DD201554A1

DD201554A1 - Schaltungsanordnung zur frequenzabhaengigen phasenkorrektur bei eigentaktierten schrittmotoren

Info

Publication number: DD201554A1
Application number: DD23152081A
Authority: DD
Inventors: Siegfried Moeller
Original assignee: Siegfried Moeller
Priority date: 1981-07-07
Filing date: 1981-07-07
Publication date: 1983-07-20
Also published as: DE3223947A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Phasenkorrektur bei eigentaktierten Schrittmotoren, die zum Antreiben und Positionieren in Druckeinrichtungen datenverarbeitender Anlagen verwendet werden. iel der Erfindung ist, bei der Ansteuerung der Phasenwicklungen bei Schrittmotoren einen höheren Wirkungsgrad zu erreichen. Die technische Aufgabe besteht darin, störende Oberwellen des analogen Taktierungssignals bei der Signalgewinnung zu unterdrücken und eine hohe Schrittfrequenz zu ermöglichen. Die Erfindung ist gekennzeichnet dadurch, daß der negierende Eingang des Komparators, dessen nichtnegierender Eingang in bekannter Weise der analogen Taktierung nachgeschaltet ist, über einen Wirkwiderstand am Ausgang der Taktierung und über einen komplexen Widerstand an Masse liegt. Figur 1

Description

Titel der Erfindung

Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Phasenkorrektur bei eigentaktierten Schrittmotoren 5

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Phasenkorrektur bei eigentaktierten Schrittmotoren, die eine auf der Rotorwelle angeordnete drehwinkelabhängige Taktiereinrichtung mi⁺ analogen AusgangsSignalen aufweist, welche über weitere elektronische Schaltmittel Einfluß auf die Auswahl der Ansteuerung der Phasenwicklungen des Schrittmotors nehmen,

Derartige eigentaktierte Schrittmotore werden vorzugsweise zum Antreiben und Positionieren von Universaltypenträgern und Druckwagen, zum Papier- oder Farbbandvorschub von Druckeinrichtung datenverarbeitender Anlagen verwendet»

Schrittmotore, die überwiegend Trägheitsmomente beim Beschleunigen und Abbremsen mit vernachlässigbaren mechanischen Reibungsverlusten zwischen den Ruhelagen au überwinden haben, werden zur Erzeugung maximaler Drehmomente vornehmlich eigentaktiert angesteuert. Der Rotor des Schrittmotors ist hierzu beispielsweise mit einer an sich bekannten drehwinkelabhängigen Taktiereinrichtung verbunden, wobei die Motorsteuersignale aus den Taktiersignalen abge-

-aDEl 1981*976636

leitet werden· Die der Taktiereinrichtung nachgeschaltete Ansteuerelektronik ist in der Regel so ausgeführt, daß über elektronische Leistungsstufen die einzelnen Phasenwicklungen des Schrittmotors einzeln oder gruppenweise digital an die Betriebsspannung geschaltet werden· Die Betriebsspannung ist so ausgelegt, daß ein für extreme Lastbedingungen entsprechend hoher Strom di\roh ausgewählt« Pbns^wi^klungen getrieben wird· Die impulsmäßige Anschal ύ,.mg ^лег Phpsenwiсklungen an die Betriebsspannung hat zur folge, daß sich die Spannung an den Phasenwicklungen sprungartig ändert. Die während der Dauer des Ansteuerimpulses an den Phasenwicklungen liegende Spannung treibt durch diese einen Strom, dessen Anstieg exponentiell erfolgt, weil die in den Phasenwicklungen induzierte Selbstinduktions-EMK dem Stromanstieg entgegenwirkt· Die HL-Flanke des Ansteuerimpulses beendet die Anschaltung der Phasenwicklungen an die Betriebsspannung. Diesem erneuten Spannungssprung kann der Strom durch die Phasenwicklungen nicht sofort folgen, weil der durch die Selbstinduktions-EMK angetriebene Strom bestrebt ist, in der ursprünglichen Richtung weiterzufließen,, Die Phasenwicklungen wirken somit als Spannungsquelle mit einer gegenüber der Betriebsspannungsquelle vertauschten Polarität und der durch die Phasenwicklung fließende Strom nimmt mit exponentiellen Verlauf ab·

Die Zeitkonstante '£* einer Phasenwicklung mit verlustbehafteten Bauelementen im Ansteuerstromkreis wird wie folgt definiert: (1)

i

Diese Zeitkonstante *£" ist eine konstruktionsbedingte Größe, die nicht beliebig verkleinert werden kann.

