DD217955A5

DD217955A5 - Speisespannungsschaltung

Info

Publication number: DD217955A5
Application number: DD84261869A
Authority: DD
Inventors: Fransiscus M J Nooijen; Christianus H Bergmans
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1983-04-11
Filing date: 1984-04-11
Publication date: 1985-01-23
Also published as: KR840008561A; AU566927B2; FR2544139A1; IT1175982B; ES8501939A1; BR8401645A; ES531408A0; NL8301263A; HK24887A; DE3413207A1; AU2664184A; JPS59198871A; US4593346A; IT8420439A1; DE3413207C2; GB2138224A; GB8408858D0; IT8420439A0; GB2138224B; FR2544139B1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Speisespannungsschaltung zum Erzeugen einer Ausgangsgleichsspannung mit einem Generator zum Erzeugen einer blockfoermigen Spannung und einem mit dem Generator gekoppelten Spitze-Spitze-Gleichrichter zum Erzeugen der Ausgangsspannung an einem Glaettungskondensator fuer eine an den Kondensator angeschlossene Belastung. Dadurch, dass zwischen dem Generator und dem Spitze-Spitze-Gleichrichter ein Reihenresonanznetzwerk vorgesehen ist, wobei die halbe Periode des im Betrieb beim Auftritt einer Flanke der blockfoermigen Spannung durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusfoermigen Stromes nicht laenger ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken, wird erreicht, dass die Belastung auf den Generator nahezu keinen Einfluss ausuebt. Fig. 2

Description

OP Berlin, den 14. 11. 1984

¹ . 63 849/17

Speisespannungsschaltung Anwendungsgebiet der Erfindung;

' ν.

Die Erfindung "bezieht sich auf eine Speisespannungsschaltungsanordnung zum Umwandeln einer Singangsgleientspannung in eine erste Ausgangsgleichsspannung, an die eine erste Belastung angeschlossen ist, und in eine zweite Ausgangsgleichsspannung, an die eine zweite Belastung angeschlossen ist, mit dem Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem steuerbaren Schalten, das an eine Klemme, für die Singangsspannung angeschlossen ist, welcher Schalter im Betrieb wehselweise in dem leitenden und in dem nicht-leitenden Zustand ist, wobei die erste Ausgangsspanming aus einer über die Induktivität vorhandenen, blockförmigen Spannung abgeleitet ist, wobei die Leitungszeiten des Schalters mittels einer mit einer Steuerelektrode des Schalters verbundenen Regelschaltung geregelt werden zum für die erste Ausgangsspannung Erhalten eines Wertes, der von Änderungen der Eingangsspannung und/oder der ersten Belastung nahezu unabhängig ist, wobei die Speisespannungsschaltungsanordnung weiter einen mit der Induktivität gekoppelten abgestimmten Gleichrichter enthält zum Erzeugen der zweiten Ausgangsspannung über einen Glättungskondensator, und wobei eine halbe Periode eines sinusförmigen Stromes, der durch den Gleichrichter zu fließen anfängt, wenn der Schalter leitend wird, nicht länger ist als die Leitungszeit des Schalters. ,

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen

Eine derartige Speisespannungsschaltungsanordnung ist aus der britischen Patentanmeldung 2.056.794 A bekannt. In dieser bekannten Schaltungsanordnung wird die Leitungszeit des Schalters, die in Abhängigkeit von Änderungen der ersten Belastung geregelt wird, durch die zweite Belastung nahezu

,; M q - a - 2 - 63 849/17

nicht beeinflußt und zwar dadurch, daß der durch den Gleichrichter fließende Strom nicht mehr fließt, wenn der Schalter abgeschaltet wird. Der Gleichrichter ist ein Spitzengleichrichter, der die Spitzen der über eine mit der Induktivität gekoppelte Wicklung vorhandenen Spannung gleichrichtet zum

* Erzeugen der zweiten Ausgangsspannung. Weil aber die Amplitude dieser Spitzen von der ersten Ausgangsspannung und da- her vom Tastverhältnis des Schalters abhängt, hat die erste Belastung einen Einfluß auf die zweite Belastung, was uner- wünscht sein kann.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist es, die Nachteile der obengenannten Lösung zu überwinden.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Die Erfindung hat die Aufgabe, eine Speisespannungsschaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, wcfaei nahezu kein gegenseitiger Einfluß zwischen den Belastungen besteht. Dazu weist die erfindungsgemäße Speisespannungsschaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß der abgestimmte Gleichrichter ein Reihenresonanznetzwerk und einen htermit verbundenen Spitze-Spitze-Gleichrichter enthält, wobei eine halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk fließenden sinusförmigen y Stromes nicht langer ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Planken der über die Induktivität vorhandenen blockförmigen Spannung. *

Durch die erfindungsgemäße Massnahme wird erhalten, daß die zweite Ausgangsspannung nicht von der Spitze sondern von der Amplitude der gleichgerichteten Spannung abhängt, welche Amplitude vom Tastverhältnis des Schalters nicht abhängt. Außerdem kann die in der bekannten Schaltungsanordnung erfos

- 3 - . 63 849/17

derliche, zwischen dem Gleichrichter und der zweiten Belastung befindliche, Längsinduktivität entfallen.

