CN1848018A - 快速回复的低压降线性稳压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种快速回复的低压降线性稳压器，其利用一电流侦测电路侦测出输出电流的大小，并与一参考电流比较，以动态地调整第二级放大器的偏压电流，使其在高输出电流时，其系统的阻尼系数ζ仍大于1而保持稳定，从而让输出电流突然有较大变化时，其输出电压可快速回复到稳定。

Description

快速回复的低压降线性稳压器

技术领域

本发明涉及一种低压降线性稳压器(low drop-out linearregulator；LDO)，特别涉及一种输出电流突然有较大变化时，可快速回复到稳定电压输出的低压降线性稳压器。

背景技术

在通讯市场逐渐成熟发展之际，相关IC的应用更是不断成熟。然而随着诸如手机等的可携带产品的发展，电池的使用时间长短更是额外重要。如何提高电池的功率并且维持其一定的稳定性是一个相当具有挑战的课题。近年来低压降线性稳压器(low drop-out linearregulator，简称LDO)因为其转换效率的提高，加上其小体积、低噪声的特性，成为小功率降压与稳压电路的主流。在各式由电池供应电源的可携式系统以及通讯相关的电子产品上，均被大量地使用。

在现有的产品(方法)中，为了让低压降线性稳压器更加精确，一般而言会采用三级串联方式的运算放大器(operational amplifier)来增大其增益，然而却会因此造成不稳定的情形。所以，不断地有人提出各式各样的频率补偿方法来达到系统的稳定。一开始，有人提出利用外加大电容来降低主极点位置而增加相位边际。不过这样会存在以下缺点：

由于此类电路的主极点落于输出点，因此需要较大负载电容来稳定系统，然而因此不容易将此电容做在芯片内部，会增加系统整合性上的困难。

一般而言，我们希望较大的系统增益来提高系统的精准度，然而提高增益相对会降低系统的稳定度，因此会造成精准度与稳定度之间的取舍。

输出电流的大小会受限于系统的稳定性。因为输出电流越大，代表着负载电阻越小，因此相对的位于输出点的主极点也越大，因此会使系统的稳定性越差。

由于此电路的非主极点位于运算放大器的输出点(一般而言为高阻抗)，因此相对的第一非主极点(first non-dominant pole)较低，因而降低了系统的频宽，也使得其瞬时响应变差。

因此，为了改善以上缺点，不断地有人提出了各式各样的频率补偿方法，如：巢式米勒补偿、阻尼系数ζ控制等。然而这些方法都需要两个补偿电容，因此相对而言，其使用的芯片面积又比简单的米勒补偿方法大，所以后来有人提出了利用增益放大的单一米勒补偿，请参阅图1所示。此方法虽成功地解决了上述的问题，但其阻尼系数ζ却受输出电流大小的影响而减缓其输出电压Vout稳定的速度。

请参阅图2所示，为图1所示的小信号模型，其中gm1，gm2，gmp分别为第一、第二和输出级的传导，go1，go2，gL为第一级、第二级和输出级的输出电导，Cp1、Cg分别为第二和输出级的输入寄生电容。Cout为负载电容，Re为负载电容的寄生电阻，Cm1、Rm为补偿电容与补偿电阻。A_dc为系统的直流增益。ζ为阻尼系数。由图2的小信号模型(small signal model)可推导得其系统转换方程式如下：

$\mathrm{Av}\left(s\right)=\frac{A_{\mathrm{dc}}(1+{\mathrm{SC}}_{\mathrm{out}}{R}_e)[1+S{C}_{m1}(R_m-\frac{g_{o2}}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}})-S^2\frac{C_{m1}{C}_g}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}}]}{(1+\frac{S}{P_{-3\mathrm{db}}})(1+S{C}_{\mathrm{out}}(R_e+\frac{g_{o2}}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}})+S^2\frac{C_g{C}_{\mathrm{out}}}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}})}---\left(1\right)$

其中 $A_{\mathrm{dc}}=\frac{g_{m1}{g}_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}}{g_{o1}{g}_{o2}{g}_L},P_{-3\mathrm{db}}=\frac{C_{m1}{g}_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}}{g_{o1}{g}_{o2}{g}_L}.$

$\mathrm{\ζ}=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{out}}(R_e+\frac{g_{o2}}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}})\sqrt{\frac{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}}{C_g{C}_{\mathrm{out}}}}$

$\stackrel{\mathrm{for\; small\; ESR}}{\→}\≈\frac{1}{2}{g}_{o2}\sqrt{\frac{C_{\mathrm{out}}}{g_{m2}{g}_{\mathrm{mp}}{C}_g}}---\left(2\right)$ $(\mathrm{gm}2=\frac{I_{b2}}{V_{\mathrm{gs}2}-V_{\mathrm{th}2}},\mathrm{go}2=\mathrm{\λIb}2)$