Erfolgt das An- und Abschalten der einzelnen Phasenwicklungen in sehr kurzen Zeitabständen gegenüber der Zeitkonstante wird nur ein kleiner Teil der exponentiellen Kurven durchlaufen. Diese bekannte Erscheinung bewirkt, daß bei einem Schrittmotor das an der Rotorwelle abgebbare Moment mit

steigender .Ansteuerfrequenz sinkt. Zusätzlich verschiebt sich zeitlich die elektromagnetische Wirkung des Stromflusses durch die Stromanstiegs- und Ausräumzeiten bei eigentaktierten Schrittmotoren gegenüber den logischen Ansteuerimpulsen·

Diese Stromanstiegs- und Ausräumzeiten sind außer von der konstruktiv bedingten Zeitkonstante f von der ebenfalls vorgegebenen Betriebsspannung abhängig und liegen somit fest. Bei niederen Ansteuerfrequenzen spielt die beschriebene zeit· liehe Verschiebung nur eine untergeordnete Rolle. Bei höheren Ansteuerfrequenzen, insbesondere dann, wenn die Dauer der Ansteuerimpulse in der Größenordnung der Stromanstiegsbzw· Ausräumzeiten liegt, erreicht die Phasenverschiebung eine Größe, bei der der Schrittmotor in der dargestellten Ansteuerart in Verbindung mit einer Drehwinkeltaktierung kein nennenswertes Moment an der Rotorwelle mehr aufbringen kann und mit seiner Grenzdrehzalil läuft.

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen

Bs ist bekannt_t zur Kompensation dieser Wirkung von den Taktsignalen einen Voreilwinkel abzuleiten und hiermit die Ansteuerung der elektromagnetischen Baugruppen zu korrigieren und eine zeitliche Übereinstimmung zwischen Ansteuerung und elektromagnetischer Wirkung zu erzielen.

Aus der DE-OS 2 856 538 ist eine Regelschaltung für kommutatorlose Motoren bekannt, bei der der Voreilwinkel, d.h. die Phasendifferenz zwischen Ankerstrom und Klemmenspannung des Motors derart geregelt wird, daß sich das Motordrehmoment nicht sofort ändert, wenn der Voreilwinkel in Abhängigkeit von der eingestellten Drehzahl auf einen entsprechenden Wert geschaltet wird.

Allgemein entwickelt der Motor beim Erreichen der Nenndrehzahl ein Moment, das dem Lastmoment entspricht. Bei Drehzahl- oder Laständerungen soll der Motor durch eine hohe Momentänderung reagieren. Zur Erzeugung dieser Momentänderung wird eine Schaltung zur Regelung des Voreilwinkels beschrieben, die in Abhängigkeit von der Augenblicksdrehzahl Einfluß auf

