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Technisches Gebiet
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Die Erfindung betrifft eine Messschaltung zum Messen einer komplexen Impedanz für einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere für Fahrzeuganwendungen, ein Verfahren zum Messen der Impedanz eines solchen kapazitiven Sensors und ein Softwaremodul zum Ausführen des Verfahrens.
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Stand der Technik
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Heutzutage ist die Verwendung von kapazitiven Erkennungssystemen mit kapazitiven Sensoren, die im Lademodus betrieben werden, für Fahrzeuge weit verbreitet, zum Beispiel zum Zweck der Erkennung der Belegung eines Fahrzeugsitzes. Die kapazitiven Sensoren können als kapazitive Messsensoren ohne Schutzelektrode mit einer einzelnen Messelektrode ausgeführt sein. Alternativ können sie als kapazitive Schutz-Mess-Sensoren mit einer Messelektrode und einer Schutzelektrode, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind, ausgeführt sein.
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Zum Beispiel beschreibt das Dokument
JP-H11-78655 eine Fahrzeug-Sitzbelegungserkennungseinrichtung, die elektrische Feldsensoren umfasst. Ein Hochfrequenz-Oszillator, dessen Frequenz in etwa 100 kHz beträgt, ist über einen Widerstand an eine auf einem Fahrzeugsitz angeordnete Antennenelektrode angeschlossen. Dadurch wird ein elektrisches Wechselstrom-Differenzfeld zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse erzeugt, so dass ein Ladestrom entsprechend dem elektrischen Wechselstromfeld durch den Widerstand fließt. Der Ladewechselstrom wird von dem Widerstand in eine Wechselspannung umgewandelt, die dann von einem Spannungspuffer zu einem Detektor mit einer Bandpassfilterfunktion übertragen wird, der eine Gleichstrom-Ausgangsspannung erzeugt.
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Wenn ein Insasse auf dem Sitz sitzt, erhöht sich der zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse fließende Strom, was das Vorhandensein des Insassen auf dem Sitz anzeigt.
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Eine Insassenerkennungseinrichtung zum Erkennen eines auf dem Beifahrersitz eines Fahrzeugs sitzenden Insassen ist in der US-Anmeldung 2002/0038947 beschrieben. Die Insassenerkennungseinrichtung weist mehrere elektrische Feldsensoren, die in einem unteren Teil und einem hinteren Teil des Sitzes vorgesehen sind, sowie einen mechanischen Lastsensor und einen Beschleunigungssensor auf. Die elektrischen Feldsensoren sind mit einer Steuereinheit verbunden, die einen Hochfrequenz-Oszillator, einen Widerstand, einen Spannungspuffer und einen Detektor aufweist. Antennenelektroden werden von den Selektoren ausgewählt und zwischen dem Widerstand und einem Spannungspuffer angeschlossen. Ein Analog-Digital-Wandler führt an Ausgangssignalen der ausgewählten elektrischen Feldsensoren eine Analog-Digital-Wandlung aus. Digitale Ausgangssignale der elektrischen Feldsensoren, dem Knotensensor und dem Beschleunigungssensor, sind an eine Zentraleinheit angeschlossen, die nach vorbestimmten Kriterien basierend auf den Sensorausgangssignalen eine Sitzbelegung bestimmt.
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Aufgabenstellung
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Es ist wünschenswert, eine einfache Impedanzmessschaltung mit kostengünstigen Hardwarekomponenten zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere zur Verwendung in Fahrzeugen und entsprechend den Anforderungen bezüglich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) in Fahrzeugen zur Verfügung zu stellen.
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Der Begriff „Impedanz”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere so zu verstehen, dass er einen ohmschen Widerstand, eine Kapazität, eine Induktivität oder jede gewünschte Kombination von diesen umfasst.
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Der Begriff „Fahrzeug”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, soll insbesondere so verstanden werden, dass er Personenkraftwagen, LKWs und Busse umfasst.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Impedanzmessschaltung zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, zur Verfügung zu stellen, bei der weniger Hardwareteile und/oder kostengünstige Hardwareteile verwendet werden, die jedoch immer noch die Anforderungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) für Kraftfahrzeuge erfüllt.
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Allgemeine Beschreibung der Erfindung
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Aufgabe durch eine Impedanzmessschaltung zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, gelöst, aufweisend
- – einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor, der eine elektrisch leitende Messelektrode und eine elektrisch leitende Schutzelektrode umfasst, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind,
- – eine Signalmessschaltung, umfassend einen ersten Transistor, der in Basisschaltungskonfiguration konfiguriert ist, mit einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite, und einen zweiten Transistor, der in Emitterschaltungskonfiguration konfiguriert ist, mit einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite, der als ein Transimpedanzverstärker für ein Signal an der Ausgangsseite des ersten Transistors dient,
- – ein geschirmtes Kabel, das die Messelektrode und die Schutzelektrode mit Anschlüssen der Eingangsseite des ersten Transistors verbindet, und
- – eine Gleichstrom-Vorspannungsschaltung, aufweisend mindestens einen dritten Transistor, der mit dem ersten Transistor verbunden ist, um den ersten Transistor mit einer Stromsenke zu versorgen.
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Der Begriff „Lademodus”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Modus zum Messen eines Verschiebungsstroms zu verstehen, der durch das Vorliegen eines geerdeten Objekts in der Nähe einer einzelnen Messelektrode bewirkt wird (vgl. J. Smith et al., Electric field sensing for graphical interfaces, IEEE Comput. Graph. Appl., 18(3): 54–60, 1998).
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Die Begriffe „Basis, Emitter und Kollektor“ eines Transistors, wie sie in dieser Anmeldung der Kürze halber verwendet werden, verstehen sich als der Basisanschluss, der Emitteranschluss bzw. der Kollektoranschluss des Transistors.