$\mathrm{\α}\sqrt{\frac{I_{b2}}{g_{\mathrm{mp}}}}---\left(3\right)$

为了减少所需成本，目前市场倾向使用陶瓷电容等较便宜的电容作为负载电容。然而陶瓷电容本身的寄生电阻较小，因此由(2)式可简化得(3)式。

由(3)式可得知，阻尼系数ζ与输出级传导(g_mp)成反比且与第二级放大器的偏压电流(I_b2)成正比，由于当输出电流变大(例如由0.1mA->150mA)时，输出级传导(gmp)也跟着变大(约30倍)，因此会使得阻尼系数ζ变小而小于1(甚至会远小于1)，而使得频率响应在单位增益频率附近会有突波，以致于当输出电流突然变化时，输出电压Vout的瞬时响应上会产生连波而减缓其稳定的速度，从而无法提供一快速稳定的低压降线性稳压器。

发明内容

本发明的主要目的在于动态调整第二级放大器的偏压电流，来补偿输出电流变化对阻尼系数ζ的影响，以消除频率响应的突波并加快输出电压的稳定速度。

本发明是一种快速回复的低压降线性稳压器，其具有一具有增益放大单一米勒补偿电容的低压降线性稳压器电路，该低压降线性稳压器电路具有一第二级放大器(2^nd stage amplifer)且具有一输出电流供一负载使用，其包括一电流侦测电路、一比较电路、一控制元件与一加压电路，该电流侦测电路用于侦测该补偿电路的该输出电流的大小，以输出一相对应的比较电流；该比较电路，输入该比较电流与一固定的参考电流，以利用该比较电路作大小比较并产生一比较信号；该控制元件是由该比较信号操控，并输出一控制信号；该加压电路，用以改变该第二级放大器的偏压电流，该加压电路接收该控制元件的该控制信号，以决定是否改变该第二级放大器的偏压电流；据此当该比较电流大于该参考电流，该比较电路即输出该比较信号控制该加压电路增加该第二级放大器的偏压电流，据以抵消输出电流变化对阻尼系数ζ的影响以减少瞬时响应上输出电压的连波，并加快其稳定速度。

附图说明

图1是现有的低压降线性稳压器。

图2是图1的小信号模型。

图3是本发明的系统电路图。

图4是本发明未补偿时的频率响应图。

图5是本发明未补偿时的瞬时响应图。

图6是本发明补偿后的频率响应图。

图7是本发明补偿后的瞬时响应图。

具体实施方式

有关本发明的详细内容及技术说明，现结合附图说明如下：

请参阅图3所示，其为本发明的系统电路图，其包括一具有增益放大单一米勒补偿电容(Miller capacitor)的低压降线性稳压器电路10，其利用一高准位供应电压Vdd供应所需的驱动电压，该低压降线性稳压器电路10具有一第二级放大器101且具有一输出电流I₁₀供一负载使用，其利用电流镜(current mirror)原理采用两个晶体管MP、MPR形成一电流侦测电路20，并可再利用放大器30形成一负反馈(feedback)机制，去精准地侦测低压降线性稳压器电路10的输出电流I₁₀，并输出一相对应的比较电流I₂₀，且为了降低电路的负载与消耗，该比较电流I₂₀的大小值可以倍数缩小，如让I₂₀＝I₁₀/K；其中K是晶体管MP、MPR的特性所决定。

该比较电流I₂₀与一个固定的参考电流I_ref，利用一比较电路40作比较，以输出一比较信号，该参考电流I_ref是两高准位供应电压Vdd、Vb与一晶体管MI所产生，该比较电路40可由1比1NMOS的电流镜41所构成，其分别输入该比较电流I₂₀与该参考电流I_ref，且具有一高阻抗点Vr，该高阻抗点Vr的两端分别为该参考电流I_ref与1比1NMOS的电流镜41根据该比较电流I₂₀所产生相等的电流I₄₀，通过测量该高阻抗点Vr的电流变化，即可作电流比较，并产生一比较信号。

该比较信号用于输入到一控制元件50以产生一控制信号，而该控制元件50可以利用两串联的反向器invn、invp所构成，并与该高阻抗点Vr连接，因而由高阻抗点Vr的电流变化所产生的该比较信号，经由该二串联的反向器invn、invp(Inverter)即产生一(invn、invp)的0、1控制信号。

该控制信号用于控制加压电路60，而加压电路60用于改变该第二级放大器101的偏压电流，该加压电路60可由晶体管MSP、M24a、M22a与MSN所构成，以利用该控制信号控制晶体管MSP、MSN的导通与否来增加第二级放大器101的偏压电流。

本发明在运作前，须先决定该参考电流I_ref的大小值，该参考电流I_ref的最佳设计值与系统的阻尼系数ζ小于1时所具有的输出电流I₁₀有关，若输出电流I₁₀的大小值为A时，其系统的阻尼系数ζ即会小于1，则该参考电流I_ref的数值可设为A/K。