den Voreilwinkel der Impulsansteuerstufe nimmt, indem der Voreilwinkel nicht plötzlich, sondern mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit geändert wird, selbst wenn sich das Ausgangssignal des der Voreilwinkel-Steuerschaltung zugeführten Ausgangssignals plötzlich ändert« Hierzu enthält die Voreilwiiikel-Steuerschaltung edne Drehzahleinstellschaltung, bei der der Voreilwinkel geschaltet wird, einen ersten Operationsverstärker zum Vergleich und zur Verstärkung des Ausgangssigiials üer Drehzahleinstellschaltung mit dem Ausgangssignal des Drehzahldetektors, einen zweiten Operationsverstärker zur Erzeugung eines Ausgangssignäfe, das sich auf ein Ausgangssignal des ersten Operationsverstärkers mit vorbestimmter Zeitkonstante ändert, indem das Ausgangssignal des ersten Operationsverstärkers einem Integrator mit Begrenzer zugeführt wird und der als Ergebnis der Integration des Ausgangssignals des ersten Operationsverstärkers bis zu einer vorbestimmten Spannung ein Ausgangssignal erzeugt· Nachteilig ist neben einem erhöhten schaltungstechnischen Aufwand, daß sich der Voreilwinkel nicht unmittelbar drehzahlproportional ändert, sondern einer fest vorgegebenen Zeitkonstante folgt, daß sich beim Erreichen der vorgegebenen Drehzahl der Voreilwinkel sprunghaft wieder reduziert und das Regelsystem mit starken MomentSchwankungen reagiert,

Bekannt ist weiterhin eine in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung des unmittelbaren Standes der Technik zur Steuerung eines Voreilwinkels der Ansteuerimpulsfolge eines Schrittmotors aus den TaktierungsSignalen einer drehwinke!abhängigen Taktierung der Rotorbewegung des Schrittmotors, die zur Kompensation der Stromanstiegs- und Ausräumzeiten das Differential der sinusförmigen Taktierungsausgangsspannung als Korrekturgröße benutzt. Hierdurch wird zwar unmittelbar eine frequenzproportionale Führungsgröße zur Korrektur verwendet· Nachteilig ist jedoch, daß neben einem erhöhten Schaltungsaufwand Oberwellen der analogen Ausgangssignale der Motortaktierung zu Verfälschungen des Voreilwinkels führen können und hierdurch Moment- und Drehzahlschwankungen hervorgerufen werden·

- 5 -Ziel der Erfindung

Siel der Erfindimg ist, mit vertretbarem Aufwand die Nachteile des bekannten Standes der Technik zu vermeiden und bei der Ansteuerung der Phasenwicklungen bei eigentaktierten

Schrittmotoren einen höheren Wirkungsgrad zu erreichen· Darlegung des Wesens der Erfindung

Technische Aufgabe

Die technische Aufgabe, die durch die Erfindung gelöst wird, besteht darin, eine Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Phasenkorrektur bei eigentaktierten Schrittmotoren anzugeben, die störende Oberwellen des analogen Taktierungssignals bei der Signalgewinnung zur Schrittmotorenansteuerung unterdrückt und gleichzeitig eine höhere Schrittfrequenz ermöglicht·

Merkmale der Erfindung

Merkmale der Erfindung sind, daß der negierende Eingang des !Comparators, dessen nichtnegierender Eingang in bekannter Weise der analogen Taktierung nachgeschaltet ist, über einen komplexen Widerstand an Masse liegt, wobei der komplexe Widerstand durch einen zweiten Wirkwiderstand und einen parallel· geschalteten Kondensator gebildet wird« In besonderer Ausgestaltung der Merkmale der Erfindung bilden der erste und der zweite Wirkwiderstand einen Spannungsteiler,

30. an dessen Teilungspunkt der negierende Eingang des !Comparators liegt, muß der zweite Wirkwiderstand mindestens fünfmal größer als der erste Wirkwiderstand sein und muß die Zeitkonstante aus dem ersten Wirkwiderstand und dem Kondensator etwa dem Dreifachen der maximalen Arbeitsfrequenz des Schrittmotors entsprechen«

Auaführungsbeispiel

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden,

In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Pig. 1: Prinzipdarstellung der erfinuungsgemäßen Lösung Pig, 2: Prinzipdarstellung des bekannten Standes der

Technik

Pig· 3: Prinzipielles Impulsdiagramm von Ansteuerzeiten und Stromverlauf innerhalb einer Phasenwicklung bei niedrigen und hohen Ansteuerfrequenzen

Pig. 4ί Impulsdiagramm von Ansteuerzeiten und Stromverlauf innerhalb einer Phasenwicklung bei niedrigen und hohen Ansteuerfrequenzen mit Verwendung eines abgeleiteten frequenzabhängigen Phasensignals

