DE19503375C2 - Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete Transistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete, gesteuerte Schalter eines getakteten Umrichters mit einer Anschlußspannung, die höher als die zulässige Betriebsspannung eines Einzelschalters ist gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP 61-262 077 (A)).

Obwohl die zulässigen Betriebsspannungen moderner Halbleiterschalter bereits sehr hoch sind, gibt es immer wieder Anwendungsfälle, wie z. B. Umrichter in Nahverkehrsnetzen, bei welchen man an oder über die zulässigen Spannungsgrenzen stößt. Insbesondere kann in dem angesprochenen Fall die Nennspannung von z. B. 750 V auch Schwankungen nach oben unterliegen, was bei der Dimensionierung eines getakteten Umrichters gleichfalls berücksichtigt werden muß.

Aus Kosten- und Sicherheitsgründen schaltet man daher zwei Transistoren in Serie und sorgt durch Maßnahmen, die zum Teil dem Stand der Technik angehören, für eine Aufteilung der Betriebsspannung auf beide Transistoren, wodurch an jedem Transistor nur die halbe Betriebsspannung liegt. Trotz solcher Maßnahmen ist es erforderlich, die beiden Transistoren so auszuwählen, daß sie weitgehend gleiche statische, vor allem aber dynamische Parameter aufweisen, da anderenfalls in gewissen Betriebssituationen einer der Transistoren spannungsmäßig überlastet wird und der Durchbruch an diesem Transistor auch zur Zerstörung des zweiten Transistors führt.

Bei Nahverkehrsfahrzeugen, z. B. U-Bahn, führt dies zu Betriebsstörungen und es liegt auf der Hand, daß ein derartiger Fehler erhebliche Folgekosten nach sich zieht.

Bei der aus der JP 61-262 077 (A), Patent Abstract of Japan bekannten Schaltung sollen zwei in Serie geschaltete GTO-Transistoren vor Überspannung dadurch geschützt werden, daß beide Thyristoren gezündet werden, wobei davon ausgegangen wird, daß der nun entstehende Kurzschluß von einem vorgeschalteten Schutzelement abgeschaltet wird, bevor ein Transistor zerstört wird. Auf IGBT-Transistoren läßt sich diese Lösung nicht anwenden, da die sehr schnellen IGBT-Transistoren zerstört wären, bevor ein übliches Schutzelement anspricht.

Aus der DE 26 37 868 B1 geht eine Schutzschaltung für mehrere, in Serie geschaltete Thyristoren hervor, die verhindern soll, daß ein Thyristor während seiner Schonzeit mit einer positiven Spannung beansprucht wird, was zu einer Zerstörung des Thyristors führen wurde. Im Gegensatz zu einem Transistor bzw. IGBT-Transistor, der zu jedem Zeitpunkt durch ein Steuersignal ausgeschaltet werden kann, sperrt ein Thyristor nur dann, wenn sein Laststrom von selbst Null wird. Um nach diesem "Verlöschen" Spannung in positiver Richtung aufbauen zu können, muß noch zusätzlich eine isolierende Sperrschicht aufgebaut werden, wozu Elektronen über einen gewissen Zeitraum die Schonzeit, aus den inneren Schichten des Thyristors abgeführt werden müssen. In der bekannten Schutzschaltung werden die Signale aller in Serie geschalteter Thyristoren auf Erdpotential gebracht, dort miteinander verknüpft und das Ergebnis wird wieder auf Thyristorpotential gebracht. Eine vergleichbare Problematik und Lösung ist in der EP 0 458 511 A2 beschrieben.

Die EP 0 141 624 A1 beschreibt eine Ansteuerschaltung für eine größere Anzahl von in Serie geschalteten Halbleiterschaltern. Dabei wird zumindest ein Schalter mehr als erforderlich verwendet, so daß auch bei Kurzschluß einer (oder mehrerer) Schalter die übrigen Schalter die Gesamtspannung ohne Durchbruch aufnehmen können. Um die Ansteuerschaltung nicht auf Kurzschluß eines defekten Schalters dimensionieren zu müssen, stellt die Schaltung fest, ob ein Schalter defekt ist und versorgt dann diesen defekten Schalter nicht mehr mit Steuerstrom.

Die Dokumente DE-Z Elektronik, 10./12. Mai 1989, Seiten 55 bis 63, DE 40 32 014 A1 und WO 93/03537 betreffen den Fall mehrerer in Brückenschaltungen eingesetzter Halbleiterschalter, bei welchen Überwachungs- und Steuerschaltungen vorgesehen sind, um sicherzustellen, daß die Schaltelemente immer im Gegentakt arbeiten. Beim Anmeldungsgegenstand geht es jedoch um zwei in Serie geschaltete und natürlich in Gleichtakt arbeitende Halbleiterschalter.