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Obwohl die Begriffe „Basis, Emitter und Kollektor” in der Offenbarung der Erfindung verwendet werden, was die Verwendung von Bipolartransistoren impliziert, wird auch in Betracht gezogen, Feldeffekttransistoren an Stelle der Bipolartransistoren einzusetzen. In diesem Fall müssen die Begriffe „Basis, Emitter und Kollektor“ durch die Begriffe „Gatter, Quelle bzw. Drain“ ersetzt werden.
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Der Begriff „Basisschaltungskonfiguration”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, versteht sich insbesondere als eine Konfiguration eines Bipolartransistors, bei dem der Emitter und die Basis des Transistors eine Eingangsseite bilden und der Kollektor und die Basis des Transistors eine Ausgangsseite bilden, so dass die Basis der Eingangs- und der Ausgangsseite gemeinsam ist.
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Der Begriff „Emitterschaltungskonfiguration”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, versteht sich insbesondere als eine Konfiguration eines Bipolartransistors, bei dem die Basis und der Emitter des Transistors eine Eingangsseite bilden und der Kollektor und der Emitter des Transistors eine Ausgangsseite bilden, so dass der Emitter der Eingangs- und der Ausgangsseite gemeinsam ist.
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Die Impedanzmessschaltung weist ferner auf:
- – einen Mikrokontroller, umfassend
- – eine Prozessoreinheit,
- – eine digitale Speichereinheit,
- – eine Mikrokontroller-Systemuhr,
- – eine Vielzahl von synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten und
- – eine Analog-Digital-Wandlereinheit,
- – eine Impulsgeneratoreinheit, die dafür konfiguriert ist, Ausgangssignale der Vielzahl von synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten zu gewichten und zu addieren, welche Ausgangssignale eine Prüfsignalfrequenz aufweisen und welche Ausgangssignale eine definierte relative Phasenverschiebung zueinander zeigen, und
- – eine Tiefpassfiltereinheit, die mit einem Ausgang der Impulsgeneratoreinheit in Reihe geschaltet und dafür konfiguriert ist, die addierten Ausgangssignale zu filtern, um ein sinusförmiges Prüfsignal der Prüfsignalfrequenz am Ausgang der Tiefpassfiltereinheit zu erzeugen.
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Derart ausgerüstete Mikrokontroller sind heutzutage in vielen Varianten im Handel erhältlich. Die Art von Mikrokontroller, die zur Verwendung in dieser Erfindung in Betracht gezogen wird, ist eine kostengünstige Art mit sehr eingeschränkten Fähigkeiten.
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Eine Ausgangsleitung der Tiefpassfiltereinheit ist mit der Basis des ersten Transistors verbunden, und die Ausgangsseite des zweiten Transistors ist mit der Analog-Digital-Wandlereinheit verbunden.
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Der Mikrokontroller ist dafür konfiguriert, ein digitales Vektordemodulationsverfahren an einem Spannungssignal anzuwenden, das einen Messstrom anzeigt und von der Analog-Digital-Wandlereinheit digital umgewandelt wurde, zum Bestimmen eines Realteils und eines Imaginärteils der komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors, wobei das digitale Vektordemodulationsverfahren von Software innerhalb des Mikrokontrollers ausgeführt wird.
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Der Begriff „Vektordemodulationsverfahren”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Verfahren zur Wiederherstellung, relativ zu einem lokalen Oszillator, der Inphase-Komponente und der Quadraturkomponente von einem zusammengesetzten Eingangssignal zu verstehen. Vektordemodulationsmittel und/oder -verfahren sind auf dem Fachgebiet der Sensorsignalverarbeitung allgemein bekannt und müssen daher hier nicht im Einzelnen beschrieben werden.
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Der Hauptvorteil der Impedanzmessschaltung besteht darin, dass die komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors unter geringem Hardwareaufwand und geringen Kosten zuverlässig bestimmt werden kann. Die Vektordemodulation erfolgt vollständig innerhalb des Mikrokontrollers durch Software, ohne Verwendung von externen Komponenten, wie einem externen Mischer.
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Vorzugsweise liegt die Prüfsignalfrequenz in einem Bereich zwischen 10 kHz und 500 kHz. In diesem Frequenzbereich sind Hardwarekomponenten zum Ausführen des Verfahrens kostengünstig und leicht erhältlich.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist das geschirmte Kabel einen Schirm und mindestens einen Innenleiter auf. Die Schutzelektrode ist durch den Schirm des geschirmten Kabels mit der Basis des ersten Transistors verbunden, und die Messelektrode ist durch den mindestens einen Innenleiter des geschirmten Kabels mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden. Auf diese Weise kann eine Lösung für die Verbindung des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors mit der Messschaltung ohne weiteres bereitgestellt werden.
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In einer Ausführungsform ist ein Kondensator für eine Gleichstromentkopplung zwischen der Eingangsseite des ersten Transistors und einem Ende des Innenleiters des geschirmten Kabels, das zur Eingangsseite des ersten Transistors proximal ist, eingebaut. Auf diese Weise kann der Einfluss der Verlustströme zwischen der Messelektrode und einer elektrischen Anschlussmasse bei der Gleichstromvorspannungseinstellung der Messschaltung verringert oder sogar ausgeschaltet werden. Vorzugsweise wird ein Kapazitätswert des Kondensators so ausgewählt, dass die Impedanz des Kondensators gering genug ist, dass ein Signal im Wesentlichen ungedämpft mit der Prüffrequenz durchgelassen wird.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst die Gleichstrom-Vorspannungsschaltung einen Spannungsteiler, der mindestens zwei Widerstände zum Steuern der Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors in einem Betriebszustand der Schaltung aufweist, wobei der Kollektor des dritten Transistors mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist. Auf diese Weise können auf einfache Weise eine Gleichstromvorspannung und eine Stromsenke für den ersten Transistor bereitgestellt werden.