Fig· 5: Darstellung der Wirkung der Phasenkorrektur des abgeleiteten logischen Signals aus dem analogen Taktierungssignal nach Pig· 2 Pig· 6: Darstellung des PhasenVerlaufs als Punktion der Frequenz nach Pig· 2

Pig· 7: Darstellung der Wirkung der Phasenkorrektur des abgeleiteten logischen Signals aus dem analogen Taktierungssignal nach Pig, 1 Pig· 8: Darstellung des PhasenVerlaufs als Punktion der Frequenz nach Pig· 1

In Pig. 3 sind die eingangs erwähnten nachteiligen Vorgänge beim Ansteuern der Phasenwicklungen eines Schrittmotors in einem prinzipiellen Impulsdiagramm dargestellt. Die obere Zeile zeigt den Verlauf der rechteckförmigen Ansteuerspannung Us einer Phasenwicklung des Schrittmotors SM bei niedrigen und bei höheren Ansteuerfrequenzen f. Die untere Zelle zeigt den Verlauf des zugehörigen Stromes I in der angesteuerten Phasenwicklung in Abhängigkeit von der Zelt t· Der Beginn der Phasenwicklungsansteuerung, der dem Beginn des Stromflusses I durch die Phasenwicklung entspricht, ist mit ti gekennzeichnet. Der ansteigende Strom I erreicht bei

t2 seinen maximalen Wert.

Der Anstieg verläuft nach einer e^Funktion· Die Stromanstiegszeit ist somit t2 - ti· Bis zum Zeitpunkt t3> dem Ende der Phasenwicklungsansteuerung, ist der Stromfluß konstant· Ab t3 fällt der Strom I ebenfalls nach einer e-Punktion bis zum Zeitpunkt t4 nach Null ab. Die Stromausräumzeit ist somit t4 - t3.

Aus dem Vergleich beider Zeilen ist zu erkennen, daß der Phasenwicklungsstrom I gegenüber der Steuerspannung Us phasenverschoben ist, daß dadurch die wirksame Stromzeitfläche zwischen ti und t3 in Abhängigkeit von der Ansteuerfrequenz kleiner als die Spannungszeitfläche und zeitlich gegenüber dieser verschoben ist« Dieser Zusammenhang führt dazu, daß, wie bereits eingangs erwähnt, ein Schrittmotor mit steigender Ansteuerfrequenz ein sinkendes abgebbares Drehmoment an der Achse aufweist·

Zur Verminderung dieses Nachteils ist eine Schaltungsanordnung nach Fig· 2 bekannt, mit der eine zeitliche Verschiebung der Taktflanken des tatsächlichen Wicklungsansteuersignals Us gegenüber dem theoretischen Taktierungssignal Ut um den zeitlichen Betrag tv erzielt wird· Hierzu wird ein frequenzabhängiges abgeleitetes Phasensignal verwendet· In Fig« 4 ist die Wirkung dieser bekannten Lösung in einem Impulsdiagramm dargestellt.

Die obere Zeile zeigt das aus den Nulldurchgängen des analogen Signals Ue abgeleitete theoretische Ansteuersignal Ut bei niedrigen und höheren Ansteuerfrequenzen. Die mittlere Zeile zeigt den Verlauf der Steuerspannung Us für eine beliebige Phasenwicklung des Schrittmotors SH mit zeitlich verschobenen Ein- und Ausschaltflanken· Die untere Zeile zeigt den Verlauf des zugehörigen Stromes I in der angesteuerten Phasenwicklung, der durch die zeitlich um den Betrag tv verschobene Steuerspannung Us durch die Phasen-Wicklung getrieben wird.

