DE1277314C2 - Schaltungsanordnung zum selbsttaetigen stabilisieren eines oszillators auf die frequenz eines impulsfoermigen steuersignals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem Oszillator, der auf die Frequenz eines impulsförmigen Steuersignals stabilisiert wird durch eine Regelspanpung, die über einen Kondensator enthaltendes Glättungsgiied einem Phasendetektor entnommen wird, der eirwn elektronischen Schalter enthält, der in beiden Strom) Ichtungen leiten kann und der unter der Steuerung einer impu sförmigen Schaltspannung ein von dem Oszillator abgeleitetes Vergleichssignal abtastet und daraus die Regelspannung bildet.

Eine solche Schaltung ist aus der Zeitschrift »RCA-Review« vom September 1957, S. 293 bis 307, insbesondere S. 305, Fig. 10, bekannt. Dort wird der Schalter durch einen Transistor gebildet, der an seiner Basis durch das impulsförmige Signal gesteuert wird. Wenn der Frequenzunterschied des Steuersignals gegenüber dem zwischen Kollektor und Emitter des Transistors zugeführten sägezahnförmigen Vergleichssignal größer als der Fangbereich des Phasendetektors ist, das ist der von dem nicht synchronisierten Zustand ausgehende Frequenzunterschied, der mit dem Phasendetektor maximal korrigiert werden kann, so wird über dem Ausgangskondensator eine Wechselspannung mit einer dem Frequenzunterschied gleichen Frequenz und mit einem mittleren Wert (Gleichspannungsanteil) gleich Null erzeugt.

Um den Fangbereich zu vergrößern, ist es erwünscht, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors außerhalb des allein durch den Phasenunterschied bedingten Bereichs einen von Null abweichenden mittleren Wert hat mit einer Polarität, die dem Sinn des Frequenzunterschiedes entspricht und geeignet ist, den Oszillator zu synchronisieren.

Es ist eine Phasen- und Frequenz-Vergleichsschaltung bekannt (BE-PS 5 91517), die zur Erzielung einer frequenzabhängigen Regelspannung mit einem Mittelwert, der von Null abweicht, vorgespannte Dioden enthält. In solchen Schalungen können zwei in gleicher Durchlaßrichtung liegende Dioden in Serie geschaltet sein, wobei der einen Diode die Summe des Vergleichssignals und des Steuersignals und der anderen Diode die Differenz dieser Signale zugeführt wird und wobei die Regelspannung einem gemeinsamen Stromzweig dieser Dioden entnommen wird- In einer solchen Schaltung kann die Vorspannung von einem Kondensator geliefert werden, der durch den Dioden-Anlaufstrom aufgeladen wird. Die Dioden sind sowohl im nichtsynchronisierten Zustand wie im synchronisierten Zustand vorgespannt, so daß, wenn sich innerhalb des HaltebereicLes der

ίο Phasenunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal ändert, der zeitliche Bereich des Summensignals bzw. des Differenzsignals, in dem Diodenstrom fließen kann, entsprechend der Vorspannung kleiner wird. Dabei kann ein Vergleichssignal zugeführt werden, das lediglich aus periodisch auftretenden, stark geneigten Flanken gleicher Art besteht, zwischen denen der Signalwert konstant ist und z. B. null Volt beträgt Wenn bei fehlender Synchronisierung Schwebungen auftreten und mittels des Steuersignals eine Abtastung erfolgt ergibt sich bei einem solchen Vergleichssignal, daß nach Durchlaufen der steilen Flanke der zuletzt erhaltene Wert der Regelspannung gespeichert wird, bis infolge der Frequenzdifferenz das Steuersigna! das nächste Flankenstück erreicht und abtastet Diese Speicherwirkung ergibt sich dadurch, daß die Dioden infolge der Vorspannung nichtleitend sind, sobald bei dor Abtastung die steile Flanke durchlaufen und der niedrigere konstante Wert erreicht ist Infolgedessen ergibt sich als Mittelwert eine Regelgleichspannung, deren Vorzeichen der Richtung der Frequenzdifferenz entspricht und durch die somit die Frequenz des Oszillators in Richtung auf Frequenzübereinstimmung nachgeregelt wird.
Um eine ausreichende Regelspannung für die Nachsteuerung des Oszillators zu erhalten, benötigen bekannte Schaltungen dieser Art größere Signalspannungen, und außerdem müssen die Leckwiderstände der Dioden groß sein, damit die von der Frequenzdifferenz abhängige Regelspannung in ausreichendem Maße festgehalten wird. Eine erfolgreiche Realisierung ist daher nur mit Elektronenröhren, insbesondere Vakuumdioden, möglich.