Bemerkt sein soll, daß die Benutzung eines derartigen Reihenresonanznetzwerkes mit einem Spitze-Spitze-öleichrichter in einem Gleichspannungswandler an sich bekannt ist und zwar aus der britischen Patentschrift 1.576.552. Die dort beschriebene Schaltungsanordnung weist jedoch nur eine Ausgangsspannung auf, so daß von einem gegenseitigen Einfluß keine Rede sein kann. "

Mit dem Schalter ist ein Gleichrichter gekoppelt, der im leitenden Zustand ist, wenn-der Schalter gesperrt i3t Lind im Sperrzustand ist, v/enn der Schalter leitend ist, wobei der Spitze-Spitze-Gleichrichter über das Reihenresonanznetzwerk zum Gleichrichten einer an dem Gleichrichter' vorhandenen blockförmigen Spannung oder einer blockförmigen Spannung mit dazu gleichzeitig auftretenden Flanken angeschlossen ist, wobei die Leitungszeit des Schalters sowie die Leitungszeit des Gleichrichters nicht kürzer sind als die halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk fließenden sinusförmigen Stromes.

Zweckmäßig liegt das aus einem Trennkondensator und der Primärwicklung eines Trasformators bestehende Reihennetzwerk zwischen zwei Punkten, zwischen denen die blockförmige Spannung vorhanden ist, wobei das Reihenresonanznetzwerk an eine Sekundärwicklung de3 Transformators angeschlossen ist und wobei die Reihenresonanz auch durch den Trennkondensator bestimmt ist.

Die Induktivität bildet die Primärwicklung eines Transformators, wobei das Reihenre3onanznetzwerk an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist.

5 J ύ ύ$ - ⁴ -

Der Spitze-Spitze-Gleichrichter enthält zwei Dioden in Reihe mit "derselben Leitungsrichtung, v/obei das durch diese Dioden gebildete Reihennetzwerk parallel zu dein Glättungskondensator liegt und wobei der Verbindungspunkt zwischen den Dioden mit dem Reihenresonanznetzwerk verbunden ist.

Ausführungsbeispiel

Ausführungsbeispiel-e der Srfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Ss zeigen: „ '

Pig. 1: ein Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, . * .

Pig. 2: das Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der 3rfindung,

Pig. 3: Wellenformen,, die in der Schaltungsanordnung nach Pig. 2 auftreten, , ,

Pig. 4: das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Pig. 5: das Schaltbild einer dritten Ausführungsform einer f geschalteten Speisespannungsschaltung nach der 3r-

findung,

Fig· βί Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 auftreten,

Fig. 7: das Schaltbild einer vierten Ausführungsform einer geschalteten Speiaespannungaschaltung nach der Erfindung,

In dem Schaltbild nach Fig. 1 ist S ein Generator, der eine blockfö'rmige Spannung erzeugt· An den Generator B ist ein Reihenresonanznetzwerk angeschlossen, das in der einfachsten Form aus einer Induktivität L und , einem Kondensator G besteht· Dabei wird die innere Impedanz des Generators E vernachlässigt· Andererseits ist das Netzwerk L, C mit der Anode einer Diode D₁ und mit der Kathode einer Diode D₂ verbunden· Die Kathode der Diode D. ist mit einem Glättungskondensator C₁ verbunden, der andererseits mit der Anode der Diode D₂ und mit der nicht mit dem netzwerk L, C verbundenen Klemme des Generators E verbunden ist· Parallel zu dem Kondensator C. liegt eine Belastung, die als Widerstand R₁ dargestellt werden kann·

Tritt in der von dem Generator E erzeugten Spannung eine ansteigende Flanke auf, so steigt auch die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D- und Dp mit dem letzwerk L, G wodurch die Diode D₁ leitend wird· Durch die Elemente L, C und D₁ fließt ein Strom, der wegen der Reihenresonanz einen sinusförmigen Verlauf hat· Dieser Strom fließt zu dem Kondensator C₁ zum Nachladen desselben« Nachdem ein Maximum erreicht ist, nimmt der Strom wieder ab und zu einem bestimmten Zeitpunkt wird er Hull. Zu diesem Zeitpunkt enthält die Induktivität L keine Energie mehr, so daß durch das Hetzwerk L, C kein Strom mehr»fließt, während die Diode D₁ gesperrt wird· Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, daß

