CN86106908A - 感应电动机的控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

由接于直流电源(10)的逆变器(11)供电给负荷(13)的控制装置和方法，利用电流(126)滞后于负荷电压(124)的相角确定何时输出电流为正(810，812)和输出电流为负(826、828)，逆变器每极的上和下栅截止可控硅(+GTO，-GTO)的导通时间(VA、VB、VC)受控于所建立的电流相角关系，在响应该负荷所期望的输出电压中对那些被移相的导电时间提供修改(814，816，818，822或830，832)。

Description

感应电动机的控制装置及方法

本发明基本上涉及由直流电源通过一台逆变器激励感应电动机的控制装置。

在一种可变电压和可变频率的交流电动机激励装置中，三相输入电压是由直流或交流整流电源通过带有6个电源转换开关组成电路的逆变器而加到该电动机上，一只栅截止型可控硅即是一个典型的电源转换开关，如果这些电源转换开关是理想的且没有转换延时，则由逆变器输出到该电动机的电压波形就基本上等于理论上的方波，但是转换开关都有延时，所以就改变了输出的电压波形。如果没有逆变器输出电压反馈措施，和不补偿有延迟转换时间效应影响的输出电压，电动机就很难按期望地运行，利用一台电动机控制器综合地调整上述两方面因素即能提供所期望的输出电压，而且其中的反馈还需要附加隔离和信号修正措施。

本发明的主要目的即为提供：一种控制一台感应电动机负荷控制装置的方法，确定每个逆变器转换开关的起励时间，确定怎样的时间对下述关系是增加还是减少效益，即对电动机转速、直流输出功率、总的转换时间、转换的频率和在基波电压和电流的波形之间的相位角度。

鉴于此目的，本发明在于控制至少一相负荷的方法，以及操作一台包括有用于每相负荷的第一转换设备和第二转换设备的逆变器的方法;所述的逆变器与电源耦接并响应一个效力请求信号;对每一负荷相确定下述步骤，即对第一转换设备确定第一导电时间，对第二转换设备确定第二导电时间，用以对所述相的负荷供给具有所期望频率的期望电压，以激励所述的负荷相;确定在所述电压和负荷电流间的电流相角，确定当输出电流为正时及当输出电流为负时响应所述的电流相角;以及对每个第一和第二导电时间在响应于所述的期望电压中及根据在转换发生时的电流是正或是负提供一个修正。

本发明还在于对按照上述方法运行的控制装置中，对至少一相并用一台逆变器运行的负荷包括有为每相负荷的至少一个第一转换设备和一个第二转换设备，所述的逆变器与电源耦接并响应于效力请求信号;第一装置组合，用于在响应于所述的效力请求信号和与每电动机相的关系中为第一转换设备确定第一导电连续时间和为第二转换设备确定第二导电连续时间，以提供一个具有期望频率的期望电压激励所述负荷的所述相;第二装置组合，用于确定在所述电压和负荷电流之间的电流相角;第二装置组合，用于确定在输出电流是正时及在输出电流是负时与所述的相角的关系;以及第四装置组合，用于对第一和第二导电时间之一为响应所述的正电流提供第一修正，和对所述第一和第二导电时间中与上述不同的另一个为响应所述负电流提供第二修正，同时在响应所述的期望输出电压中用所述被移动过第一和第二修正。

本申请与下述专利申请有关，即D.J.Shero等人的题为“感应电动机合成控制装置和方法”，美国专利申请序号为NO.696，814;H.Dadpey等人的题为“为感应电动机设备控制用的转矩的确定”，美国专利申请序号为NO.696，832以及Shero等人题为“感应电动机的控制装置和方法”的美国申请序号NO.696，833，以上申请为1985年1月31日提交的，并转让给同一受让人，为了更完全地了解应当查阅这些公开文件。

图1示出先有技术中感应电动机的控制装置;

图2示出先有技术中交流感应电动机控制装置的方框图;

图3示出先有技术中激励交流感应电动机的三相逆变器;

图4示出图3所示的先有技术中交流激励用逆变器的一极;

图5示出图3的逆变器利用均等取样脉冲宽度调制所产生的理想电压波形。

图6表示在逆变器一极的电流为正方向时，延迟时间、导通时间和截止时间对逆变器一极输出电压的影响;