Außerdem muß bei dieser bekannten Schaltung das erwähnte spezielle Vergleiichssignal verwendet werden, das zwischen den steilen Flanken einen konstanten Mittelwert annimmt Würde statt dessen als Vergleichssignal ein vollständiger Sägezahn verwendet, der neben der steil geneigten Flanke auch einen anschließenden, entgegengesetzt geneigten, flacher verlaufenden Teil enthält, so würde in der bekannten Diodenschaltung auch der flachere Flankenteil gemäß den Schwebungen abgetastet, so daß sich eine Regelspannung ergibt, die ebenfalls sägezahnförmig ist und keinen von der Frequenzdifferenz abhängigen Gleichspannungsanteil enthält

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine derartige Schaltungsanordnung zu schaffen, die bei fehlendem Synchronismus eine der Verstimmung entsprechende Regelspannung liefert und bei der keine besonderen Anforderungen an Größe und Form der zugeführten Spannungen und an die Größe der Leckwiderstände gestellt zu werden brauchen, so daß sie ohne Schwierigkeiten mit Halbleitern aufgebaut werden kann.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird ausgegangen von der eingangs erwähnten Schaltung mit einem impulsförmig gesteuerten Transistor, wobei nach der Erfindung die Schaltspannung für den in beiden Stromrichtungen

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leitenden Transistor einer durch das Steuersigna! und durch ein dem Vergleichssignal entsprechendes impulsförmiges Signal gesteuerten Koinzidenzschaltung entnommen wird.

Infolge der Koinzidenzschaltung wird der Transistor außerhalb der für die Phasenregelung ausgenutzten Flanke gesperrt gehalten, und dadurch ergibt sich die erwünschte Speicherwirkung, obwohl der Phasendetektor mit normalen Transistoren aufgebaut ist und mit den üblichen niedrigen Spannungen gesteuert wird.

Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß es bei dem erwähnten bekannten Dioden-Phasendiskriminator bekannt ist, daß eine vollständige Sägezahnspannung dann verwendet werden kann, wenn die Synchronimpulse, bevor sie der Vergleichsschaltung zugeführt werden, eine Koinzidenzstufe durchlaufen, die nur dann durchlässig ist, wenn die Synchronimpulse mit der steilen Flanke der Sägezahnspannung zeitlich zusammenfallen. Dabei besteht die Möglichkeit, eine vorgeschaltete Koinzidenzstufe einzusparen, indem anstelle' eier Dioden Transistoren verwendet werden, deren Basis steuernde Impulse zugeführt verde.i. jedoch wird dadurch die Funktion der Schaltung mit ihrer Speichereigenschaft für eine der Frequenzdifferenz entsprechende Verstimmungsspannung nicht geändert; es wird lediglich die Verwendung eines vollständigen Sägezahns als Vergleichssignal ermöglicht

Bei der Erfindung hingegen wird von einer Schaltung ausgegangen, die infolge der verwendeten gesteuerten, in beiden Richtungen leitfähigen Schalter das Vergleichssignal jeder Form bei Auftreten der Steuerimpulse in jedem Zeitpunkt abtastet und daher keine Speicherwirkung aufweist Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine solche in ihrem Aufbau einfachere und robustere Schaltung überraschenderweise dann eine Speicherwirkung zeigt, wenn nach der Erfindung die erwähnte Koinzidenzschaltung benutzt wird. Dann können einseitig am Bezugspotential liegende Transistoren verwendet werden, denen als Betriebsspann.ngen leicht erhältliche Impulse zügeführt werden, wobei besonders strenge Anforderungen an die Eigenschaften der Schaltelemente nicht gestellt zu werden brauchen.

An Hand eines in der Zeichnung dargestellten Beispiels wird die Erfindung nachstehend näher erläutert.