-6-

dieaer Zeitpunkt vor dem Zeitpunkt liegt, an dem die folgende abfallende Planke der blockförmigen Spannung des Generators E auftritt. Dies bedeutet, daß die halbe Periode des sinusförmigen Stromes kürzer ist als das Zeitintervall zwischen den zwei betrachteten Planken, Durch die getroffene Wahl wird gewährleistet, daß durch den Generator E kein von der Belastung R₁ abhängiger Strom fließt zu dem Zeitpunkt, an dem die abfallende Planke auftritt· Die Amplitude des sinusförmigen Stromes hängt da von dem Wert der Belastung R₁ ab,

Während der Zeit, in der der sinusförmige Strom fließt, schwankt die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivität L und dem Kondensator G entsprechend einer kosinusförmigen Punktion, wonach diese Spannung der Spannung des Kondensators C₁, die' während einer kurzen Zeit als konstant vorausgesetzt werden kann, entspricht· Es ist ersichtlich, daß der Wert dieser Spannung bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R₁ dem Wert der von dem Generator E gelieferten Spannung entspricht* Tritt nun in dieser Soannung die abfallende Planke auf, so sinkt auch die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D₁ und D₂ mit dem Netzwerk L, C wodurch die Diode Dp leitend wird· Durch die Elemente L, C und Dp fließt ein Strom und zwar gegenüber dem vorhergehenden Strom in der entgegengesetzten Richtung· Dieser Strom ist sinusförmig und weil die Kapazität des Kondensators G₁ in den meisten Pällen um viele Male größer ist als die des Kondensators C, ist die Prequenz dieses Stromes nahezu dieselbe wie die des vorhergehenden sinusförmigen Stromes· Die Dauer und die Amplitude desselben sind also auch nahezu dieselben· Zwischen zwei ansteigenden Planken der blockförmigen Spannung des Generators E

ist der mittlere Wert des durch das Netzwerk L, C fliessenden Stromes, ja Null· Der Strom durch die Diode D₂ hört zu fließen auf, bevor die nachfolgende ansteigende Planke der blockförmigen Spannung auftritt. Während der Zeit, in der dieser Strom fließt, schwankt die Spannung an dem Verbindungspunkt der Induktivität L und dem Kondensator C entsprechend einer kosinusförmigen Punktion, wonach diese Spannung Hull wird·

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Spannung an dem Kondensator C. bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R- der Amplitude der blockförmigen Spannung des Generators E nahezu entspricht, was folgt aus der Tatsache, daß die Dioden D.. und D₂ einen Spitze-Spitze-Gleichrichter bilden· Die dem Widerstand R₁ angebotene Spannung ist konstant, wenn die genannte Amplitude konstant, ist· Es stellt sich auch heraus, daß die Belastung auf den Generator E keinen Einfluß hat· Ohne Reihenresonanz, d· h» bei einem großen Wert der Kapazität des Kondensators C, beispielsweise in derselben Größenordnung wie die Kapazität des Kondensators C-, der ja ein Glättungakondensator ist und bei einem Spitzengleichrichter statt eines Spitze-Spitze-Gleichrichters, würde in Pig, 1 durch den Generator E beim Auftreten der Planken des Signals des Generators Strom fließen*

Die Schaltungsanordnung nach Pig· 2 enthält eine geschaltete Speisespannungsschaltung vom Eeihen-(Vorwärts-)Tyρ· Ber Kollektor eines npn-Schalttransistors Tr ist mit der positiven Klemme einer Eingangsgleichspannungsquelle verbunden, deren Spannung Vg mittels eines Kondensators C geglättet ist und die beispielsweise durch Gleichrichtung von dem elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet ist· Der Emitter des Transistors Tr ist mit der Kathode

eines Gleichrichters D^ verbunden und mit einem Ende der Primärwicklung L₁ eines Transformators T, dessen anderes Ende mit einem Glättungskondensators C₂ verbunden ist·

t Die Anode des Gleichrichters D-, und der andere Anschluß des Kondensators C₂ sowie die"negative Klemme der Singangsspannungsquelle liegen an Masse· Parallel zu dem Kondensator Cg liegt eine Belastung, die als Widerstand Rp dargestellt werden kann· Durch eine Steuerstufe Dr werden der Basis des Transistors Tr Schalt impulse zuge-

f führt, die den Transistor wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand bringen* ' '

"Fig· 3a zeigt den Verlauf der Spannung, die an der Wicklung L- vorhanden ist, als Tunktion der Zeit, während Pig· 3b den Verlauf des Emitterstromes des Transistors Tr und Fig· 3o den des Stromes des Gleichrichters Do zeigen« Während der Leitungszeit des Transistors Tr nimmt dessen Emitterstrom auf nahezu linerare Weise über die Wicklung L₁ zu und fließt zu dem Kondensator C~ und der Belastung R₂, während der Gleichrichter D^ gesperrt ist. Während der Sperrzeit des Transistors fließt durch die Wicklung L₁ und auch durch den Gleichrichter D^ Strom