Wie bereits erwähnt, ist das zur Verschiebung verwendete Phasensignal frequenzabhängig, damit wird der Betrag der zeitlichen Verschiebung tv bei höheren Ansteuerfrequenzen

größer, tv2; als bei niederen Ansteuerfrequenzen, tv1. Wird die Justage der Taktierung zu den Polen des Schrittmotors SM so durchgeführt, daß, bei direkter Ansteuerung der Motorwicklungen durch Signale, die ohne zeitliche Verzögerung aus den Taktierungssignalen abgeleitet werden, der Schrittmotor sein maximales Achsmoment abgibt, führt jede Abweichung von diesem Arbeitspunkt zu einer Reduzierung des Achsmoments. Die auftretende Verschiebung des Stromflusses, die einer scheinbaren "Verschiebung des Ansteuersignals entspricht, wird durch die zeitliche Verschiebung tv korrigiert.

Zur Erläuterung des in Pig. 1 dargestellten Erfindungsgedankens soll von dem in Fig. 2 dargestellten relevanten Stand Her Technik ausgegangen werden.

Der Schrittmotor SM ist starr mit der Taktiereinrichtung T verbunden und wird in bekannter Weise über eine Ansteuerelektronik AE betrieben, die Steuerspannungen Us an ausgewählte Phasenwicklungen des Schrittmotors SM legt. Die Taktiereinrichtung T ist nach dem Prinzip einer Drehwinkeltaktierung ausgeführt und liefert in Abhängigkeit vom Drehwinkel des Rotors des Schrittmotors fm ein analoges Ausgangssignal Ue, das am nichtnegierenden Eingang E2 des der Taktiereinrichtung T nachgeschalteten als A/D-Wandler wirksamen Komparators A1 und über das RC-Glied C2, R6 als differenziertes Signal am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A2 liegt. Das verstärkte differenzierte Signal Uk liegt am negierenden Eingang E1 des Komparators A1 und wirkt als Korrekturspannung zur Verschiebung der Schaltschwelle des Komparators A1.

Durch die frequenzabhängige Amplitude der Korrekturspannung wird die Schaltschwelle des Komparators A1, bezogen auf- den Nulldurchgang des Signals Ue, derart verschoben, daß sich am Ausgang des Komparators A1 еійе logische Impulsfolge Ua ergibt, die gegenüber den Hulldurchgängen des Eingangssignals Ue in der Phase voreilt. Die Korrekturspannung Uk hat zur Eingangsspannung Ue stets eine konstante Phasenverschiebung von IT .

Die Ausgangs spannung Ua des !Comparators A1 wird der Ansteuereinheit AE zugeführt und zu logischen Ansteuerimpulsen zur Auswahl von Phasenwicklungen des Schrittmotors SM ▼erarbeitet«

Nachteilig ist, daß bei. der Bildung des sinusförmigen Taktierungssignals Ue Oberwellen möglich sind, die zu einer Verfälschung des digitalen Korrektursignals und damit des Voreilwinkels führen«

Die erfindungsgemäße Lösung nach Pig· 1 steht ebenfalls mit den Baugruppen: Drehwinkeltaktierung T, Schrittmotor SH und Ansteuereinheit АБ in Beziehung und besitzt gleiche elektrische Eingangs- und Ausgangsgrößen wie die in Pig· 2 dargestellte und eingehend beschriebene Ausführung des bekannten

Standes der Technik«

Zum Verständnis der erfindungsgemäßen Lösung soll deren Punk· tion an Hand des in Pig« 1 dargestellten Ausführungsbeispieles und der in Pig· 7 und 8 gezeigten Diagramme ausführlich beschrieben werden·

Die Ausgangsspannung Ue der Taktierung T liegt über den Widerstand R1 am nichtnegierenden Eingang E2 des Komparator s A1

Der im Gegenkopplungszweig liegende Widerstand R4 bewirktdas Kippverhalten des Komparators A1 und bestimmt in Verbindung mit dem im Signalweg liegenden Widerstand R1 eine

Schalthysterese· Die Korrekturspannung Uk beeinflußt die Schaltschwelle des Komparators A1 und wird über das komplexe Netswerk R2, C1,

R3 erzeugt

über das Spannungsteilerverhältnis:

⁽²^ Uk » R3

"ΤΠΓ S2 + 83

ist gewährleistet, daß die Amplitude der am negierenden Eingang E1 liegende Korrekturspannung Uk stets kleiner als die Amplitude der Eingangsspannung Ue am nichtnegierenden Eingang E2 des Komparators A 1 ist·