F i g. 1 zeigt ein Beispiel einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung;

Fig.2 und 3 zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme zur Erörterung des in F i g. 1 da_ä gestellten Beispiels.

In Fig. 1 bezeichnet 1 einen Phasendetekr.or, 2 einen auf die Frequenz eines impuUörmigen Steuersignals zu stabilisierenden Oszillator mit einem darin enthaltenen, weiter nicht dargestellten Frequenzkorrektur. Der Oszillator 2 ist z. B. ein Steueroszillator einer nicht dargestellten, mit einer Leitung 3 verbundenen Zeilenausgangsstufe eines Fernsehempfängers.

Der Phasendetektor enthält einen Transistor 4, der in zwei Richtungen Strom führen kann. Der Strom fließt von einer Emitterelektrode 5 nach einer Kollektorelektrode 6 oder in umgekehrter Richtung je nach der Polarität der zwischen den Elektroden angelegten Spannung. Der Transistor wird an der Basiselektrode 7 durch eine impulsförmige Schaltspannung gesteuert. Die Polarität der Schaltspannung ist negativ bei einem pnp-Transistor. Der Impuls führt den Transistor 4 in den leitenden Zustand.

Der Transistor 4 ist vorzugsweise vom symmetri

sehen Typ, bei dem der Emitter und der Kollektor gleiche Leitfähigkeit aufweisen. In diesem Fall kann der Kollektor auch als Emitter wirksam sein, und es gibt keine bevorzugte Richtung für den Strom durch den Transistor.

Weiter enthält der Phasendetektor eine Quelle 8, die das Vergleichssignal liefert Die Quelle liefert periodisch Impulse der mit 9 bezeichneten Gestalt Eine Reihe dieser Impulse ist in Fig.2b veranschaulicht Die Impulse werden auf bekannte nicht näher angegebene Weise dem Oszillator 2 entnommen. In einem Fernsehempfänger entsprechen diese Impulse den Zeilenrücklaufimpulsen der Zeilenausgangsstufe. Einfachheitshalber wird dies durch die Quelle 8 angedeutet Weiter enthält der Phasendetektor ein Glättungsfilter 10 und eine Differenzierschaltung 11,12. Eine Quelle 13 liefert das impulsförmige Steuersignal Die Quelle 13 liefert Impulse der durch 14 angedeuteten Gestalt Fig.2c zeigt eine Reihe dieser Impulse. Die Impulse werden z. B. auf nicht weiter angedeutete, bekannte Weise der Horizontal-Synchronisier-iVennvorrichtung eines Fernsehempfängers entnommen. Dies wird einfachheitshalber durch die Quelle 13 angedeutet Bei der eingangs erwähnten, bekannten Schaltungsaiordnung ist die der Quelle 13 entsprechende Quelle direkt an die Basiselektrode des dem Transistor 4 entsprechenden Transistors angeschlossen, und die Impulse haben negative Polarität Jeder Impuls der Quelle 13 führt somit den Transistor 4 in den leitenden Zustand.

Die Impulse der Quelle 8 werden durch den Kondensator 11 und den Widerstand 12 differenziert. Der Ausgangskondensator 15 des Glättungsfilter 10 hat dabei keinen Einfluß auf die Differenzierung, da seine Kapazität viele Male größer ist als die des Kondensators 11. An dein Verbindungspunkt des Kondensators 11 und des Widerstandes 12 entsteht für jeden Impuls der Quelle 8 eine praktisch linear verlaufende Spannung der durch 16 bezeichneten Wellenform. In Fig.2a ist der Spannungsverlauf am Punkt 17 für eine Anzahl aufeinanderfolgender Impulse der Quelle 8 aufgetragen. Dieses Signa! bildet das eigentliche Vergleichssignal, von dem das Regclsignal abgeleitet wird. Die Impulse der Quelle 8 liegen in Zeitintervallen Ti — T₂. Wenn der Transistor 4 in einem solchen Zeitintervall leitend wird, lildt sich der Kondensator 11 unmittelbar bis zum Momentanwert der Spannung am Punkt 17 auf. Der Kondensator 15 lädt sich durchschnittlich bis auf den gleichen Wert wie der Kondensator 11. Bei diesem Abtasten des Vergleichssignals mittels des Transistors 4 hat die statische Phasenkennlinie des Phasendetektors, d. h. die· Beziehung zwischen der Spannung am Kondensator 15 unJ dem Pbasenunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal, wobei jeder Punkt der Kennlinie einem stationären Zustand entspricht, die gleiche Gestalt wie das durch 16 bezeichnete Vergleichssignal.