"-' und nimmt auf"nahezu lineare Weise ab· An der Wicklung ist eine blockfb'rmige Spannung vorhanden, die während der Leitungszeit-des Transistors Tr den Wert Vg-V₀ ^a während der Sperrzeit des Transistors den Wert-V_o hat· Dabei ist V der Wert der Ausgangsspannung am Kondensator

* Cp· Diese Spannung wird zu der Stufe Dr zur Regelung der Dauer der von dieser Stufe gelieferten Schalt impulse zurückgekoppelt, wodurch die Spannung V_Q nahezu konstant gehalten wird·

Qbenstehendes ist dem Fachmann durchaus bekannt· Auf dem Kern des Transformators T sind Sekundärwicklungen angebracht<

Auf bekannte Weise kann von einer dieser Wicklungen, L,, eine Speisespannung abgeleitet werden,für eine nicht dargestellte Belastung» An eine andere Sekundärwicklung, L₂, ist das durch die Elemente G, D₁, D₂, C₁ und R₁ gebildete Netzwerk angeschlossen· Die Kapazität des Kondensators C wird * derart gewählt, daß der Kondensator und die Streuinduktivität des Transformators T einen Reihenresonanznetzwerk bilden. Da- ι bei ist die Kopplung zwischen den Wicklungen L₁ und L₂ kleiner als 1» An der Wicklung L₂ ist im Betrieb eine" blockförmige Spannung vorhanden, so daß der Teil aus Pig· 2 mit der Wicklung L₂ und links von derselben wie der Generator E aus Pig· wirksam ist, während die genannte Streuinduktivität wie die Induktivität L in Pig· 1 wirksam ist· Auf dieselbe Art und Weise wie in Pig· 1 fließt durch den Kondensator C ein sinusförmiger Strom, der auch durch die Diode D₁ fließt· Dies erfolgt während der Leitungszeit des, Transistors Tr, in welcher Zeit dem Kondensator G₁ Speiseenergie geliefert wird· Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, daß der Strom zu fließen aufhört vor dem Zeitpunkt, an dem der Transistor Tr gesperrt wird· Während der Leitungszeit des Gleichrichters D, fließt durch die Diode D₂ und den / Kondensator C ein sinusförmiger Strom und dieser Strom hört zu fließen auf bevor der Transistor Tr abermals in den leitenden Zustand gebracht wird· Pig· 3d zeigt die beiden halben Perioden des sinusförmigen Stromes durch den Kondensator G. , _u

Dadurch, daß durch die Sekundärwicklung des Transformators T ein sinusförmiger Strom fließt, hat der Strom durch die Primärwicklung einen sinusförmigen Anteil· Dieser Anteil, der in Pig· 3b und 3c gestrichelt dargestellt ist, fließt gleichzeitig mit dem Strom durch die Wicklung L₂. Im Transistor Tr wird der sinusförmige Anteil zu dem Smitterstrom addiert, während der sinusförmige Anteil durch den Gleich-

richter D^ in der entgegengesetzten Richtung fließt und folglich von dem linearen Strom subtrahiert wird· Bei Änderungen der Spannung Yg und/oder der Belastung R₂ und/oder der Belastung des an die Wicklung L~ angeschlossenen Speisenetzwerkes, schwankt die Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr. · ' ". '

Der Teil der Schaltungsanordnung mit der Belastung R₁ wird auf die Wirkung des restlichen Teils der Schaltungsanordnung keinen Einfluß haben, wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Transistor Tr fließt, nicht langer ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Transistors und wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Gleichrichter D- fließt, nicht langer ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Gleichrichters, d. h. die Sperrzeit des'Transistors. Eine andere Bedingung ist, daß der sinusförmige Anteil durch, den Gleichrichter nicht eine derart große Amplitude hat, daß der Gleichrichter gesperrt wird· Es dürfte dem Fachmann einleuchten, daß sich eine Schaltungsanordnung entwerfen läßt, die diesen Bedingungen entspricht. Dabei ist die Abstimmfrequenz des Reihenresonanznetzwerkes und daher die Kapazität des Kondensators G ein zu wählender Parameter. Hötigenfalls kann eine Induktivität in Reihe mit dem Kondensator G und mit der Streuinduktivität des Transformators T vorgesehen werden. In einem Grenzfall ist die Abstimmfrequenz so niedrig, daß die Zeit, in der durch das Resonanznetzwerk Strom fließt, dieselbe Dauer hat wie die kürzeste Zeit, in "der der Transistor leitend ist. In diesem Fall 1st .das Intervall in Fig. 3d zwischen dem positiven und dem negativen Teil auf Hull reduziert. Auf ähnliche Weise hat in einem Grenzfall die Zeit, in der durch das Reihenresonanznetzwerk Strom fließt, dieselbe Dauer wie