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In noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Gleichstrom-Vorspannungsschaltung ferner einen vierten Transistor zum Ausgleich von Temperaturdriftwirkungen auf. Der vierte Transistor ist zwischen den mindestens zwei Widerständen des Spannungsteilers in Reihe geschaltet, und die Basis des vierten Transistors ist sowohl mit dem Kollektor des vierten Transistors als auch mit der Basis des dritten Transistors verbunden. Der vierte Transistor kann durch Temperaturänderungen induzierte Schwankungen der Basis-Emitter-Vorwärtsspannungen des dritten Transistors ausgleichen, da seine untere Kollektorspannung die Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors bei Auftreten eines Temperaturanstiegs verringert und umgekehrt.
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In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Signalmessschaltung einen fünften Transistor zum Ausgleichen von Temperaturdriftwirkungen auf, wobei die Basis des fünften Transistors sowohl mit dem Kollektor des fünften Transistors als auch mit der Basis des vierten Transistors verbunden ist. Der fünfte Transistor kann durch Temperaturänderungen induzierte Schwankungen der Basis-Emitter-Vorwärtsspannungen des vierten Transistors ausgleichen, da seine untere Kollektorspannung die Basis-Emitter-Spannung des vierten Transistors bei Auftreten eines Temperaturanstiegs verringert und umgekehrt.
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In einer anderen Ausführungsform ist der Mikrokontroller dafür konfiguriert, ein Äquivalenzzeit-Abtastverfahren zum digitalen Umwandeln des Spannungssignals, das den Messstrom anzeigt, auszuführen. Der Begriff „Äquivalenzzeit-Abtastverfahren”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Abtastverfahren zu verstehen, bei dem nur ein momentanes Eingangssignal zum Zeitpunkt des Abtastens gemessen wird und das Eingangssignal nur einmal pro Auslösung abgetastet wird. Bei der nachfolgenden Abtastauslösung wird eine kleine zeitliche Verzögerung hinzugefügt und eine weitere Abtastung vorgenommen. Die beabsichtigte Anzahl an Abtastungen bestimmt die resultierende Anzahl der Zyklen, die notwendig sind, um das Eingangssignal zu reproduzieren.
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Auf diese Weise können Anforderungen an die Hardwareeigenschaften, insbesondere bezüglich der Geschwindigkeit der Signalabwicklung und -verarbeitung, gesenkt werden, was zu geringeren Hardwarekosten führt.
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In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Mikrokontroller dafür konfiguriert, ein Äquivalenzzeit-Abtastverfahren unter Einbeziehung einer inkrementellen Zeitverzögerung zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen auszuführen, die einem Taktzeitraum des Mikrokontrollers entspricht. Auf diese Weise kann die Impedanzmessung mit ausreichender Präzision in einer ausreichend kurzen Zeitdauer mit kostengünstiger Hardware ausgeführt werden.
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In einer alternativen Ausführungsform weist die Impedanzmessschaltung ferner eine Referenzimpedanz, deren Impedanz a priori bekannt ist, und einen fernsteuerbaren Schalter auf, der mit der Referenzimpedanz in Reihe geschaltet ist, wobei die Referenzimpedanz und der fernsteuerbare Schalter zwischen dem Innenleiter des geschirmten Kabels und einer Anschlussmasse angeschlossen sind. Die Referenzimpedanz kann mittels des ferngesteuerten Schalters zwischen einem Zustand, in dem sie elektrisch mit dem Innenleiter des geschirmten Kabels verbunden ist, und einem Zustand, in dem sie von dem Innenleiter des geschirmten Kabels getrennt ist, überführt werden.
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Da die Referenzimpedanz a priori bekannt ist und die Impedanz der Referenzimpedanz durch Messung bei einer an die Messschaltung angeschlossenen und bei einer von dieser getrennten Referenzimpedanz bestimmt werden kann, kann die Transferfunktion der Signalmessschaltung berechnet werden, und die gemessene komplexe Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden. Auf diese Weise kann die Präzision der Messung verbessert werden.
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Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, bereitgestellt. Der kapazitive Schutz-Mess-Sensor umfasst eine elektrisch leitende Messelektrode und eine elektrisch leitende Schutzelektrode, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind.
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Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:
- – Kombinieren einer Vielzahl von synchronisierten Ausgangssignalen mit einer Prüfsignalfrequenz, wobei die Vielzahl von synchronisierten Ausgangssignalen durch mindestens eine Pulsbreitenmodulationseinheit erzeugt wird, indem die synchronisierten Ausgangssignale addiert werden;
- – Anlegen einer Tiefpassfilterung an die addierten Ausgangssignale, um ein sinusförmiges Prüfsignal mit Prüfsignalfrequenz zu erzeugen;
- – gleichzeitiges Anlegen des Prüfsignals an die Basis eines ersten Transistors, der in Basisschaltungskonfiguration konfiguriert ist, und an einen Schirm eines geschirmten Kabels, dessen distales Ende mit der Schutzelektrode verbunden ist;
- – Versehen des ersten Transistors mit einer Stromsenke;
- – Umwandeln des Kollektorstroms des ersten Transistors durch einen Transimpedanzverstärker in eine entsprechende Spannung an einer Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers;
- – digitales Umwandeln der Spannung der Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers; und
- – Anwenden eines digitalen Demodulationsverfahrens auf die digital umgewandelte Spannung zum Bestimmen eines Realteils und eines Imaginärteils der komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors.
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Bei einer geeigneten Ausführungsform kann die komplexe Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, unter geringem Hardwareaufwand auf schnelle, zuverlässige und reproduzierbare Weise bestimmt werden.
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Vorzugsweise weist der Schritt des Bestimmens des Realteils und des Imaginärteils der komplexen Impedanz die folgenden Schritte auf:
- – Multiplizieren einer Ausgangssequenz der Analog-Digital-Wandlereinheit, die die digital umgewandelte Spannung darstellt, mit einer Sinuswelle mit einer spezifizierten Periode;
- – Multiplizieren der Ausgangssequenz der Analog-Digital-Wandlereinheit, die die digital umgewandelte Spannung darstellt, mit einer Kosinuswelle mit der spezifizierten Periode; und
- – Integrieren der Produkte beider Multiplikationen.