图7表示在逆变器一极电流为负方向时延迟时间、导通时间和截止时间对逆变器一极输出电压的影响;

图8A-8E，表示在各种不同交流电动机的功因数相角情况下延迟时间对所期望的逆变器输出电压的影响;

图9，表示对该逆变器在0°功因数相角运行下，在电压转换中产生延迟时间电压向量的最终时间位移;

图10，表示对该逆变器在90°功因数相角运行下，在电压转换中产生延迟时间电压向量的最终时间位移;

图11，表示对该逆变器在180°功因数相角运行下，在电压转换中产生延迟时间电压向量的最终时间位移;

图12，表示所期望的输出极电压和所被调节的极电压指令以便在极电流为正值时取得近似所期望的正向极电压;

图13，表示所期望的输出极电压和所被调节的极电压指令以便在极电流为负值时取得近似所期望的负向极电压;

图14，表示导引计算电流相角程序的流程表;

图15，表示导引低速电流相角确定程序的流程表;

图16，表示在整频率值为9HZ下绘的电流相角对转矩的关系说明曲线;

图17，表示在整频率值为10HZ下绘的电流相角对频率的关系说明曲线;

图18，表示在上述参考的美国专利申请号NO.696，833的图20中揭示的控制循环程序的流程图;

图19，表示为上述参考的美国专利申请号NO.696.832的图4A中揭示的牵引效力反馈程序用的本申请的修正流程表;

图20，表示为上述参考的美国专利申请号NO.696，832的图5C中揭示的计算表转矩程序用的本申请的修正流程表;

图21和图22，接续合并表示用于上述参考的美国专利申请号NO.696，814的图43B和43C中所揭示的无改变程序的流程表。

在图1中表示出先有技术中的交流感应电动机控制装置，它包括有一个直流电源10连接着一台逆变器11，用以确定接有负荷13的三相交流感应电动机12的运行，这可代表一个交通车。电动机12上接有一个转矩敏感器14，用来给电动机控制器16提供转矩反馈15，一个功率控制器接受交通车司机的加速度请求18、交通车重量19和交通车车轮直径20作为输入。功率控制器17产生一个转矩效力请求21，它代表为交通车负荷13加速到加速度请求18所界限的速率时该交流电动机12应当达到的转矩，急变限制器22接受此转矩效力请求21并提供一个有限界的急变转矩效力请求23给电动机控制器16，电动机控制器16即产生GTO（栅截止）转换触发脉冲24输到变逆器11，以资使转矩反馈15和转矩效力请求23相协调。

在图2中表示出一个适合于按本发明的操作去控制一台三相交流电动机12（诸如一台大型交通运输车的驱动电动机）电动机控制装置，该控制装置详细地公开于上述引用的美国专利申请号696，833文件中。该交通车司机提供给功率控制器17一个交通车加速度请求18，该请求计及了交通工具重量19和车轮直径20，功率控制器17将它们转换成转矩效力请求信号21而输入到信号限制器32以便阻止不合适的转矩效力请求，设置了一个与期望的急变速率36相关的急变限制器22，用于建立一个有限界的急变转矩请求23以使交通车上的乘客舒适，用一个转矩反馈确定装置38来确定反馈转矩40，它通过测量该系统输入功率来估算电动机12的输出转矩，系统输入功率与电源10提供的直流电压43和直流电流44相关，与逆变器频率48和合成方式50、以及由与驱动电动机12耦接的测速仪54提供的转速52有关。转矩反馈信号40提供给综合接口58的负输入以与有限界的急变转矩请求信号23供给该综合接口58的正输入相比较，经比较后的结果转矩差值信号60即送到电动机控制器62。从司机发出车控制许可信号64则即允许该驱动电动机12运行或停止。其它对电动机控制器62所必需的输入包括有直流线电压43和逆变器合成方式50。电动机控制器62输出制动闸允许68、请求的制动角70、请求的逆变器频率48和请求的逆变器电压百分比74，这些都输入到逆变与制动合成装置76中，另外还有输入/输出的控制状态信号78。逆变器和制动合成装置76提供合成方式信号50给电动机控制器62和转矩反馈确定装置38。当电动机12由转换制动电路80提供的附加电压而运行在制动方式时，控制状态信号78操作使合成方式保持在六步而阻止变到准六步或PWM（脉冲宽度调制）方式，逆变器与制动合成装置76输出逆变器GTO触发脉冲82到逆变器11，和发出制动GTO触发脉冲86到制动电路80。逆变器11驱动一台电动机12以作功或是制动运行，以及在电动机运行在基本速度以上而期望附加制动转矩时，制动电路80与电动机12一并运行。