Ein wesentlicher Unterschied der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Lösimg zu dem .in Fig· 2 dargestellten bekannten Stand der Technik besteht darin, daß die Korrekturspannung Ok zur Verschiebung der Schaltschwelle des Komparators A1 nicht durch Differenzierung und Verstärkung der analogen Ausgangsspannung Ue der Taktierung T gebildet wird· Deshalb werden in der erfindungsgemäßen Lösung nach Fig· 1 das Differenzierglied C2, R6 und der Operationsverstärker A2 nicht verwendet.

Bin weiterer wesentlicher Unterschied besteht darin, daß an den negierenden Eingang A1 des Koraparators ein Integrierglied R2, C1 geschaltet ist, wobei der Widerstand R2 gleichzeitig mit dem Widerstand R3 den bereits beschriebenen Spannungsteiler bildet·

Durch eine erfindungsgemäße Dimensionierung des komplexen Netzwerkes R2, C1, Ю wird gleichzeitig durch Wirkung als Tiefpaß eine Unterdrückung störender Oberwellen des analogen Eingangssignals Ue auf die Bildung der KorrektUrspannung Uk erzielt· Hierzu werden erfindungsgemäß die Widerstände R2, R3 des Spannungsteilers derart bemessen, daß R3 mindestens fünfmal größer als R2 sein muß und die Zeitkonstante der RC-Kombination R2, C1 etwa dem Dreifachen der maximalen Arbeitsfrequenz entspricht· Es ist verständlich, daß die genannten Unterschiede der erfindungsgemäßen Schaltungskonzeption zu der des Standes der Technik ebenfalls zu wesentlichen Unterschieden in der Wirkung der Phasenkorrektur und des PhasenVerlaufs führen· Es sollen deshalb an Hand der Fig· 5 und 6 bzw· 7 und 8 diese Unterschiede gegenübergestellt und beschrieben werden· Fig. 5 zeigt die Wirkung der Phasenkorrektur des abgeleiteten logischen Signals aus dem analogen Taktierungssignal der Schaltungsanordnung nach dem bekannten Stand der Technik· Dargestellt sind der Verlauf des sinusförmigen Eingangssignals Ue des A/D-Wandlers A1, das dem analogen Ausgangssignal der Taktierung T entspricht, und der Verlauf der resultierenden Korrekturspannung Uk zur Verschiebung der Schaltschwelle des Komparators' A1 in Abhängigkeit von der Frequenz f des analogen Eingangssignals Ue.

Der ausgezogene Kurvenverlauf für Uk ist repräsentativ für ein Eingangssignal TJe mit einer mittleren Frequenz f. Die beiden gestrichelten Kurvenverläufe, ober- und unterhalb gezeichnet, entsprechen einem Uk bei niedriger und hoher Frequenz f. Wesentlich ist für die Lösung nach dem bekannten Stand der Technik, Fig. 2, daß unabhängig von der Frequenz f des Eingangssignals Ue alle zugehörigen Kurvenverläufe für Uk gemeinsame Schnittpunkte'mit der normierten Zeichachse t, Nulldurchgänge, aufweisen.

Mit Punkt 1 bis 3 ist die jeweilige Größe der Voreilzeit tv des Ausgangssignals Ua des A/D-Wandlers A1 gegenüber dem Nulldurсhgang des analogen Ausgangssignals Ue der Taktierung T für die dargestellte Größe von Uk bezeichnet. Hierzu gilt:

Punkt 1: Die Größe der Voreilzeit tv wird zu Null, wenn die

Frequenz f des analogen Eingangssignals Ue sehr niedrig ist und der Kurvenverlauf Ue durch Null geht.

Punkt 2: Das analoge Eingangssignal Ue bei einer mittleren Frequenz f. Die dargestellte Kurve des Korrektur-Signals Uk schneidet die Kurve des analogen Eingangssignals Ue. Die Voreilzeit tv weist die durch Pfeile bezeichnete Größe zwischen Punkt 1 und Punkt 2 auf.