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Auf diese Weise wird eine einfache Art und Weise des Bestimmens des Realteils und des Imaginärteils der komplexen Impedanz bereitgestellt.
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Bei einer weiteren Ausführungsform weist das Verfahren ferner einen Schritt des Multiplizierens des Realteils und des Imaginärteils der bestimmten komplexen Impedanz mit einem Kalibrierungsvektor auf, der a priori durch mindestens einem von Schaltungscharakterisierung oder Kalibrierung bestimmt wurde. Auf diese Weise kann zum Erhalten von Absolutwerten für den Realteil und den Imaginärteil der komplexen Impedanz eine zusätzliche Größenvereinheitlichung und Phasenkorrektur erfolgen.
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In einer Ausführungsform des Verfahrens weist der Schritt des digitalen Umwandelns das Einsetzen eines Äquivalenzzeit-Abtastverfahrens wie vorstehend beschrieben auf.
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Bei einer Ausführungsform wird das Äquivalenzzeit-Abtastverfahren von einem Mikrokontroller durchgeführt und umfasst das Anwenden einer inkrementellen Zeitverzögerung zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen, die einer Periode einer Systemuhr des Mikrokontrollers entspricht.
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In einer Ausführungsform des Verfahrens weist der Schritt des digitalen Umwandelns der Spannung der Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers, zusätzlich zum digitalen Umwandeln der Spannung, die bei einer elektrisch von einer Anschlussmasse getrennten Referenzimpedanz erhalten wurde, das digitale Umwandeln der Spannung auf, die mit einer Referenzimpedanz erhalten wurde, deren Impedanz a priori bekannt ist und die elektrisch zwischen dem Innenleiter des geschirmten Kabels und Anschlussmasse angeschlossen ist.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Softwaremodul zum Ausführen von Schritten irgendeiner Ausführungsform des offenbarten Verfahrens zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, vorgesehen. Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls umgewandelt, wobei der Programmcode in einer digitalen Speichereinheit eines Mikrokontrollers implementierbar und von einer Prozessoreinheit des Mikrokontrollers ausführbar ist.
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Das Softwaremodul kann eine robuste und zuverlässige Ausführung des Verfahrens ermöglichen und eine schnelle Modifikation von Verfahrensschritten gestatten.
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Diese und andere Aspekte der Erfindung werden anhand der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen offensichtlich und werden durch diese erklärt.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung einer nicht einschränkenden Ausführungsform anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen:
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1 ein Layout einer Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung gemäß der Erfindung zeigt;
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2 eine Kombination einer Vielzahl von synchronisierten Ausgangssignalen mit der gleichen Prüfsignalfrequenz zeigt, die von synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten des Mikrokontrollers der Impedanzmessschaltung gemäß 1 erzeugt werden;
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3 ein Layout einer alternativen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung gemäß der Erfindung zeigt; und
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4 ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens gemäß der Erfindung ist.
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Genaue Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
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Nachstehend werden Ausführungsformen gemäß der Erfindung offenbart. Die individuellen Ausführungsformen werden mit Bezug auf eine besondere Figur beschrieben und sind durch eine vorangestellte Zahl der besonderen Ausführungsform gekennzeichnet. Merkmale, deren Funktion in allen Ausführungsformen die gleiche oder grundsätzlich die gleiche ist, sind durch Bezugszeichen gekennzeichnet, die aus der vorangestellten Zahl der Ausführungsform, auf die es sich bezieht, gefolgt von der Zahl des Merkmals gebildet wird. Falls ein Merkmal einer Ausführungsform in der entsprechenden Schilderung der Figur nicht beschrieben ist oder ein Bezugszeichen, das in einer Schilderung der Figur erwähnt ist, in der Figur selbst nicht gezeigt ist, wird auf die Beschreibung einer vorausgehenden Ausführungsform verwiesen.
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1 zeigt ein Layout einer Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 110 zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 112, der im Lademodus betrieben wird, gemäß der Erfindung.
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Die Impedanzmessschaltung 110 umfasst einen kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 112 mit einer elektrisch leitenden Messelektrode 114 und einer elektrisch leitenden Schutzelektrode 116, die proximal angeordnet und voneinander isoliert sind. Ein sich näherndes Objekt mit einer unbekannten Impedanz 118, zum Beispiel ein Sitzinsasse, interagiert elektrisch mit dem kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 112 und ändert dadurch die komplexe Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 112, der von der Impedanzmessschaltung 110 erfasst wird. Die Interaktion zwischen der unbekannten Impedanz 118 und dem kapazitiven Schutz-Mess-Sensor 112 ist in 1 durch eine gebogene durchgehende Linie angedeutet, die von der unbekannten Impedanz 118 ausgeht und an der Messelektrode 114 endet.
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Die Impedanzmessschaltung 110 weist einen Mikrokontroller 130 auf, der eine Prozessoreinheit 132, eine digitale Speichereinheit 134, eine Mikrokontroller-Systemuhr 136, eine Vielzahl von drei synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten (PWM-Einheiten) 138 mit Rechteckwellen-Ausgangssignalen 168, 170, 172 und eine Analog-Digital-Wandlereinheit 140 umfasst. Es versteht sich, dass Datenverbindungen (in 1 als ein Datenbus gezeigt) bestehen, die die verschiedenen Komponenten des Mikrokontrollers 130 miteinander verbinden. Der Mikrokontroller 130 ist vorzugsweise von einer kostengünstigen Art mit eingeschränkten Fähigkeiten.