在图3中，表示出先有技术中一台交流电动机用的包括三个极的三相逆变器。

图4表示的是图3中所示交流逆变器的一极，为先有技术，它包括有两个栅截止可控硅100和101，两个单向二极管102和103，一个电流缓冲电路104以限制通过各GTO转换电流的di/dt变化，以及一个第一电压缓冲电路105与GTO可控硅开关100一起运行，以及一个第二电压缓冲电路106与第二个GTO可控硅开关101一起运行。籍用各种已知的脉冲宽度调节技术，可由用作图3所示逆变器的直流电源中以及适合于交流感应电动机所期望的控制器取得三相交流电压和电流波形。

图5所示是由图3的逆变器产生的理想化了的电压波形，并按下述假设条件进行说明，即忽略在正GTO可控硅开关100和负GTO可控硅开关102之间执行转换操作所需的转换时间，在实际运行中该假设条件不完全准确。为了提供所期望的波形在确定GTO导通时间和GTO截止时间中有意地将延迟时间插在GTO开关不被允许导通之处以保证被导通的GTO开关直在被截止的GTO开关肯定地截止到避免一个不期望的故障电流冲击之前一直导通。所需的延迟时间和转换时间推移了该电压的转换，即推移了根据在电压转换的时间上通过该极的电流方向所确定的转换时间。

在图6中，示出所期望的极电压110与实际的极电压111间的关系，是在电流方向从逆变器极流向电动机为正，如图4中箭头IA所示情况下的。实际极电压111被所提供的延迟时间112推移了35微秒，被正GTO转换导通时间113推移10微秒以及正GTO转换截止时间114推移了15微秒。

在图7中示出所期望的极电压110与实际极电压115之间的关系，是在电流方向为从电动机流向逆变器极为负的情况，该实际电压115被做了下述推移，即被负GTO转换截止时间116、所提供的延迟时间117推移为35微秒，以及负GTO转换导通时间118推移为10微秒。

这个电压转换的位移将导致使逆变器或是降低了基波电压输出，或是增大基波电压输出，它决定于在输出电压和输出电流间的角度，该输出电压被增加或降低的数值决定于转换时间、延迟时间、转换频率和在基波电压和电流波形之间的角度。

在图8A中示出的是所期望的电压向量120、由于GTO延迟时间所致的电压向量122、合成的实际电压向量124和代表输出电流的向量126，其中电流向量与输出电压向量同相位;图8B所示的电流向量126与实际电压向量124相位差45°;图8c中的电流向量126与实际的输出电压向量124相位差90°;图8D中的电流向量126与实际的电压向量124相位差135°;图8E中所示电流向量126则与实际电压向量相位差180°。各向量的大小并未与任何具体转换频率或转换时间发生关系，各图旨在于定性地表示延迟时间对所期望电压的影响。如果延迟时间、转换频率或直流逆变器输入电压中之一增加，则延迟时间电压向量122的大小即会增大;若这三个变量之一被减小，则后者也即减小。该延迟时间电压向量122的大小不受期望电压向量120的影响，并且对任一期望的电压输出来说该值为常数。从中可见，当要求电压输出124为低值，例如在低的逆变器基波频率时，延迟时间电压122会更有问题。