die kürzeste Zeit, in der der Transistor Tr gesperrt ist,· wodurch das Intervall in Fig. 3d zwischen dem negativen und dein positiven Teil auf Null reduziert ist. Der maximale Wert der Periode des sinusförmigen Stromes muß also kurzer sein als die Zeit, die die kürzere der beiden folgenden Zeiten ist: entweder der minimalen Leitungszeit oder der minimalen Sperrzeit des Transistors. Dadurch wird der niedrigst mögliche Wert der Äbstimmfrequenz bestimmt. In Richtung der hohen Frequenzen ist der Grenzfall derjenige Fall, in dem die Abstimmfrequenz so hoch ist, daß der Maximalwert des sinusförmigen Stromanteils den Wert erreicht, für den der Gleichrichter gesperrt wird oder den Wert erreicht, der für den Transistor noch zulässig ist. Zu einer kürzeren Impulsdauer für den sinusförmigen Strom gehört ja eine größere Amplitude«

Dadurch, daß die durch den sinusförmigen Anteil verursachte Änderung des Stromes durch den Transistor vor oder an dem Ende der Leitungszeit des Transistors beendet ist, tritt in dom Sättiguugszustand· des Transistors gerade vor dem Abschalten desselben keine Änderung auf, so daß die Abschaltzeit nahezu nicht beeinflußt wird. Bine Verschiebung des AbsehaltZeitpunktes als Funktion der Belastung R^ tritt also nicht auf, was wohl der Fall wäre bei einer großen Kapazität des Kondensators C, d. h« bei einer sehr niedrigen Resonanzfrequenz und beim Verwenden eines Spitzengelcihrichters statt des Spitze-Spitze-Gleichrichters D₂, D^, in welchem Fall sich der Gesamtstrom zu dem Kondensator Co ändern würde, was das üachregelen des Transistors Tr notwendig machen würde. Bs ist ersichtlich, daß die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nicht geändert wird, wenn das Reihenresonanz— netzwerk des Kondensators G mit einer Induktivität nicht

tranaformatoriacn aondern unmittelbar mit der Wicklung L- verbunden iat oder wenn es mit der Kathode des Gleichrichters D-i verbunden ist. An dieser Kathode ist ja eine blockförmige Spannung vorhanden, deren Planken mit denen aus Pig· 3a zusammenfallen, welche Planken ebenso wenig wie die aus Pig· 3a durch die Belastung R., beeinflußt werden· Es ist auch ersichtlich, daß die Spannung am . Kondensator C₁ bei einer nahezu konstant gehaltenen Spannung V_Q nicht konstant ist, sondern sich einigermaßen ändert bei Schwankungen der Spannung 7-g· Pur die Belastung R.. wird man also eine Belastung wählen, die eine derartige Schwankung ertragen kann·

Die geschaltete Speisespannungsschaltung nach. Pig. 4 ist von dem Parallel-(Rücklauf-)Tyρ· Auch hier ist das Reihennetzwerk aus dem Transistor Tr und der Wicklung L- an die Quelle 7g angeschlossen, aber der Gleichrichter D^ ist nun mit einer Sekundärwicklung Lo des Transformators T verbunden· Der Kondensator Op ist einerseits mit der anderen Elektrode des Gleichrichters D„ und andererseits mit dem anderen Ende der Wicklung L-, verbunden· Der Wickelsinn der Wicklungen L- und L₃ und" die Leitungsrichtung des'Gleichrichters D-sind derart "gewählt worden, daß durch den Gleichrichter Strom fließt, wenn der Transistor Tr gesperrt ist und daß der Gleichrichter gesperrt ist, wenn der Transistor leitend ist. Die Spannung V an dem Kondensator C₂, die, der Belastung R2 angeboten wird, wird durch die Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr nahezu konstant gehalten· An den Wicklungen L₁ und L~ und an dem Gleichrichter D-, sind blockförmige Spannungen vorhanden, deren Flanken gleichzeitig auftreten* Das Reihenresonanznetzwerk und der Spitze-Spitze-Gleichrichter nach der Erfindung können also an eine dieser Spannungen angeachloaaen werden. In Pig. 4 werden sie an eine Sekundärwicklung L₂ des Transformators T angeschlossen, wobei die

Reiheniduktivität durch die Streuinduktivität gebildet wird· Bs ist ersichtlich, daß auf den restlichen Teil dar Schaltungsanordnungen unter denselben Bedingungen wie bei der Schaltungsanordnung nach Pig· 1 icein Einfluß ausgeübt wird·