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Die Impedanzmessschaltung 110 weist ferner eine Impulsgeneratoreinheit 166 auf, die dafür konfiguriert ist, Ausgangssignale 168, 170, 172 der mehreren synchronisierten PWM-Einheiten 138 mit einer Prüfsignalfrequenz zu gewichten und zu addieren. Die einstellbare Prüfsignalfrequenz liegt im Allgemeinen in einem Bereich zwischen 10 kHz und 500 kHz und ist in dieser speziellen Ausführungsform mit 100 kHz gewählt.
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Die Impulsgeneratoreinheit 166 weist drei Widerstände 174, 176, 178 auf, wobei jeder Widerstand 174, 176, 178 zum gewichteten Addieren aller PWM-Einheit-Ausgangssignale 168, 170, 172 mit einem Ausgangsanschluss von einer der drei PWM-Einheiten 138 verbunden ist.
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Die Rechteckwellen-Ausgangssignale 168, 170, 172 der Pulsbreitenmodulationseinheiten 138 sind schematisch in 2 gezeigt. Die Ausgangssignale 168, 170, 172 haben die gleiche Prüfsignalfrequenz, mit einer definierten relativen Phasenverschiebung zwischen diesen. Das PWM-Einheit-Ausgangssignal 170 wird um 1/8 Periode relativ zum PWM-Einheit-Ausgang 168 verzögert, und das PWM-Einheit-Ausgangssignal 172 wird wiederum um 1/8 Periode relativ zum PWM-Einheit-Ausgangssignal 170 verzögert. Die relativen Amplituden der PWM-Einheit-Ausgangssignale 168, 170, 172, wie sie von den Widerständen 174, 176, 178 gewichtet werden, sind jeweils 1, √2 und 1. Durch Addieren der gewichteten PWM-Einheit-Ausgangssignale 168, 170, 172 wird eine angenäherte Sinuswelle 180 erzeugt, wie im unteren Teil von 2 angezeigt ist. Die 2. bis 7. Oberschwingung der angenäherten Sinuswelle 180 werden im Wesentlichen unterdrückt.
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Eine Tiefpassfiltereinheit 160, die als ein LC-Filter in π-Konfiguration gestaltet ist, ist mit dem Ausgang der Impulsgeneratoreinheit 166 in Reihe geschaltet und filtert im Wesentlichen den größten Teil der verbleibenden Oberschwingungen heraus. Die Ausgabe der Tiefpassfiltereinheit 160 ist ein sinusförmiges Prüfsignal mit einer Frequenz von 100 kHz und einem geringen Verzerrungsfaktor. Der Quellenwiderstand der Tiefpassfiltereinheit 160 ist durch die drei Widerstände 174, 176, 178 definiert, und der Widerstand 162 definiert den Lastwiderstand der Tiefpassfiltereinheit 160.
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Die Impedanzmessschaltung 110 umfasst ferner eine Signalmessschaltung 146 mit einem ersten Transistor 148, der in Basisschaltungskonfiguration konfiguriert ist und eine Eingangsseite und eine Ausgangsseite aufweist und der Messelektrode 114 eine geringe Eingangsimpedanz bereitstellt. Ein zweiter Transistor 150 der Signalmessschaltung 146 ist in Emitterschaltungskonfiguration konfiguriert und hat eine Eingangsseite und eine Ausgangsseite und dient als ein Transimpedanzverstärker für ein Signal an der Ausgangsseite des ersten Transistors 148. Eine Ausgangsleitung der Tiefpassfiltereinheit 160, die das sinusförmige Prüfsignal führt, ist an die Basis des ersten Transistors 148 angeschlossen.
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Ein geschirmtes Kabel 120 verbindet die Messelektrode 114 und die Schutzelektrode 116 mit Anschlüssen der Eingangsseite des ersten Transistors 148. Das geschirmte Kabel 120 wird durch ein Koaxialkabel gebildet und weist einen Schirm 122 und einen Innenleiter 124 auf. Die Schutzelektrode 116 ist über den Schirm 122 des geschirmten Kabels 120 mit der Basis des ersten Transistors 148 und, wie vorstehend erwähnt, mit der Ausgangsleitung der Tiefpassfiltereinheit 160 verbunden, wobei ein Schutzknoten 126 definiert wird. Die Messelektrode 114 ist durch den Innenleiter 124 des geschirmten Kabels 120 über einen Kondensator 164 zur Gleichstromentkopplung mit dem Emitter des ersten Transistors 148 verbunden. Der Kondensator 164 ist zwischen dem Emitter des ersten Transistors 148 und einem Ende des Innenleiters 124 des geschirmten Kabels 120 verbunden, das proximal zur Eingangsseite des ersten Transistors 148 liegt und einen Messknoten 128 definiert. Ein Kapazitätswert des Kondensators 164 ist derart ausgewählt, dass bei der Prüffrequenz die Impedanz des Kondensators 164 gering genug ist, um ein Signal im Wesentlichen ungedämpft hindurchzulassen. Der Kondensator 164 schaltet den Einfluss von Verlustströmen zwischen der Messelektrode 114 und einer Anschlussmasse 186 auf der Gleichstromvorspannungseinstellung der Signalmessschaltung 146 aus.
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Ferner umfasst die Impedanzmessschaltung 110 eine Gleichstrom-Vorspannungsschaltung 154, die einen dritten Transistor 156 aufweist, der mit dem ersten Transistor 148 verbunden ist, um dem ersten Transistor 148 eine Stromsenke bereitzustellen. Die Gleichstrom-Vorspannungsschaltung 154 umfasst einen Spannungsteiler, der zwei Widerstände 188, 190 aufweist, die in Reihe zwischen einer Gleichspannungsquelle 192 und der Anschlussmasse 186 zum Steuern der Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors 156 in einem Betriebszustand der Gleichstrom-Vorspannungsschaltung 154 geschaltet ist. Der Kollektor des dritten Transistors 156 ist mit dem Emitter des ersten Transistors 148 verbunden. Ein zusätzlicher Widerstand 194 der Signalmessschaltung 146 stellt die Kollektor-Gleichspannung des ersten Transistors 148 durch Anschließen des Kollektors an ein Hochspannungsende der Gleichspannungsquelle 192 ein.