In dem nicht synchronisierten Zustand ändert sich ständig der Phasenunterschied zwischen dem Vergleichssignal und de ;n Steuersignal. Dieser Zustand ist in Fig.2 veranschaulicht; es zeigt sich, daß das in Fig.2c veranschaulichte Steuersignal in aufeinanderfolgenden Zeitintervallen ii — t₂ gegenüber dem in Fig.2a angedeuteten Vergleichssignal eine andere Lage einnimmt. Infolgedessen entsteht am Kondensator 15 ein Schwebungssignal mit eine,- Frequenz gleich dem Frequenzunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal.

In einer Periode des Schwebungssignals durchläuft

12 11 314

(J(Ji Phasenunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal alle Werte zwischen 0° und 360°. Das Schwebungssignal hat dabei in einer Periode die gleiche Gestalt wie die Phasenkennlinie. Da sich der Phasenunterschied stets ändert, wird kein stationärer Zustand erreicht, wodurch das Schwebungssignal in einer Periode einen abgerundeten Verlauf hat als in der Phasenkennlinie. In Fig. 3a ist das Schwebungssignal entsprechend dem in F i g. 2 dargestellten Fall angedeutet, in dem die Frequenz des Vergleichssignals höher ist als die des Steuersignals. Wenn das Vorzeichen des Frequenzunterschiedes entgegengesetzt ist, hat das Schwebungssignal den in Fig. 3b dargestellten Verlauf. Aus den Fig.3a und 3b zeigt es sich, daß der mittlere Wert des Schwebungssignals in der bekannten Vorrichtung gleich Null ist.

Die Größe des Fangbereichs des Phasendetektors wird selbstverständlich auch durch den Frequenzkorrektor und den gesit-uerieii Gsziiiaiui ueuiiigi. Wenn der Frequenzunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal in dem Fangbereich liegt, beansprucht eine Periode des Schwebungssignals eine solche Zeit, daß die Frequenz des Oszillators innerhalb dieser Periode auf die Frequenz des Steuersignals stabilisiert werden kann.

Um den Fangbereich des Phasendetektors zu vergrößern, wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, das Steuersignal nicht direkt, sondern über eine Koinzidenzschaltung 18 der Basis des Transistors 4 zuzuführen. Diese Schaltung wird von dem Steuersignal und einem dem Vergleichssignal entsprechenden, impulsförmigen Signal gesteuert. Beim gleichzeitigen Auftreten eines Impulses beider Signale liefert die Koinzidenzschaltung 18 über einen Kcpplungskondensator 19 an der Basis des Transistors 4 einen F.ntsperrungsimpuls.

Die Koinzidenzschaltung 18 enthält einen Transistor 20 mit einer Kollektorelektrode 21. einer Emitterelektrode 22 und einer Basiselektrode 23. Die Quelle 13 liefert über einen Kondensator 24 mit hoher Kapazität Impulse an die Basiselektrode 23. Der Kondensator 24 lädt sich mit solcher Polarität, daß der Transistor normalerweise leitend und lediglich beim Auftreten von Impulsen der Quelle 13 nicht leitend ist. Die Quelle 25 liefert Impulse der Form 26. die der der Impulse der Quelle 8 entspricht, aber entgegengesetzter Polarität ist, welche Impulse 26 auf ähnliche Weise der Zeilenausgangsstufe des Fernsehempfängers entnommen werden können. Die Impulse der Quelle 25 können über den Widerstand 27 dem Kondensator 19 zugeführt werden, während eines Zeliintervalis. in dem der Transistor 20 nichtleitend ist. Die Dauer eines Impulses des Steuersignals ist kürzer als die Dauer eines Impulses der Quelle 25. Die Dauer eines Impulses am Kollektor 21 ist dabei gleich der Dauer des erstgenannten Impulses. Die