图8A代表电动机运行在作功方式下，输出电压124与输出电流126之间的相角是0°，如果实际上能够达到这样的相角，则由于延迟时间所致的电压122乃与输出电流126相位差180°，其结果，输出电压124将与期望电压120同相位，但被延迟时间电压122减小了。图8B表示电动机以作功方式运行，这时在输出电压124和输出电流126之间的相位角为45°，同时由延迟时间所致的电压122与输出电流126成180°相位差，合成输出电压124导前输出电流126为45°，并且在大小方面较小因减去了部分全延迟时间电压，而在相位方面离开所期望的输出电压120。图8C所示为电动机运行在制动方式，这时的输出电流126与输出电压124相位差90°，合成输出电压124的大小稍小并与期望电压120有相位差。在图8D中所示为电动机运行于有输出电流126的制动方式，输出电流126与输出电压124相位差135°，并且合成输出电压124在大小上比较大，但是小于加上全延迟时间电压，并与期望输出电压120不同相。在图8E中所示为具有输出电流126的急剧制动运行方式，该电流与输出电压124相位差180°，由延迟时间所致电压122加到期望电压120上并导致输出电压124与期望电压120同相位而大于后者。

图9、10和11分别示出对电压和电流间分别为0°、90°和180°相角的情况时在电压转换中如何实际移相来产生延迟时间电压向量。在每图中的第四、第五和第六波形以实线示出对各极的期望瞬间电压输出，在电压转换中由于延迟时间所致的相位移用虚线表示。

第七波形代表所期望的线对中点的电动机电压120;第八波形表示实际输出的线对中点电动机电压124，仅表示A相一相;第九波形表示A相的延迟时间电压122，并且对图8A所示的0°情况该电压与期望电压120相位差180°，因此，实际输出电压124低于期望电压120。对于如图8E所示180°运行情况，该延迟时间电压122与所期望电压120同相位，并因此实际输出电压124高于期望电压120。对90°运行情况，延迟时间电压122与期望电压120相位差约为90°，并因此该实际输出电压124与期望电压120近似相等但有些相位移，该相位移并不会在予期应用逆变器去激励一台感应电动机中造成运行问题，但是，电压差则会造成问题。

在所予期的控制系统中利用如图7所示的转换时间和采用转换频率350^HZ，该电压微分在极大角度下能超过20^V：rms，这20^V对超过20^HZ的较高的基波逆变器频率情况下构不成实质差别，该情况下期望的输出电压均方根值约为9.33乘以基波逆变器频率，因为20^V是总期望电压的一小部分。但在约2^HZ的极低频率时，如果那里期望的输出电压均方根值为20^V，这20^V微分就会提出问题，如果由于GTO可控硅转换延迟时间所致的这个电压差值得不到补偿，则就会在从零速起动该电动机时发生困难。

为了修正GTO转换延迟时间电压微分，在先有技术中采用测量逆变器的基波电压输出和用增加从逆变器来的电压请求以提升该输出，直到实际电压输出等于所期望的输出电压为止。这种方法有几个缺点，包括需要在逆变器中设置一些电压敏感器、需要一个滤波电路去滤过该基波电压波形和需要拥有相位和幅值信息去控制该输出电压的完善的控制系统。

根据本发明，在一定的电动机转速以上计算电压和电流之间的相角与直流电源输入的关系，对逆变器采用下述关系：

DC_{input powtr}＝V_DCLinkI_DCLink（1）

式中相关的直流电压（V_DCLink）和直流电流（I_DCLink）已在微处理器中的存储器中有效，DCinpnt power指直流输入功率。然后利用计算的相角来确定在由一个GTO导通变成在该极的另一个GTO导通的转换形成时通过逆变器一极的电流方向，已知该电流方向即可令微处理机调节该GTO可控硅的转换点以补偿所要求的转换时间延迟。结果，逆变器的实际电压输出即与所期望的基波逆变器电压同相并大小也基本相等。

示于图12中的前两个电压波形110和111，以及示于图13中的前两个110和115是和图6和图7中分别所示那些正电动机电流和负电动机电流一样。图12和图13中第一个波形110代表逆变器的期望输出极电压;图12中第二波形111和图13中的115代表实际输出电压，因为转换时间和所要求的延迟时间的影响而呈现出电压变换的位移;图12中所示第三波形130和图13中的132是一个数字上分别接近第二波形111和115，但忽略了GTO导通和截止转换时间，因为比起延迟时间它们很小，这样的近似法是为了简化被修正的问题，目的是期望实际输出电压波形的样子象所期望的第一波形。