Die Erfindung läßt sich auch bei anderen bekannten geschalteten Speisespannungsschaltungen anwenden,; Fig. 5» zeigt die Schaltungsanordnung, die aus der Veröffentlichung: "Philips, Elektronic components and materials: Technical publication 006", erschienen 1981, bekannt ist· . Die Schaltungsanordnung enthält das Reihennetzwerk aus 37/ei Dioden D. und De· Die Kathode der Diode D. ist mit eilnem Abgriff einer Induktivität I verbunden, von der ein Ende mit der positiven Klemme" der Quelle Y-g verbunden ist· Die Anode der Diode D. und die Kathode der Diode D_c sind mit der Anode einer weiteren Diode Dg und mit einem Kondensator CL verbunden* Der Kondensator C, ist andererseits mit dem anderen Ende der Induktivität L und mit der Wicklung L₁ verbunden· Die Kathode der Diode Dg ist mit dem anderen Ende der Wicklung L^ und mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden. Bin Abstimmkondensator C, liegt parallel zu der Wicklung L^ und der Emitter des Transistors Tr sowie die Anode der Diode D₁- liegen an Masse. Das Netzwerk mit den Elementen L^, D,, C₂ und R₂ ist ausgebildet, wie in Pig· 4 der Pail ist, und ist an der Sekundärseite des Transformators T angebracht.

Die Schaltungsanordnung nach Pig· 5 läßt sich zum Liefern von Speiseenergie zu den jeweiligen Teilen einer Bildwiedergabeanordnung, beispielsweise eines Fernsehempfängers verwenden· Der Transistor Tr bekommt horizontalfrequente Schaltimpulse zugeführt und die Leitungsdauer des Transistors wird abhängig von der Spannung 7 an dem Kondensator C₂ geregelt, wodurch diese Spannung und daher auch die Spannung an dem Kondensator C^ nahezu konstant gehalten werden. Während des größten Teils

der Horizontalperiode, der sogenannten Hinlaufzeit, ist entweder die Diode Dg oder der Transistor Tr und die Diode D₁-leitend, so daß die Spannung an der Wicklung L₁ nahezu konstant ist· In dem restlichen Teil der Horizontal-Periode, der sogenannten Rücklaufzeit, sind der Transistor Tr sowie die Dioden D₁- und Dg gesperrt. An dem durch die Wicklung L₁ und den Kondensator 0. gebildeten Resonanzkreis ist eine Schwingung vorhanden« Die ähnliche Schwingung, die. an der Wicklung L, vorhaden ist, wird durch den Gleichrichter D-a zum Erzeugen der Spannung V gleichgerichtet. Bine Sekundärwicklung L. des Transformators T ist *mit der Basis eines Transistors Tr₁ verbunden, der als horizontal-frequenter Schalter in einer weiterhin nicht dargestellten Horizontal-Ablenkschaltung wirksam ist. Der Transistor Tr₁ kann auch Steuersignale von der Stufe Dr zugeführt bekommen.

Pig* 6a zeigt den Verlauf der Spannung an dem Kollektor des Transistors Tr als Punktion der Zeit und Pig, 6b zeigt den Verlauf an dem Verbindungspunkt Δ der Dioden D₄, De und D^., In Pig, 6c ist die Schwankung des Kollektorstromes des Transistors Tr aufgetragen, während in Pig, 6d die Schwankung des Stromes durch die Diode Dj-, in Pig, 6e die des Stromes durch die Diode D^ und in Pig, 6f die des Stromes durch die Diode Dg aufgetragen ist,.Zu einem Zeitpunkt Ji₁ wird der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht, wodurch die Diode Dg auch leitend ist, Nachdem der Strom, der durch die Wicklung L₁ fließt und der während der Hinlaufzeit einen nahezu linearen Verlauf hat, seine Richtung umgekehrt hat, wird die Diode Dg zu einem' Zeitpunkt tg gesperrt, wonach die Diode D₅ Strom führt. Der Strom durch die Diode D₅ fließt auch durch den Kondensator Co, die Wicklung L₁ und den Transistor Tr, Zu dem Zeitpunkt t-, an dem Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr gesperrt, wodurch auch

die Diode Dc stromlos wird, während die Diode D- leitend wird. Zwischen den Zeitpunkten t.. und t^ wird der Punkt A nach Masse geklemmt. Zu dem Endzeitpunkt t, der Rücklauf zeit wird die Diode Dg leitend. Bis zu dem Zeitpunkt tJj, an dem der Transistor Tr wieder in den leitenden Zustand gebracht wird, bleibt die Spannung an dem Kollektor auf nahezu demselben Pegel wie der Abgriff der Induktivität L₀.