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Impulse der Quellen 25 und 8 treten in den Zeitintervallen fi - I₂ auf, wie dies in F i g. 2 veranschaulicht ist. Diese Intervalle werden durch die Bezeichnung Ti, die zwischenliegenden Zeitintervalle durch T₂ angedeutet. Die Koinzidenzschaltung liefert lediglich einen Impuls, wenn der Impuls des Steuersignals in einem Intervall Ti liegt. In den nichtsynchronisierten Zustand durchlaufen die Impulse des Steuersignals nacheinander die Zeitintervalle Ti und Tj. Ohne Anwendung der Koinzidenzschaltung wird der Transistor 4 jeweils leitend gemacht, wenn ein Impuls des Steuersignals auftritt. Infolgedessen entlädt sich der Kondensator 15 im Zeitintervall Ti über den Widerstand 12 und den Transistor 4, so daß das Schwebungssignal die in den Fig. 3a und 3b dargestellte Form annimmt. Durch Anwendung der Koinzidenzschaltung wird gesichert, daß der Transistor 4 in dem Zeitintervall T₂ nichtleitend ist. Dies hat zur Folge, daß die Spannung am

dann erreichten Wert aufrechterhallen wird. Die Polarität der Spannung am Kondensator 15 am Zeitpunkt, an dem Impulse des Steuersignals die Grenze zwischen den Zeitintervallen Ti und Ti überschreiten, ist von der Richtung abhängig, in der die Zeitintervalle Ti von den Impulsen durchlaufen werden. Beim Schwebungssignal nach Fig. 3a ist die Polarität negativ, und beim Schwebungssignal nach Fig.3b ist sie positiv. In F i g. 3c 'ci'.d 3d ist der Verlauf des Schwebungssignals bei Verwendung der Koinzidenzschaltung angedeutet. F i g. 3c entspricht der F i g. 3a und F i g. 3d entspricht der F i g. 3b. Die volle gerade Linie liegt auf dem Nullpegel, die strichpunktierte Linie deutet den mittleren Wert des Schwebungssignals an. Auf diese Weise entsteht am Kondensator 15 eine die Frequenzabweichung zwischen dem Steuersignal und dem Vergleichssignal reduzierende Regelgleichspannung, die den Frequenzunterschied zwischen den beiden Signalen innerhalb des Fangbereiches der bekannten Vorrichtung bringt.

Es sei bemerkt, daß innerhalb des Rahmens der Erfindung noch viele Abarten der Schaltungsanordnung möglich sind. Insbesondere sind viele äquivalente Koinzidenzschaltungen dem Fachmann bekannt, welche die in F i g. 1 dargestellte Koinzidenzschaltung ersetzen können. Weiter ist es möglich, das Vergleichssignal 16 auf andere Weise zu erzeugen als hier angedeutet ist, und es läßt sich an Stelle desselben z. B. eine Sägezahnspannung verwenden. Dies wird dadurch ermöglicht, daß die Koinzidenzschaltung lediglich während des Zeilenrücklaufimpulses einen Impuls liefern kann, so daß nur dann der Vergleich zwischen dem Steuer- und dem Vergleichssignal erfolgt. Es ist weiter grundsätzlich möglich, die Hauptstrombahn des Transistors 4 mit der Quelle 8 und dem Kondensator 15 in Reihe zu schalten.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Oszillator, der auf die Frequenz eines impulsförmigen Steuersignals stabilisiert wird durch eine Regelspannung, die über ein einen Kondensator enthaltendes Glättungsgiied einem Phasendetektor entnommen wird, der einen elektronischen Schalter enthält, der in beiden Strovnrichtungen leiten kann und der unter der Steuerung einer impulsförmigen Schaltspannung ein von dem Oszillator abgeleitetes Vergleichssignal abtastet und daraus die Regelspannung bildet, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltspannung für den in beiden Stromrichtungen leitenden Transistor (4) einer durch das Steuersignal (14) und durch ein dem Vergleichssignal entsprechendes impulsförmiges Signa! (26) gesteuerten Koinzidenzschaltung entnommen wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koinzidenzschaltung eine Transistorschaltung ist