为此在图12的关系中，在期望电压转换的时间处，通过示于图4中GTO可控硅100的电动机电流IA是正值，如图12所示即需将由负到正的电压转换提前35微秒开始，这即等于插入了延迟时间112。因为GTO截止时间114的影响已被忽略，所以不需要调节由正到负的电压转换。以调节结果的极电压指令134提供给GTO可控硅100，由此调节指令信号所造成的实际极电压136即是第五波形，该电压十分接近于所期望的第一波形110。如果期望GTO的导通和截止的延迟时间都同样地补偿是可以的，但是没有人相信有这种必要。

关于图13，在期望电压转换的时间处，通过图4所示GTO可控硅101的电动机电流IA是负号，故需要延迟由正到负的电压转换35微秒，此即图7所示的所插入的延迟时间117，如果将期望的第一波形110直接送到逆变器极的GTO可控硅101而无补偿，则合成极输出电压即为第二波形115，第三波形132为用上述对图12所作处理的相同近似法得到的实际输出电压的数字表示，因为GTO截止时间影响被忽略了，对负到正的电压转换就不需作任何工作，第五波形140表示该极输出电压，是把第四波形136用作GTO可控硅101的指令信号得到的结果。同样可看到该输出电压140极接近于期望的第一电压波形110。

在实际试验中曾发现在调节中用65微秒延迟时间来代替理论上的35微秒延迟时间改进了逆变器的运行，并对更为准确的电压补偿是必要的，这种过调节对补偿逆变器中的各种损失，例如缓冲器损失和GTO转换损失是必需的，在作功方式运行时这些损失趋于减少逆变器的输出电压，而在制动方式时增加了逆变器输出电压，所以对输出电压的影响与GTO转换延迟时间起相同作用。

用微处理机根据波形的合成来提供所期望的65微秒电压转换，在上述的美国专利申请号NO.696，814中揭示出下述的执行步骤，微处理机先对每极算出负和正GTO的触发时间象在脉冲宽度调制波形合成中正常工作进行一样，转换修正是在用正脉冲宽度调制合成下的运行中而不在准六步或六步合成中提供，因为在用了脉冲宽度调制情况下在低的逆变器基波频率时，由于延迟时间的缘故，电压偏斜就更成问题。在上述参照的美国专利申请中所揭示的脉冲宽度调制合成中，三相基波电压波形的角度是已知的，因为负和正GTO触发时间就是依据这些相角计算的，对输出电压和电流之间的相角在程序控制中的另一处进行了计算，并且此信息是有效的。然后，微处理机利用该相角信息建立：是否逆变器的基波输出电流在每极由负到正或由正到负的电压转换将发生的时间处是正倾是负，如果微处理机确定在一个负到正电压转换期间电流是正号，则它将降低负的触发时间提前转换65微秒，并且对随在该转换之后的正触发时间增加以相同的时间量，以籍此修正时间量提前转换;如果经微处机机确定在正到负电压转换期间电流是正的，就不需调节该转换，故不做任何工作;如果微处理机确定在正到负电压转换期间电流是负的，则它将降低正的触发时间提前转换65微秒，并对随在该转换之后负触发时间增加以同一时间量，以籍此修正时间量提前该转换;如果微处理机确定在负到正电压转换期间电流是负的，就不需调节该转换，故不做任何工作。

微处理机计算电流相角，籍该角电动机电流滞后于电动机电压，这可应用根据电动机运行频率定的两个方法之一，通常，在转速低于390^rpm的低速电动机采用查表法，这时4极交流感应电动机相当于约14.5^HZ电频率，约超过14.5^HZ者用计算法：