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Die Basis des ersten Transistors 148 wird von der Prüfsignalspannung angetrieben, und da die Wechselstrom-Emitterspannung des ersten Transistors 148 im Wesentlichen gleich wie die Basisspannung ist, ist daher die Spannung am Messknoten 128 im Wesentlichen identisch zur Spannung am Schutzknoten 126. Dies ist wichtig, um im Wesentlichen den gesamten Einfluss einer Parasitärkapazität zwischen dem Messknoten 128 und dem Schutzknoten 126, zum Beispiel auf Grund der Sensorkapazität zwischen den Elektroden oder der Kapazität des geschirmten Kabels 120, auszuschalten. Wären die Spannungen am Messknoten 128 und am Schutzknoten 126 wesentlich verschieden, würde ein zu messender unbekannter Messstrom durch die Kapazität zwischen der Messelektrode 114 und der Schutzelektrode 116 und dann in die Anschlussmasse 186 fließen, und nicht am Messknoten 128 in die Signalmessschaltung 146 eintreten, was zu einem wesentlichen Messfehler führen würde.
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Der Kollektor-Wechselstrom des ersten Transistors 148 ist im Wesentlichen gleich dem zu messenden unbekannten Messstrom. Er wird in eine proportionale Wechselspannung transformiert, wobei der Transimpedanzverstärker durch den zweiten Transistor 150, zwei Widerstände 196, 198 und zwei Kondensatoren 1100, 1102 gebildet ist. Die Widerstände 196, 198 definieren, zusammen mit der Basisspannung des zweiten Transistors 150, die Gleichstrom-Vorspannungen und Ströme des zweiten Transistors 150. Die Basisspannung wurde vorstehend definiert, da sie gleich der Kollektorspannung des ersten Transistors 148 ist. Der erste Kondensator 1100 der zwei Kondensatoren 1100, 1102 stellt einen Wechselstrom-Nebenschluss parallel zum Widerstand 196 bereit, wodurch die Wechselstromverstärkung des zweiten Transistors 150, der in Emitterschaltungskonfiguration angeschlossen ist, erhöht wird. Die Rückkopplungsschleife des Transimpedanzverstärkers besteht aus dem zweiten Transistor 150, der eine negative Spannungsverstärkung bereitstellt, und dem zweiten Kondensator 1102 der zwei Kondensatoren 1100, 1102, der als ein Rückkopplungskondensator dient. Der Rückkopplungskondensator 1102 definiert im Wesentlichen die Transimpedanz des Transimpedanzverstärkers. Die Ausgangsspannung am Kollektor des zweiten Transistors 150 ist an einen Eingangsanschluss 142 der Analog-Digital-Wandlereinheit (ADC) 140 des Mikrokontrollers 130 angeschlossen. Die Gleichspannungsquelle 192 stellt die Energie für die Signalmessschaltung 146 und den Mikrokontroller 130 bereit.
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Im Folgenden wird eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors, der im Lademodus betrieben wird, beschrieben (4). Zur Vorbereitung des Messens der Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 112 durch die Ausführungsform der Impedanzmessschaltung 110 gemäß 1 sollte klar sein, dass sich alle beteiligten Einheiten und Vorrichtungen in einem funktionsfähigen Zustand befinden und wie in 1 konfiguriert sind.
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Um in der Lage zu sein, das Verfahren auszuführen, weist der Mikrokontroller 130 ein Softwaremodul 1104 auf. Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls 1104 umgewandelt, wobei der Programmcode in der digitalen Speichereinheit 134 des Mikrokontrollers 130 implementierbar und von der Prozessoreinheit 132 des Mikrokontrollers 130 ausführbar ist. Insbesondere ist der Mikrokontroller 130 dafür konfiguriert, ein Vektordemodulationsverfahren an einem Spannungssignal anzuwenden, das einen Messstrom anzeigt und von der Analog-Digital-Wandlereinheit 140 digital umgewandelt wird, um einen Realteil und einen Imaginärteil der komplexen Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 112, der im Lademodus betrieben wird, zu bestimmen.
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In einem Schritt 1106 des Verfahrens wird eine Vielzahl von drei synchronisierten Ausgangssignalen 168, 170, 172 mit einer Prüfsignalfrequenz, wobei die Vielzahl von synchronisierten Ausgangssignalen 168, 170, 172 von drei Pulsbreitenmodulationseinheiten (PWM-Einheiten) 138 erzeugt wird, durch elektronisches Addieren der synchronisierten Ausgangssignale 168, 170, 172 kombiniert.
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In einem nächsten Schritt 1108 wird dann das Tiefpassfiltern an den addierten Ausgangssignalen angewendet, um ein sinusförmiges Prüfsignal mit der Prüfsignalfrequenz zu erzeugen.
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In einem weiteren Schritt 1110 wird das Prüfsignal gleichzeitig an die Basis des ersten Transistors 148 und an den Schirm 122 des geschirmten Kabels 120 angelegt, dessen distales Ende mit der Schutzelektrode 116 verbunden ist.
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Im nächsten Schritt 1112 des Verfahrens wird der Kollektorstrom des ersten Transistors 148 durch den Transimpedanzverstärker in eine entsprechende Spannung an der Ausgangsseite des zweiten Transistors 150 umgewandelt.
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In einem folgenden Schritt 1114 wird die Spannung an der Ausgangsseite des zweiten Transistors 150 dem Eingangsanschluss 142 der Analog-Digital-Wandlereinheit 140 des Mikrokontrollers 130 bereitgestellt.
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Während die Spannung an der Ausgangsseite des zweiten Transistors 150 mit dem Eingangsanschluss 142 der Analog-Digital-Wandlereinheit 140 verbunden ist, wird ein Äquivalenzzeit-Abtastverfahren wie folgt eingesetzt.