In Zusammenhang mit der Ansteuerung der Phasen eines aus einer positiven und einer negativen Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselrichters ist es aus der DE 42 11 270 C2 bekannt, bei beispielsweise zu niedriger Leistungsversorgung der Ansteuerschaltung, insbesonders bei Ein- oder Abschalten derselben, zu verhindern, daß zwei Schalter gleichzeitig in den Durchlaßzustand versetzt werden. Im Gegensatz zu der hier betrachteten Art von Ansteuerschaltungen soll somit immer ein Gegentaktzustand gewährleistet sein.

In JP 62-92 766 (A), Patents Abstract of Japan ist eine Schaltung zur Zündung eines Thyristors bei Überspannung beschrieben, wobei der entstehende Kurzschluß durch ein externes Schutzelement begrenzt wird, da der Thyristor den entstehenden Strom nicht mehr selbst löschen kann.

Aus der JP 60-46764 (A), Patent Abstract of Japan geht die Verwendung einer sogenannten Snubberdiode und eines Snubberkondensators bei einem GTO-Thyristor hervor, um die Energie aus parasitären Induktivitäten zu vernichten. Eine vergleichbare Beschaltung von in Serie geschalteten Thyristoren ist auch in SCR-Manual, 3. Aufl., 1964, Seiten 91 bis 93 gezeigt. Außerdem sind dort in bekannter Weise spannungsaufteilende Widerstände vorgesehen, so daß sich ein dynamischer und statischer Spannungsausgleich in einem gewissen Rahmen ergibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete IGBT-Transistoren anzugeben, die dadurch ein aufwendiges Aussuchen paarweise gleicher Transistoren vermeidet, daß unter allen ungünstigen Betriebszuständen eine Gefährdung eines - und damit auch des anderen - Transistors verhindert wird.

Diese Aufgabe wird mit den Maßnahmen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Schaltung nach der Erfindung eignet sich insbesondere für hohe zu schaltende Spannungen und stellt auf einfache Weise ein vorübergehendes Stillegen des Umrichters sicher, ohne daß es zur Zerstörung auch nur eines der beiden Schalttransistoren kommt. Die Schaltung berücksichtigt und überwacht Überströme ebenso wie Überspannungen.

Da auch ein Absinken der Betriebsspannung der Ansteuerschaltung zu kritischen Situationen führen kann, insbesondere wenn sich hierbei bezüglich beider Kanäle eine Unsymmetrie ergibt, ist es nach einem weiteren Anspruch zweckmäßig, wenn eine Überwachungsschaltung für die Betriebsspannung jedes Ansteuerkanals vorgesehen ist, welche bei Unterschreiten eines vorgegebenen Minimalwertes der Betriebsspannung über die Speicherschaltungen ein Sperrsignal an die Torschaltung abgibt.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß in Serie zur Zenerdiode eine Diode liegt, die einen Stromfluß vom Gate zum Kollektor des IGBT- Transistors in dessen eingeschaltetem Zustand verhindert.

Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert, die ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung zeigt.

Die Zeichnung zeigt zwei IGBT-Transistoren T₁ und T₂, welche die elektronischen Schalter eines nicht gezeigten Umrichters darstellen. Ein solcher Umrichter ist beispielsweise Gegenstand der AT-402 458 B der Anmelderin und er kann zur Umrichtung der Fahrspannung eines Nahverkehrstriebfahrzeuges dienen. Diese Fahrspannung beträgt je nach System üblicherweise 600 oder 750 V Gleichspannung mit betriebsbedingten Schwankungen von +/-30%.

Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke jedes IGBT-Transistors T₁ bzw. T₂ sind je ein Widerstand R₃ bzw. R₄ zur statischen Spannungsaufteilung, sowie je die Serienschaltung eines Kondensators C₁ bzw. C₂ mit der Parallelschaltung einer in Durchlaßrichtung liegenden Diode D₁ bzw. D₂ und eines Widerstandes R₁ bzw. R₂ geschaltet. Weiters sind Schutzdioden D₃ bzw. D₄ vorhanden, die antiparallel zur Kollektor-Emitter-Strecke der Transistoren T₁ bzw. T₂ liegen und mit diesen in deren Gehäuse üblicherweise integriert sind.

Zur Ansteuerung der beiden IGBT-Transistoren T₁, T₂ ist eine zweikanalig aufgebaute Ansteuerschaltung vorgesehen, deren Eingänge an einem gemeinsamen, hier nur angedeuteten Impulsgenerator G gelegt sind, welcher einen Rechteckpuls abgibt.

Bei der nachstehenden Beschreibung der beiden Ansteuerkanäle werden - da die beiden Kanäle identisch aufgebaut sind - die entsprechenden Bezugszeichen von Schaltelementen des zweiten Kanals je nach einem Strichpunkt angeführt.