在图14中示出用计算法确定电流相角的一个程序流程表，此法为由微处理机按下述步骤计算该相角：

1.计算逆变器输入功率，用前述公式（1）计算，

2.计算逆变器的功率损失，按前述引用的专利申请号NO.696，832揭示的方法计算，

3.计算谐波功率损失，按前述引用的专利申请号NO.696，832揭示的方法计算，

4.计算电动机的基波输入功率，在方框150中利用下述方程式：

基波电动机功率＝计算的输入功率-逆变器功率损失-谐波

功率损失    （2）

5.估算预期转数的电动机电流，按上述引用的专利申请号NO.696，832揭示的方法，

6.计算电动机功因数，在方框152中用下述方程式：

功因数＝ (基波电动机功率)/(3＊RMS电动机电压^＊RMS电动机电流) （3）

式中的RMS（均方根值）电动机电压是线对中性点电压，并按下式确定：

RMS电动机电压＝ (要求的逆变器线对线电压)/3 （4）

要求的逆变器电压是对波形合成中的一个输入，故是已知的，

7.计算电动机输出电压和输出电流间的相角，在方框154中用下述方程式：

相角＝ARC    COSINE    ＊    功因数

因为一台微处理机不具有计算arc    COS/NE的能力，故可用arc    COSINE表示辅助该计算。

在图15中示出导引低速电流相角确定程序的一个流程，用于确定电动机转速低于约14.5^HZ时的电流相角，查表法是为利用指定的检索表根据电动机请求的转矩输出而查出电流相角。因为采用了一个每周波为常数电压型式的控制去确定加到电动机上任一特定逆变器频率和转差率下的电压，故提供给电动机端的基本上永是相同的电压，所以对于在特定逆变器频率下的具体电动机转矩将理想地处于电压和电流间的同一个相角处。某些因素，诸如温度变化和在系统中部件的差异都会引起相角的某些改变，但这些变量基本上不足以改变相角，所以，该相角即等于逆变器频率和电动机转矩的函数，并且设立了三维检索表，该表包含有对各种不同逆变器频率下各种转矩相对于该相角的离线予算好的数值。

检索表包括由几个相角与转矩比值的付表组成，系利用运行的电动机模型与一台离线计算机对逆变器频率从0到约20^HZ中每一周波进行计算取得，并且这项措施对这种电动机控制技术领域工作的技术人员是所熟知的。对于从表中不能直接查到的各种逆变器频率和转矩值可采用插入法，例如确定逆变器频率9.4^HZ和转矩请求为2.5＊58.7^lb·ft条件下的相角，从表中找到了相应于2.5＊58.7^lb·ft的在9^HZ条件下的相角值，以及找到相应于2.5＊58.7^lb·ft在10^HZ条件下的相角值，用下述计算求得对9.4^HZ频率和500^lb·ft的相角，在9.4^HZ条件下的角度等于将9^HZ下的角度加上4乘以在10^HZ下的与9^HZ下的角度之间的差值。对于低电动机转速采用查表法代替计算法的理由是因为，在低电动机转速时，系统中的损失占总输入功率的一大部分，因而在损失计算中的任一误差都会很大地影响转矩计算，在损失计算和转矩计算中的任一误差也影响着电动机电流的估算，并因此更加大了影响相角的计算。事实上，如上述引用的美国专利申请号NO.696，832揭露的，转矩的计算受到如此大的影响，所以采用查表法估算转矩也就一样了，在约14.5^HZ以上对转矩的计算比查表法更准确，并且相角计算比查表法更为准确，所以相角计算被用于在接近电动机运行频率以上的情况。

在图16中给出一个说明曲线，绘出了对于逆变器频率为9^HZ情况下电流相角对电动机转矩请求之间的比例关系，与确定一个逆变器频率为9.4^HZ时的电流相角的上述例子相关。

图17提供的说明曲线描绘的是对逆变器频率为10^HZ时电流相角与电动机转矩请求之间的比例关系，与上述的9.4^HZ例子相关。

图16和17的每条曲线有下述比例关系，即电流相角以0.703度为单位分段和转矩效力请求以58.7^lb-ft为单位分段，以便于进行算术计算，对转矩效力请求具有正和负的方向，以及电流相角由0°直到180°，将检索用的地址称呼与TERJ值相应，所绘的曲线说明了下述，即当转矩越趋于更大正值，电流相角越弯曲地趋于0值，当转矩变得负值越大，则电流相角越弯曲地趋于180°。在存储器中存有36个检索表，对从正20^HZ到负15^HZ内每个整数频率值分别设有一个这样的表，图16所示的曲线是对9^HZ的，是具有27个位置的检索表，它包括有在0转矩以下的13个位置。对于每个转矩值，在该检索表中存有确定相应电流相角的离线电动机模型，在各单元中存储的相角设计成一个二进制位等于0.703°，这是为了算术上的方便而选定的，为了确定在各表中的电流相角，采用的一个电动机模型具有一个平均的运行温度，以及为了电动机的一个给定转矩和具有基本上每周波恒定的电压，故在电动机中设有一个常数的气隙磁通，对于每个逆变器频率值设有一个不同的检索表。（上述TERJ代表有限急变转矩效力）。