Mit dem Punkt A wird ein Trennkondensator C₁- verbunden, der andererseits mit der Primärwicklung L^ eines Transformators T.. verbunden ist. Die Wicklung Lp" ist als Sekundärwicklung dieses Transformators ausgebildet und die Elemente C, D.J, Dg» Cj und R sind auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1, 2 und 4 angeschlossen. Durch die Wicklung Lg fließt ein Strom mit demselben Verlauf wie in Pig. 3d, wodurch in manchen Elementen der Schaltungaanordnung ein sinusförmiger Stromanteil fließt, der in Pig. 6 gestrichelt dargestellt ist* lach dem Zeitpunkt t- fließt durch die Wicklung L₁-, den Kondensator Oc, die Diode Dg und den Transistor Tr ein sinusförmiger Anteil. Dadurch wird die Diode Dg zu einem Zeitpunkt, der etwas später liegt als der Zeitpunkt tp» stromlos. Zu demselben Zeitpunkt wird die Diode D₅ leitend. Der sinusförmige Anteil fließt durch die Diode Dr von der Kathode zu der Anode, wobei die Diode durch den größeren Strom zu dem Kondensator Co, der Wicklung L.. und dem Transistor Tr in dem leitenden Zustand gehalten wird. Der genannte Anteil hört zu fließen auf vor dem Zeitpunkt t,. lach dem Zeitpunkt -fe^fließt durch die Wicklung Lc und den Kondensator C,- ein sinusförmiger Stromanteil in der entgegengesetzten Richtung. Der Anteil fließt durch die Diode D., die durch den größeren Ladestrom des Kondensators C-. in dem leitenden Zustand gehalten wird, von der Kathode zu der Anode und hört zu fließen auf vor dem Zeitpunkt ti an dem der Transistor Tr, um eine Periode später als der Zeitpunkt t-, in den leitenden Zustand gebracht wird.

Aus Pig· 6 geht hervor, daß die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung durch Hinzufügung des Teils tait der Belastung R₁ nicht beeinflußt wird, wenn dieselben Bedingungen wie obenstehend erfüllt v/erden, d. h. wenn als Punktion von R₁ die jeweiligen Planken nicht verschoben werden und kein Schaltelement frühzeitig gesperrt wird. Dabei wird die Abstimmfrequenz des Reihenr.esonanznetzwerkes durch die beiden Kondensatoren C und Cc bestimmt« Es dürfte einleuchten, daß das Reihennetzwerk aus den Elementen G,- und Lj- auch zwischen dem Punkt A und einem Punkt der Induktivität L , beispielsweise, dem Abgriff, mit dem die Diode D- verbunden ist, oder dem mit dem Kondensator C verbundenen Ende vorgesehen werden'kann. Zwischen den genannten Punkten ist ja eine blockfb'rmige Spannung vorhanden, deren Planken ebenfalls zu den Zeitpunkten t.. und t-a auftreten.

Eine ähnliche Spannung ist auch an den Induktivität L , die als Ladespule wirksam ist, vorhanden. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und to ist die Diode D. nicht leitend, während der Punkt A an Masse liegt, so daß die Spannung an der Induktivität L_Q gleich Vg -Vq ist, wobei Vq die Spannung des Kondensators C, ' ist· Zwischen den Zeitpunkten t, und t^ ist die Diode D. leitend und ist die Spannung an der Induktivität L gleich VG

wobei η das Verhältnis zwischen der Anzahl

1 - η

Windungen der Induktivität L_Q links von dem Abgriff in Pig. und der Gesamtanzahl Windungen der Induktivität ist. In Pig, ist die Induktivität L_Q die Primärwicklung eines Transformators T₂, dessen Wicklung L₂ eine Sekundärwicklung ist, mit der die Elemente C, D₁, Dg» C₁ und R₁ auf dieselbe Art und Weise verbunden sind wie in Pig. 2, 4 und 5· Pur den restlichen Teil ist die Schaltungsanordnung nach Pig. 7 dieselbe wie die der Pig. 5i wobei der Kondensator C,- und der Transformator T₁ fortfallen können, und die Wirkungsweise die-

selbe ist·

Weil die Schaltungsanordnung nach Fig. *5 sowie die nach Pig· die Horizontal-Ablenkschaltung steuert, ist bei einer Horizontal-Periode von etwa 64/US (europäische und U.S.-Fernaehnorm) die maximale Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr etwa 52/us, d, h. die Dauer der Hinlaufzeit« Die minimale Dauer der Sperrzeit ist also etwa 12, us. Der Transistor Tr muß in der Mitte der Hinlaufze it bestimmt leitend sein, so ' daß die minimale Dauer der Leitungszeit etwa 26 ,us ist. Daraus geht hervor, daß die minimale Dauer der halben Periode des sinusförmigen Anteils etwa 12,us ist, was einer maximalen Resonanzfrequenz von etwa 41»7 kHz entspricht. In der Praxis ist die maximale Leitungszeit des Transistors Tr etwa 44/US, so daß die minimale Dauer der Sperrzeit etwa ' 2OyUS ist, was einer Reihenresonanz von etwa 25 kHz entspricht· In einer praktischen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig· 7 ist eine derartige Resonanz verwendet worden, wobei die Kapazität des Kondensators C, abhängig von der Streuinduktivität des Transformators T« niedriger //ar als etwa 5/UF und wobei die Spannung des Kondensators C-, auf etwa 100 V nahezu konstant gehalten wurde bei S_chwankungen der Hetzspannung zwischen 160 und 260 V bei einem Nennwert von 220 V· Der Kondensator Cj hatte eine Kapazität von etwa 2000/UF und die Belastung Rp bestand aus der Speisung eines, Klasse-B-Tonteils mit einer Nennleistung von 2 χ 15 W, d. h. einem Teil, für das die Speisespannung nicht konstant zu sein braucht, während der restliche Teil des Empfängers mit Hilfe des Transformators T Energie bekam.