本发明在运作时可以分为两个状态，首先当输出电流I₁₀以轻载输出时，此时系统的阻尼系数ζ大于1，该比较电流I₂₀(＝I₁₀/K)小于参考电流I_ref，此时该控制元件50两串联的反向器的控制信号为(invn：0、invp：1)，让该晶体管MSP、MSN的开关关闭而为开路，故此时第二级放大器101的偏压电流没有变大，然此时系统的阻尼系数ζ仍大于1，其并不需要补偿，即可让输出电流I₁₀的输出电压Vout快速达到稳定。

当输出电流I₁₀改以重载输出时，其输出电流I₁₀变大，此时系统的阻尼系数ζ开始变小，输出电流I₁₀的输出电压Vout开始有不稳定的涟漪产生；然而当比较电流I₂₀大于参考电流I_ref的瞬间，此时该控制元件50两串联的反向器invn、invp的控制信号转变为(invn：1、invp：0)，而让晶体管MSP、MSN的开关打开而加大了第二级放大器101的偏压电流，又因为阻尼系数ζ与第二级放大器101的偏压电流成正比，故本发明通过加大第二级放大器101的偏压电流，即可补偿输出电流I₁₀对阻尼系数ζ的影响，让阻尼系数ζ可以保持适当的值(大于1)。因此当输出电流I₁₀由轻载(如0.1mA)转换至重载(如150mA)时，其输出电流I₁₀的输出电压Vout也可快速达到稳定的状态。

请再参阅图4与图5所示，其分别为该低压降线性稳压器电路10未补偿时所得的频率响应图以及瞬时响应图。由图4所示，明显可见当输出电流I₁₀改以重载输出时，频率响应图在单位增益频率(unity gain frequency)附近会有突波，也因此图5的瞬时响应图上会有不少涟波的产生，以致于其输出电压Vout的稳定时间需耗时34微秒。

请再参阅图6与图7所示，分别为该低压降线性稳压器电路10补偿后所得的频率响应(frequency response)图以及瞬时响应(transient response)图。由图6可见，在单位增益频率附近并无突波的产生，也因此图7中可见，瞬时响应上的涟波减少因而得以快速达到稳定(约8微秒)；因此本发明在输出电流I₁₀改以重载输出时，其仍然可以快速让输出电流I₁₀的输出电压Vout回复至稳定的状态。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发明的权利要求范围之内。

Claims (7)

1.一种快速回复的低压降线性稳压器，其具有一具有增益放大单一米勒补偿电容的低压降线性稳压器电路(10)，所述低压降线性稳压器电路(10)具有一第二级放大器(101)且具有一输出电流(I₁₀)供一负载使用，其特征在于包括：

一电流侦测电路(20)，所述电流侦测电路(20)用于侦测所述低压降线性稳压器电路(10)的所述输出电流(I₁₀)的大小，以输出一比较电流(I₂₀)；

一比较电路(40)，输入所述比较电流(I20)与一固定的参考电流(Iref)，以利用所述比较电路(40)作大小比较并产生一比较信号；

一控制元件(50)，所述控制元件(50)由所述比较信号操控，并输出一控制信号；

一加压电路(60)，用以改变所述第二级放大器(101)的偏压电流，所述加压电路(60)接收所述控制元件(50)的所述控制信号，以决定是否改变所述第二级放大器(101)的偏压电流；据此当所述比较电流(I₂₀)大于所述参考电流(Iref)时，所述比较电路(40)即输出所述比较信号控制所述加压电路(60)，以增加所述第二级放大器(101)的偏压电流。

2.根据权利要求1所述的低压降线性稳压器，其特征在于所述电流侦测电路(20)由电流镜电路所构成。

3.根据权利要求2所述的低压降线性稳压器，其特征在于还具有一放大器(30)，所述放大器(30)与所述电流侦测电路(20)形成一负反馈机制。

4.根据权利要求1所述的低压降线性稳压器，其特征在于所述比较电路(40)由1比1NMOS的电流镜(41)所构成，所述比较电路(40)分别输入所述比较电流(I20)与所述参考电流(Iref)，且所述比较电路(40)具有一高阻抗点(Vr)，所述高阻抗点(Vr)的两端分别为所述参考电流(Iref)与1比1NMOS的电流镜(41)根据所述比较电流(I₂₀)所产生的电流(I₄₀)，通过测量所述高阻抗点(Vr)的电流变化，即可作电流比较。

5.根据权利要求1所述的低压降线性稳压器，其特征在于所述控制元件(50)是两反向器(invn、invp)串接而构成，让所述控制信号具有两反向器(invn、invp)的0、1的信号输出。

6.根据权利要求1所述的低压降线性稳压器，其特征在于所述加压电路(60)由晶体管(MSP、MSN、M24a、M22a)所构成，其利用所述控制信号控制所述晶体管(MSP、MSN)的导通与否来增加所述第二级放大器(101)的偏压电流。

7.根据权利要求1所述的低压降线性稳压器，其特征在于所述比较电流(I₂₀)的大小值是所述输出电流(I₁₀)的倍数缩小。

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