例如对电动机频率为9.4^HZ，如果该TERJ转矩请求是2.5＊58.7^lb-ft，需要在9^HZ表10^HZ表之间的相应插入值，那么在转矩值之间也需要有插入值。

在图15的流程表中，在方框160处，U被置位到等于逆变器频率为9.4^HZ的舍位整数值，即等于9^HZ，在方框161处，V被置位等于U+1，它是10^HZ;在方框162处，X置位于等于2.5×58.7转矩请求除以58.7的舍位整数值，该值等于2;在方框163处，Y被置位于等于X+1或3;在方框164处，点A和B被设在9^HZ曲线上，以及点C和D被设在10^HZ曲线上，A是在9^HZ曲线上的2及B在9^HZ曲线的3处，如图16所示，C是在10^HZ曲线的2及D是在10^HZ曲线的3处，如图17所示;E是在方框165中确定，是在9^HZ曲线上实际转矩请求的中间插入角，该值等于A加上该曲线的斜率乘以在B和A之间的分数转矩增加值;在方框166中，F被在10^HZ曲线上的中间插入角来确定，作为实际转矩请求;在方框167中，该实际电流相角是E和F之间的插入值，它确定例子9.4^HZ中的相角，运算在各曲线间的这种中间插入法是工作于此领域的人们所周知的。

在图18以及在上述引用的美国专利申请号NO.696，833中所揭露的控制循环子程序中，方框170处设有一个转移到被叫做转矩效力反馈的一个子程序中，在这里对图2所示的反馈转矩40进行计算。

在图19上示出转矩效力反馈程序的一个部分的流程表，它是在上述引用的美国专利申请号NO.696，832中较详细公开的，方框210指示用损耗法去计算转矩，在此方框之后插有一个方框211，它提供一个转移到计算电流相角的一个子程序，它相应于图14流程表中的子程序，用于计算电动机运行在较高频率下在电压和电流之间的相角。

在图20中示出牵引效力反馈程序的一个部分流程表，该程序为图19中选用的查表法进行的转矩计算，在方框222之后，设立的一个方框223用于转移到计算低转速相角的子程序，它相应于图15中的流程表，用于图19中所示的电动机转速低于约14.5^HZ的情况。

图21和图22相接续，是上述引用的美国专利申请号NO.696，814中示于图43B和43C中PWM计算子程序，无改变部分。

在一台实际的逆变器运行中，两个GTO全截止之处的延迟时间必须被插入在当一极的一个GTO一截止而同极的另个GTO就要导通的情况中，这些延迟时间延续30到35微秒，并且影响根据电动机电流滞后于电动机电压多少而确定的逆变器输出电压，如果在电动作功方式运行时电流滞后小于90°，则逆变器输出电压将被减小;如果电动机在制动方式，而电流滞后大于90°，则逆变器输出电压将被增大。在低输出电压百分值的情况下，这些延迟时间应加以补偿以使电动机运行适当，若电动机电流由逆变器流向电动机对该极在GTO开关转换的时间处是正向，可采用提前使-GTO转换到+GTO的方法，则能使该延迟时间得到很好的补偿，如果电动机电流从电动机向逆变器在GTO开关转换的时间处是负向，则+GTO转换到-GTO被提前，这个转换点的修改抵销了GTO的延时影响。在逆变器中的其它损耗也同样引起类似的电压延迟时间效应，这些其它损耗也能用大于30到35微秒的调节加以补偿。已经算出采用约65微秒的数值来调节该转换实际上就抵销了所有的延迟时间和逆变器损耗影响。在图21的方框782中GTO的延迟时间被置位到等于65微秒，在方框782中的GTO延迟时间被置于等于缺席值并代表该GTO转换将需被调节的时间量。在准六步或六步时对GTO转换进行调节有耗用和不需要这样两个时间，所以在仍处于PWM合成方式时该转换调节停止进行，一旦所请求的电压百分值达到40%，该停止调节即开始按减小该补偿时间进行调节，以致在电压百分值等于45%的时候这一称为GTO延迟时间的补偿时间即可变地到等于0。该补偿时间必须要渐渐地停止，因为若骤然改变将导致不希望的电动机的瞬变化。方框F41测试该请求的电压百分比，看它是否小于或等于40%，如果是，则将采用一个GTO延迟时间等于缺席值;如果不是，在方框F42中此电压百分比以45%进行核对，若大于45%，方框F43即置GTO延迟时间等于0，如此即取消了对转换的修正。方框F44在电压百分比处于40%和45%之间时执行操作，并且计算出GTO延迟时间值介于0和缺席值之间。