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Um die Signale am Eingangsanschluss 142 der Analog-Digital-Wandlereinheit 140 abzutasten, ist eine spezifizierte Anzahl an Abtastungen pro Periode der Prüfsignalfrequenz, vorzugsweise mehr als 100 Abtastungen pro Periode, erforderlich, um eine ausreichende Präzision der Impedanzmessung zu erreichen. Die Prüfsignalfrequenz liegt jedoch bei 100 kHz und das Abtasten von 100-mal pro Prüfsignalperiode würde eine Abtastfrequenz von 10 MHz implizieren, was bei dem kostengünstigen Mikrokontroller, der für die hier offenbarten Ausführungsformen in Betracht gezogen wird, nicht denkbar ist.
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Bei dem Ansatz des Äquivalenzzeit-Abtastverfahrens hat das Auslösesignal des Analog-Digital-Wandlers eine Frequenz, die gleich der Prüfsignalfrequenz plus oder minus einer Differenzfrequenz ist. Die Auslöseperiode des Analog-Digital-Wandlers wird so ausgewählt, dass sie um eine Periode der Mikrokontroller-Systemuhr 136 länger ist als die Prüfsignalfrequenz-Taktperiode. Dadurch eilt die Abtastung des Analog-Digital-Wandlers bei jeder Prüfsignalperiode um eine Taktperiode des Mikrokontrollers voraus.
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Ohne Verlust der Allgemeinheit soll angenommen werden, dass die erste Abtastung des Analog-Digital-Wandlers genau zu Beginn der ersten Prüfsignalperiode auftritt. In der anschließenden Prüfsignalperiode tritt die zweite Abtastung des Analog-Digital-Wandlers zu Beginn der zweiten Prüfsignalperiode plus eine Mikrokontroller-Taktperiode auf, und so weiter. Der Mikrokontroller 130 der Ausführungsform hat eine Systemuhr 136 mit einer Frequenz von zum Beispiel 16 MHz. Da die Prüfsignalfrequenz 100 kHz beträgt, werden genau 16 MHz/100 kHz = 160 Prüfsignalperioden (oder 1,6 ms) vergangen sein, bis die Abtastung des Analog-Digital-Wandlers wieder mit dem Beginn einer Prüfsignalperiode zusammenfällt. Dadurch hat die Analog-Digital-Wandlereinheit 140 auf äquivalente Weise eine gesamte Prüfsignalperiode abgetastet, wobei 160 Abtastungen für eine vollständige Prüfsignalperiode genommen werden. Bei dieser Ausführungsform ist die Prozessoreinheit 132 des Mikrokontrollers 130 dafür konfiguriert, eine Vielzahl von vier Prüfsignalperioden abzutasten, d. h. 640 Abtastungen, und die bestimmten Daten in der digitalen Speichereinheit 134 des Mikrokontrollers zu speichern.
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Dann wird im nächsten Schritt 1116 die ADC-Sequenz, die die Spannung an der Ausgangsseite des zweiten Transistors 150 darstellt, erstens mit einer Sinuswelle mit einer Periode von 160 Abtastungen und zweitens mit einer Kosinuswelle mit einer Periode von 160 Abtastungen multipliziert. Dann wird jedes der Produkte von beiden Multiplikationen integriert, und die Integrationsergebnisse zeigen den Realteil und den Imaginärteil der Messung der komplexen Impedanz an.
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Um Absolutwerte des Realteils und des Imaginärteils der komplexen Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 112, der im Lademodus betrieben wird, zu berechnen, gibt es eine zusätzliche Größenvereinheitlichung und Phasenkorrektur, die in einem zusätzlichen Schritt 1118 des Verfahrens ausgeführt werden. Dies kann zum Beispiel durch Multiplizieren des Realteils und des Imaginärteils der Messung der komplexen Impedanz mit einem a priori bestimmten Kalibrierungsvektor entweder durch Schaltungscharakterisierung oder durch Kalibrierung ausgeführt werden.
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Ein Layout einer anderen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 210 gemäß der Erfindung zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 212, der im Lademodus betrieben wird, ist in 3 veranschaulicht. Es werden nur Merkmale beschrieben, die sich von der Ausführungsform gemäß 1 unterscheiden. Bezüglich Merkmalen der zweiten Ausführungsform, die nachstehend nicht beschrieben werden, wird auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform verwiesen.
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Im Vergleich zur ersten Ausführungsform (1) weist die Gleichstrom-Vorspannungsschaltung 254 ferner einen vierten Transistor 58 zum Ausgleich von Temperaturdriftwirkungen auf. Der vierte Transistor 58 ist zwischen den zwei Widerständen 288, 290 des Spannungsteilers in Reihe geschaltet, und die Basis des vierten Transistors 58 ist sowohl mit dem Kollektor des vierten Transistors 58 als auch mit der Basis des dritten Transistors 256 verbunden.
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Außerdem weist die Signalmessschaltung 246 einen fünften Transistor 52 zum Ausgleich von Temperaturdriftwirkungen auf. Die Basis des fünften Transistors 52 ist sowohl an den Kollektor des fünften Transistors 52 als auch an die Basis des zweiten Transistors 250 angeschlossen.
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Sowohl der vierte Transistor 58 als auch der fünfte Transistor 52 gleichen Schwankungen der Basis-Emitter-Vorwärtsspannungen des dritten Transistors 256 bzw. des zweiten Transistors 250 aus, und zwar durch Verringern der Basis-Emitter-Spannung mit einer abgesenkten Kollektorspannung bei Auftreten eines Temperaturanstiegs und umgekehrt.
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Außerdem weist die Impedanzmessschaltung 210 ferner eine Referenzimpedanz 82, deren Impedanz a priori bekannt ist, und einen fernsteuerbaren Schalter 84 auf, der mit der Referenzimpedanz 82 in Reihe geschaltet ist. Der fernsteuerbare Schalter 84 ist mit einem Stellgliedanschluss 44 des Mikrokontrollers 230 verbunden und wird durch den Mikrokontroller 230 gesteuert. Die Referenzimpedanz 82 und der fernsteuerbare Schalter 84 sind zwischen dem Innenleiter 224 des geschirmten Kabels 220, nahe am Messknoten 228, und der Anschlussmasse 286 angeschlossen.
