C25、电容C7、电容C8并联后一端连接动力电池的输出端和初级绕组，另一端接地；电阻R26和电阻R27串联后与电容C25、电容C7、电容C8并联。

其中，电容C25采用高压陶瓷电容，用于抑制输入电压的低频干扰；电容C7和C8采用薄膜电容，用于抑制输入电压的高频干扰。

电容的阻抗特性满足Z_c=jωC，其中ω为角频率，ω=2πf，f为干扰信号频率，C为电容容值，通过选择合适的电容，使干扰信号在电容上形成低阻抗通路，从而被滤除。

可选地，电容C25的容值为10μF，额定电压为1000V；电容C7的容值为100nF，额定电压为1000V；电容C8的容值为100nF，额定电压为1000V。输入电压范围为230-850V的直流电压，经输入滤波后，可以将输入电压中的高频干扰抑制30dB以上。

电阻R26与电阻R27的阻值均为200KΩ，用于在上电初期限制输入冲击电流，避免电容C25、电容C7及电容C8因瞬时大电流受损。

在一些实施例中，输入滤波电路12与变压器10之间还设置有电阻R3、电阻R7、电阻R6、电容C2、电阻R8、二极管D5、二极管D10以及电阻R10。

其中，电阻R6和电容C2并联后通过电阻R8和二极管D5连接于变压器10的初级绕组以及开关管Q1的漏极。电容C2、电阻R8和二极管D5可以构成RCD尖峰吸收电路，抑制变压器初级绕组或开关管关断时的电压尖峰，保障电路可靠性。电阻R3和电阻R7串联后构成分压启动电路，一端与动力电池的输出端连接，另一端与控制芯片U1的pin7引脚连接，用于为控制芯片U1提供初始启动电压。

本申请实施例还提供了一种电池管理系统，包括如上的电源转换电路。电源转换电路可以集成设置在电池管理系统中。

本发明提供的电源转换电路及电池管理系统，通过设置包含开关电路的输入电路、变压器、整流滤波电路以及反馈控制电路，能够将动力电池高压直流电直接降压滤波为BMS所需稳定低压直流电，为电池管理系统核心模块提供可靠的电源供应，保证系统稳定运行。且该电源转换电路设置在BMS中，省去传统12V铅酸电池及专用DC-DC转换器，既打破双电池架构限制，简化了整车电器系统、降低集成与故障排查成本及硬件成本，又减少额外重量体积以契合轻量化设计、降低能源损耗以提升能源利用效率，同时借助反馈控制保障供电稳定性，为BMS核心功能提供可靠支撑，有效突破了传统低压供电架构的技术瓶颈。

以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种电源转换电路，其特征在于，设置在电池管理系统中，所述电源转换电路包括：

输入电路，包括开关电路，所述开关电路与动力电池的输出端连接，用于将所述动力电池输出的初始直流电压转换成第一交变电压；

变压器，包括初级绕组和次级绕组，所述初级绕组与所述输入电路连接，所述变压器用于将所述输入电路输出的所述第一交变电压降压为第二交变电压；

整流滤波电路，与所述次级绕组连接，用于将所述第二交变电压转换成第一直流电压，并对所述第一直流电压进行滤波；

反馈控制电路，与所述开关电路和所述整流滤波电路连接，用于在所述整流滤波电路输出的所述第一直流电压与所述电池管理系统所需的第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，生成第一目标控制信号并发送至所述开关电路；

所述开关电路用于基于所述第一目标控制信号调整所述开关电路的导通时间，以调整所述第一交变电压的电压值，使得所述电压差值小于或等于所述差值阈值。

2.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述反馈控制电路包括检测电路、光电耦合器和开关控制电路；

所述检测电路的输入端与所述整流滤波电路的输出端连接，所述检测电路的输出端通过所述光电耦合器与所述开关控制电路的输入端连接，所述开关控制电路的输出端与所述开关电路连接；

所述检测电路用于在检测到所述第一直流电压与所述第一目标电压的电压差值大于预设的差值阈值时，通过所述光电耦合器向所述开关控制电路发送第一反馈信号；所述开关控制电路用于基于所述第一反馈信号生成所述第一目标控制信号。

3.根据权利要求2所述的电源转换电路，其特征在于，所述检测电路包括基准电压源和分压电路，其中，

所述分压电路与所述整流滤波电路的输出端连接，用于对所述第一直流电压进行固定比例分压得到反馈电压，并将所述反馈电压施加到所述基准电压源的参考端，所述反馈电压小于所述第一直流电压；

所述基准电压源与所述分压电路连接，所述基准电压源用于在所述参考端接收到的所述反馈电压偏离所述基准电压源内部的基准电压时，生成与所述反馈电压偏差方向和偏差大小匹配的第一反馈信号；其中，所述第一目标电压按所述固定比例分压后的电压值与所述基准电压一致。

4.根据权利要求3所述的电源转换电路，其特征在于，所述开关控制电路用于：

在所述第一反馈信号指示所述反馈电压大于所述基准电压时，生成用于指示控制所述开关电路的导通时间减小的所述第一目标控制信号；

在所述第一反馈信号指示所述反馈电压小于所述基准电压时，生成用于指示控制所述开关电路的导通时间增大的所述第一目标控制信号。

5.根据权利要求2所述的电源转换电路，其特征在于，所述开关电路包括开关管、驱动限流电阻和栅极泄放电路；

所述开关管的栅极通过所述驱动限流电阻与所述开关控制电路的信号输出端连接，所述开关管的漏极与所述初级绕组的一端连接，所述开关管的源极接地；

所述栅极泄放电路包括泄放电阻和泄放二极管，所述泄放二极管的阳极与所述开关管的栅极连接，所述泄放二极管的阴极与所述泄放电阻的一端连接，所述泄放电阻的另一端与所述开关控制电路的信号输出端连接。

6.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述变压器包括与所述初级绕组耦合的多个所述次级绕组，所述整流滤波电路包括多个整流滤波单元，每个所述整流滤波单元均对应连接一个所述次级绕组，多个所述整流滤波单元分别用于输出不同电压大小的直流电压。

7.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述变压器还包括：

辅助绕组，与所述反馈控制电路连接，用于为所述反馈控制电路供电。

8.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述输入电路还包括：

输入滤波电路，所述输入滤波电路的输入端与所述动力电池的输出端连接，所述输入滤波电路的输出端通过所述开关电路与所述初级绕组连接，所述输入滤波电路用于对所述动力电池输出的初始直流电压进行滤波。

9.根据权利要求1所述的电源转换电路，其特征在于，所述电源转换电路还包括：

电源状态指示模块，包括限流电阻和发光单元，所述限流电阻的一端与所述整流滤波电路的输出端连接，另一端与所述发光单元的阳极连接，所述发光单元的阴极接地。

10.一种电池管理系统，包括如权利要求1-9任一项所述的电源转换电路。