Punkt 3i Bei hoher Frequenz f des Eingangssignals Ue erreicht die Voreilzeit tv ihren maximalen Wert bei der dargestellten Größe von Uk. Die maximale Größe von tv ist schraffiert zwischen Punkt 1 und Punkt 3 gezeichnet.

Aus Fig. 5 sind augenscheinlich die Auswirkungen von Frequenzänderungen des Eingangssignals Ue auf die Größe des Voreilwinkels und die konstante Phasenverschiebung von 90 zwischen dem Kurvenverlauf des Eingangssignals Ue und dem der Korrekturspannung Uk zu erkennen. Die Korrekturspannung Uk eilt dem Eingangssignal Ue in der Phase vor.

Aus Pig· 5 ist weiterhin zu erkennen, daß das Auftreten von Oberwellen bei der Bildung des analogen Eingangssignals Ue zwangsläufig zu einer unerwünschten Veränderung des Kurven-Verlaufs der Korrekturspannung Uk führt, die in dem geschilderten Zusammenhang zwischen Ue und Uk eine Verfälschung der Voreilzeit tv nach sieht zieht. In der Folge wird über den A/D-Wandler A1 ebenfalls das digitale Korrektursignal und damit der Voreilwinkel bei der Ansteuerung der Phasenwicklungen des Schrittmotors SM falsch gebildet.

Der Zusammenhang zwischen der Frequenz f des Eingangssignals Ue und dem Phasenverlauf ist in Pig. 6 des in Fig. 2 dargestellten bekannten Standes der Technik gezeigt. Der Phasenverlauf ist als Punktion der Frequenz f dargestellt. Hierbei 1st <f der Voreilwinkel zwischen der Steuerspannung Us für eine beliebige Phasenwicklung des Schrittmotors SM und dem aus den Nulldurchgängen des analogen Taktierungssignals Ue abgeleiteten theoretischen Ansteuersignal Ut.

Die maximale Nutzfrequenz ist mit fn bezeichnet. Der theoretische Maximal-Wert von Ц * 90° für den Voreilwinkel ψ ist gestrichelt eingezeichnet. Aus Fig. 6 ist zu erkennen, daß bei steigender Frequenz f des Eingangssignals Ue der Voreilwinkel t/ von 0° bis etwa 70° zunimmt. Dieser Wert wird bei der maximalen Nutzfrequenz erreicht, die unterhalb des Kur-TOiknies liegt, von dem ab ein weiteres Ansteigen der Frequenz f zu keiner weiteren Erhöhung des Voreilwinkels ^P führt.

Die Darstellung der Wirkung der Phasenkorrektur des abgeleiteten logischen Signals aus dem analogen Taktierungssignal Ue nach der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Lösung ist in Fig. 7 gezeigt

Die Begriffsbestimmungen der Bezugszeichen Ue, Uk, tv, sowie der der Zeit-Punkte 1 bis 2 sind mit den Erläuterungen zu Fig. 5 identisch. Unterschiedlich ist Jedoch die Begriffsbestimmung des Zeitpunktes 3. Hier wird im Gegensatz zu dem in Fig. 5 gezeigten Stand der Technik nicht eine 'voreilzeit tv

bei einer hohen Frequenz f des Eingangssignals Ue, sondern die maximal mögliche Voreilzeit tv dargestellt. Unterschiedlich ist weiterhin, daß im Gegensatz zu dem in Pig· 5 gezeigten Stand der Technik alle dem Eingangssignal Ue bei unterschiedlichen Frequenzen f zugehörigen Kurvenverläufe für Uk keine gemeinsamen Schnittpunkte mit der Zeitachse, Nulldurchgänge, aufweisen.

Diese Unterschiede werden im wesentlichen durch das erfindungsgemäß vorgesehene komplexe Netzwerk: R2, C1, R3 am negierenden Eingang E1 des Komparatorft A1 bestimmt, über das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände R2, R3 ist, wie bereits erwähnt, gewährleistet, daß die Amplitude der Korrekturspannung Uk am negierenden Eingang E1 des Komparators A1 stets kleiner als die Amplitude des Eingangssignals Ue am nichtnegierenden Eingang E2 des Komparators A1 ist.