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Das Verfahren zum Messen der komplexen Impedanz des kapazitiven Schutz-Mess-Sensors 212, der im Lademodus betrieben wird, bei der Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 210 gemäß 3 muss wie folgt modifiziert werden:
Der Schritt des digitalen Umwandelns der Spannung der Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers umfasst, zusätzlich zum digitalen Umwandeln der Spannung der Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers, das erhalten wurde, während die Referenzimpedanz 82 elektrisch von der Anschlussmasse 286 getrennt war, das digitale Umwandeln der Spannung der Ausgangsseite des Transimpedanzverstärkers, das erhalten wurde, während die Referenzimpedanz 82 elektrisch zwischen dem Innenleiter 224 des geschirmten Kabels 220 und der Anschlussmasse 286 angeschlossen war.
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Der Impedanzwert der Referenzimpedanz 82 wird durch Heranziehen der Differenz zwischen dem Messergebnis, wobei der fernsteuerbare Schalter 84 in einer geschlossenen Position ist, und dem Messergebnis, wobei der fernsteuerbare Schalter 84 in einer geöffneten Position ist, gemessen. Da der Impedanzwert der Referenzimpedanz 82 a priori bekannt und in der digitalen Speichereinheit 234 des Mikrokontrollers 230 gespeichert ist und der Impedanzwert der Referenzimpedanz 82 durch Messung bestimmt worden ist, kann die Transferfunktion der Signalmessschaltung 246 berechnet werden, und die Messimpedanz der unbekannten Impedanz 218 kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden.
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In den vorstehend offenbarten Ausführungsformen der Erfindung wurden drei PWM-Ausgänge für die Sinuswellenerzeugung verwendet. Es sei jedoch angemerkt, dass die Erzeugung der Sinuswelle nicht unbedingt drei Ausgänge erfordert. Falls eine mehr oder weniger starke Verzerrung für die Sinuswelle gestattet ist, kann jede Zahl größer oder gleich einem der PWM-Ausgänge verwendet werden, wobei passende Phasenverschiebungen dazwischen und eine passende ohmsche Gewichtung vorhanden sind.
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Während die Erfindung im Einzelnen in den Zeichnungen und der vorstehenden Beschreibung veranschaulicht und beschrieben wurde, sind eine solche Veranschaulichung und Beschreibung als veranschaulichend oder beispielhaft und nicht als einschränkend anzusehen; die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.
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Andere Varianten der offenbarten Ausführungsformen können von den Fachleuten bei der Ausführung der beanspruchten Erfindung, durch Studium der Zeichnungen, der Offenbarung und der beigefügten Ansprüche verstanden und herbeigeführt werden. In den Ansprüchen schließt das Wort „aufweisend“ andere Elemente oder Schritte nicht aus, und der unbestimmte Artikel „ein“, „eine“ oder „einer“ schließt keine Mehrheit aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in sich voneinander unterscheidenden Unteransprüchen aufgeführt sind, weist nicht darauf hin, dass nicht eine Kombination dieser Maßnahmen vorteilhaft genutzt werden kann. Keines der Bezugszeichen in den Ansprüchen soll als den Schutzbereich einschränkend ausgelegt werden.
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Bezugszeichenliste
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- 110
- Impedanzmessschaltung
- 112
- kapazitiver Schutz-Mess-Sensor
- 114
- Messelektrode
- 116
- Schutzelektrode
- 118
- unbekannte Impedanz
- 120
- geschirmtes Kabel
- 122
- Schirm
- 124
- Innenleiter
- 126
- Schutzknoten
- 128
- Messknoten
- 130
- Mikrokontroller
- 132
- Prozessoreinheit
- 134
- digitale Speichereinheit
- 136
- Systemuhr
- 138
- Pulsbreitenmodulations-einheit
- 140
- Analog-Digital-Wandlereinheit
- 142
- Eingangsanschluss
- 144
- Stellgliedanschluss
- 146
- Signalmessschaltung
- 150
- zweiter Transistor
- 152
- fünfter Transistor
- 154
- Gleichstrom-Vorspannungsschaltung
- 156
- dritter Transistor
- 158
- vierter Transistor
- 160
- Tiefpassfiltereinheit
- 162
- Widerstand (Filter)
- 164
- Gleichstromentkopplungskondensator
- 166
- Impulsgeneratoreinheit
- 168
- Ausgangssignal
- 170
- Ausgangssignal
- 172
- Ausgangssignal
- 174
- Widerstand
- 176
- Widerstand
- 178
- Widerstand
- 180
- angenäherte Sinuswelle
- 182
- Referenzimpedanz
- 184
- Schalter
- 186
- Anschlussmasse
- 188
- Widerstand (Gleichstrom-Vorspannungsschaltung)
- 190
- Widerstand (Gleichstrom-Vorspannungsschaltung)
- 192
- Gleichspannungsquelle
- 194
- Widerstand (Signalmessschaltung)
- 196
- Widerstand (Transimpedanzverstärker)
- 198
- Widerstand (Transimpedanzverst.)
- 1100
- Kondensator (Transimpedanzverst.)
- 1102
- Kondensator (Transimpedanzverst.)
- 148
- erster Transistor
- 1104
- Softwaremodul Schritte des
- 1106
- Kombinierens von PWM-Ausgangssignalen
- 1108
- Anlegens von Tiefpassfilterung
- 1110
- Anlegens des Prüfsignals
- 1112
- Umwandelns von Signal zu Spannung
- 1114
- digitalen Umwandelns des Spannungssignals
- 1116
- Erhaltens eines Realteils und eines Imaginärteils
- 1118
- Korrigierens von Größe und Phase