Claims (8)

1、控制至少在一相上有负荷[图2.(13)]及与一台逆变器[图1，3.(11)]共同运行的方法中包括有一个第一转换设备[图4.(+CTO)]和一个第二转换设备(-CTO)用于每相负荷，所述的逆变器被耦接于一个电源(10)上，并响应一个效力请求信号[图2.(21)]，各步骤如下：

对每个负荷相确定[图2.(76)]一个第一导电时间[图5.6-11(VA，VB，VC当为+时)用于第一转换设备，和确定一个第二导电时间(VA、VB、VC，当为一时)用于第二转换设备，以便提供一个具有所期望频率的期望电压，用以激励所述相的负荷，并且其特征在于：

确定在所述电压和负荷电流之间的电流相角(154或167)[图14或15]；

确定当所述的输出电流为正时和当所述输出电流为负时响应该电流相角[图21、22(810、812和826、828)]；以及

对响应于所述期望电压的每个所述第一和第二导电时间根据在转换发生时电流是正或是负提供一个修正(814、816、822和830、832)。

2、按照权利要求1的方法操作的控制装置中，对在至少一相上具有的一个负荷〔图2.（13）〕和与一个逆变器〔图1.3（1）〕一起运行的控制装置包括有：一个第一转换设备〔图4（+GTO）〕和一个第二转换设备（-GTO）用于每相负荷，所述的逆变器与电源（10）耦接并响应于一个效力请求信号〔图2.（21）〕，该组合为

第一装置〔图2（76）〕用于在响应于所述的效力请求信号和与每电动机相的关系中确定该连续第一导电时间〔图5，9～11（VA、VB、VC当为正时）〕用于第一转换设备和连续第二导电时间用于第二转换设备，以资提供具有期望频率的一个所期望的输出电压，用以激励所述相的负荷，并且其特征在于：

第二装置〔图14或15〕用来确定在所述电压和负荷电流之间的电流相角（154或167），

第三装置〔图21、22（810、812和826、828）〕用于确定当输出电流为正和当输出电流为负时与所述相角的关系，以及

第四装置（814、816、818、822）用于对响应于所述正电流的第一和第二导电时间之一提供一个修正，和对响应于所述负电流的所述第一和第二导电时间中的另一个提供第二个修正（830、832），用被移动过的第一和第二修正响应所述的期望输出电压。

3、按照权利要求2所要求的控制装置，用第二装置确定在所述电压和电流间的相角与效力请求信号及逆变器频率的关系。

4、按照权利要求2或3所要求的控制装置，用第三装置减少响应于所述正电流的第二导电时间，和减少响应于负电流的第一导电时间。

5、按照权利要求2或3所要求的控制装置，其中的逆变器具有一个从第一转换到第二转换的导电转换，和具有一个从第二转换到第一转换的导电转换。

所述的第三装置用于确定在从第一转换到第二转换的导电转换时间，该时输出电流是负;确定在从第二转换到第一转换的导电转换期间，该时输出电流是正。

用所述的第四装置当输出电流为正时提前第二转换到第一转换的变换，以及在输出电流为负时提前该第一转换到第二转换的变换。

6、按照权利要求2所要求的控制装置，采用在为该逆变器所建立的一预定的合成运行方式期间所设的第四装置提供的该导电时间修正。

7、按照权利要求2或6所要求的控制装置，其中的逆变器具有对所述电源的一个请求电压百分比。

用第四装置确定响应所述请求电压百分比中的第一和第二导电时间各自的修正。

8、按照权利要求2所要求的控制装置，用第四装置对所述的一个导电时间提供所述预定的第一修正，和对另一个导电时间提供所述预定的第二修正，以资校正延迟时间和逆变器损耗。

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