Bei sehr niedrigen Frequenzen des Eingangssignals Ue bewirkt der Kondensator C1 nur eine sehr geringe Phasenverschiebung der Korrekturspannung Uk zum Eingangssignal Ue, so daß die Schaltschwelle für das Ausgangssignal Ua des Komparators Al nahe dem Nulldurchgang des Eingangssignals Ue liegt. Die RC-Kombination R2, 01 stellt ein Integrationsglied dar und dämpft höherfrequente Oberwellen des Eingangssignals Ue.

Mit zunehmender Frequenz f des Eingangssignals Ue tritt eine Phasenverschiebung zwischen Ue und Uk auf, so daß Uk mit zunehmender Frequenz f des Eingangssignals Ue diesem weiter nacheilt. Gleichzeitig nimmt die Amplitude der Korrekturspannung ^TTk mit zunehmender Frequenz f des Eingangssignals Ue durch die Integrationswirkung des Glie- - des R2, C1 ab. Durch die frequenzabhängige Phasenverschiebung von Uk zu Ue eilt die Schaltschwelle des Komparators A1 bezogen auf die Nulldurchgänge des Eingangssignals Ue mit zunehmender Frequenz f des Eingangssignals Ue vor, bis diese Wirkung durch die zunehmende. Phasenverschiebung und durch die Verringerung der Amplitude der Korrekturspannung Uk aufgehoben wird.

Bei einer weiteren Frequenzerhöhung führt dieser Zusammenhang wieder ai einer Verringerung des Voreilwinkels ψ der logischen Ausgangsspannung Ua zu den Nulldurchgängen des Eingangssignals Ue.

Diese Abhängigkeit ist in ."Figo 8 dargestellte Über die Dimensionierung der Schaltelemente E2, R3 und C1 kann erreicht werden, daß die in Fig. 1 dargestellte erfindungsgemäße Lösung bis zur maximalen Nutzfrequenz fn ein hinreichend ähnliches frequenzabhängiges Phasenkorrekturverhalten aufweist wie die in Fig. 2 mit höherem Schaltungsaufwand dargestellte bekannte Lösung. Durch die Integrationswirkung von R2 und C1 werden zusätzlich dem Eingangssignal Ue überlagerte Oberwellen bedämpft und damit das Ziel der Aufgabenstellung erreicht.

Claims

- 15 Erfindungsanspruch

1. Schaltungsanordnung zur frequenzabhängigen Phasenkorrektur bei eigentaktierten Schrittmotoren, die auf der Rotorwelle angeordnete drehwinkelabhängige Taktiereinrichtungen mit analogen Ausgangssignalen aufweisen, die über weitere elektronische F^gitmittel die Auswahl der Phasenwicklungen der Schrittmotore steuern, mit einem dem analogen Taktierungsausgang nachgeschalteten Komparator als A/D-Wandler, dessen Eingänge so an den Taktierungsausgang geschaltet sind, daß der nichtnegierende Eingang des Komparators über einen Wirkwiderstand und der negierende Eingang des Komparators über frequenzabhängige elektronische Schaltmittel am Ausgang der Taktierung liegen, gekennzeichnet dadurch, daß der negierende Eingang (E1) des Komparators (Al) über einen Widerstand (R2) am Ausgang der Taktierung (T) und über einen Widerstand (R3) mit parallelgeschaltetem Kondensator (C1) an Masse liegt.

2· Schaltungsanordnung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Widerstände f^2; R3) einen Spannungsteiler bilden, wobei (R3) mindestens fünfmal größer als (R2) sein muß·

3. Schaltungsanordnung nach Punkt 1 und 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Zeitkonstante der RC-Kombination (R2, C1) etwa dem Dreifachen der maximalen Arbeitsfrequenz entspricht.

Hierzu

4 Seiten Zeichnungen.