Ss dürfte einleuchten, daß die Erfindung auch auf Abwandlungen der beschriebenen Auaführungaformen des Generators B angewandt werden kann. Dabei ist die Art der jeweiligen Schalter nicht von Bedeutung· So können die Transistoren durch torgesteuerte (gate turn off) Schalter ersetzt werden. Auch

der Spitze-Spitze-Gleichrichter aus Fig. 1, 2, 4, 5 und 7 kann auf andere, bekannte Art und Weise ausgebildet werden.

Claims

Ά £$ - //- ⁶3 S49/T

3rfindungsanspruch

1. Speisespannungsschaltungsanordnung zum Umwandeln einer , Singangsgleichsspannung in eine erste Ausgangsgleichsspannung, an die eine erste Belastung angeschlossen ist, und in eine zweite Ausgangsgleichsspannung, an die eine zweite Belastung angeschlossen ist, mit dem Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem steuerbaren Schalter, das an eine Klemme für die Singangsspannung angeschlossen ist, welcher Schalter im Betrieb wechselweise in dem leitenden und in dem nichtleitenden Zustand ist, wobei die erste Ausgangsspannung aus einer über die Induktivität vorhandenen blockförmigen Spannung abgeleitet ist, wobei die Leitungszeiten des Schalters mittels einer mit einer Steuerelektrode des Schalters verbundenen Regelschaltung geregelt werden zum für die erste Ausgangsspannung Erhalten eines Wertes, der von Änderungen der Eingangsspannung und/oder der ersten Belastung nahezu unabhängig ist, wobei die Speisespannungsschaltungsanordnung weiter einen mit der Induktivität gekoppelten abgestimmten Gleichrichter enthält zum Erzeugen der zweiten Ausgangsspannung über einen Glättungskondensator, und wobei eine halbe Periode eines sinusförmigen Stromes, der durch den Gleichrichter zu fließen anfängt, wenn der Schalter leitend wird, nicht langer ist als die Leitungszeit des Schalters, gekennzeichnet dadurch, daß der abgestimmte Gleichrichter ein Reihenresonanznetzwerk und einen hiermit verbundenen Spitze-Spitze-Gleichrichter enthält, wobei eine halbe Periode des .durch das Reihenresonanznetzwerk fließenden sinusförmigen Stromes nicht langer ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken der über diö Induktivität vorhandenen blockförmigen Spannung.
2. Speisespannungsschaltungsanordnung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß mit dem Schalter ein Gleich-

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richter gekoppelt ist, der im leitenden Zustand ist, wenn der Schalter gesperrt ist und im Sperrzustand ist, wenn der Schalter leitend ist,, wobei der Spitze-Spitze-Gleich- · richter über das Reihenresonanznetzwerk zum Gleichrichten einer an dem Gleichrichter vorhandenen blockförmigen Spannung oder einer blockförmigen Spannung mit dazu gleich- tf zeitig auftretenden Planken angeschlossen ist, wobei die Leitungszeit des Schalters sowie die Leitungszeit des Gleichrichters nicht kürzer sind als die halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk fließenden sinusförmigen Stromes.
3. Speisespannungsschaltungsanordnung nach Punkt 2, gekennzeichnet dadurch, daß das aus einem Trennkondensator und der Primärwicklung eines Transformators bestehende Reihennetzwerk zwischen zwei Punkten liegt, zwischen denen die blockförmige Spannung vorhanden ist, wobei das Reihenresonanznetzwerk an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist und wobei die Reihenresonanz auch durch den Trennkondensator bestimmt ist«
4. Speisespannungsschaltungsanordnung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Induktivität die Primärwicklung eines Transformators .bildet, wobei'das Reihenresonanznetzwerk an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist.

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5. Speisespannungsschaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Punkte, gekennzeichnet dadurch, daß der Spitze-Spitze-Gleichrichter zwei Dioden in Reihe mit. derselben ^r Leitungsrichtung enthält, wobei das durch diese Dioden gebildete Reihennetzwerk parallel zu dem Glättungskondensator liegt und wobei der Verbindungspunkt zwischen den Dioden mit dem Reihenresonanznetzwerk verbunden ist. Hierzu 3 Seiten Zeichnung