Das Ausgangssignal des Impulsgenerators G gelangt über eine erste Verstärkerstufe IC₁; IC₂ an die Primärwicklung eines spannungsfesten Impulsübertragers Ü₁; Ü₂. Die Sekundärwicklung dieses Übertragers Ü₁; Ü₂ führt zu dem Eingang einer zweiten Verstärkerstufe IC₃; IC₄, von deren Ausgang das Signal zu einer Torschaltung, hier einem NAND-Gatter IC₉; IC₁₀ führt, an welchem es mit später noch zu erläuternden Fehlermeldungen verknüpft wird. Das Ansteuersignal gelangt dann über eine weitere Verstärkerstufe IC₁₁; IC₁₂ zu einer aus zwei Transistoren T₃, T₅; T₄, T₆ bestehenden Gegentaktendstufe und von deren Ausgang über einen Gatewiderstand R₅, R₆ an den IGBT-Transistor T₁; T₂.

Die bereits eingangs beschriebene Beschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke der IGBT- Transistoren T₁; T₂ mit einem RCD-Netzwerk D₁/R₁/C₁; D₂/R₂/C₂ soll durch eine Verringerung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit eine gleichmäßige Spannungsaufteilung auf die beiden Transistoren trotz Streuungen der Schaltzeiten der Ansteuerkanäle einerseits und der IGBT-Transistoren andererseits sicherstellen. Sollte beispielsweise der IGBT- Transistor T₁ vor dem IGBT-Transistor T₂ ausschalten, so beginnt die Spannung über dem Transistor T₁ mit einer Anstiegsgeschwindigkeit zu steigen, die durch den Quotienten aus dem Laststrom, der, durch die Induktivität der zu schaltenden Last eingeprägt, über die Diode D₁; D₂ und den Kondensator C₁; C₂ weiterfließt und der Kapazität des Kondensators C₁; C₂ bestimmt wird. Diese Kapazität bestimmt, welche Differenz der Schaltzeiten für eine bestimmte Unsymmetrie der Spannungsaufteilung zwischen den beiden in Serie geschalteten IGBT- Transistoren T₁; T₂ gerade noch zulässig ist. Der Widerstand R₁; R₂ dient dazu, den Kondensator C₁; C₂ nach dem Einschalten des IGBT-Transistors zu entladen, wogegen die Widerstände R₃; R₄ unterschiedliche Sperrströme der IGBT-Transistoren T₁; T₂ im ausgeschalteten Zustand ausgleichen sollen.

Um beim Ausschalten der IGBT-Transistoren T₁; T₂ ein Überschreiten der zulässigen Sperrspannung zu verhindern, ist parallel zur Kollektor-Gate-Strecke jedes Transistors T₁, T₂ eine hochsperrende Zenerdiode D₅; D₆ - in Serie mit einer Diode D₇; D₈ - geschaltet. Bei Überschreiten der Zenerspannung der Diode D₅; D₆ schaltet die durch den Durchbruchstrom aufgebaute Spannung über R₅; R₆ und T₅; T₆ den über die Ansteuerschaltung bereits abgeschalteten IGBT-Transistor T₁, T₂ erneut ein. Dadurch wird die Spannung über dem IGBT-Transistor verringert, der durch Versiegen des Durchbruchstromes der Zenerdiode D₅; D₆ über den Transistor T₅; T₆ wieder ausschaltet. Dieser Vorgang kann sich solange wiederholen, bis die Differenz der in den parasitären Induktivitäten des Kommutierungskreises gespeicherten Energie und der von dem Kondensator C₁; C₂ aufgenommenen Energie über den wiedereingeschalteten IGBT-Transistor T₁; T₂ an die Last abgeführt ist. Hierdurch ergibt sich eine wirkungsvolle Überwachung der Kollektor-Emitter-Spannung der beiden IGBT- Transistoren in deren ausgeschaltetem Zustand.

Die in der Serie mit der Zenerdiode D₅; D₆ liegende Diode D₇; D₈ verhindert, daß die Zenerdiode D₅; D₆ im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors in Durchlaßrichtung belastet wird.

Um zu verhindern, daß ein Fehler auftritt, bei dem nur ein IGBT-Transistor geschaltet wird, was naturgemäß zu einer unzulässigen Spannungsbeanspruchung des jeweils anderen IGBT- Transistors führen würde, sollte jeder Fehler, der in einem der beiden Ansteuerkanäle auftritt, festgestellt werden und zu einem Abschalten beider IGBT-Transistoren T₁; T₂ führen. Zu diesem Zweck sind die beiden Ansteuerkanäle K₁; K₂ in der nachstehend erläuterten Weise mit Hilfe zweier Optokoppler IC₁₃; IC₁₄ gegenseitig verriegelt, wobei die Optokoppler für eine galvanische Trennung jener Abschnitte der Ansteuerkanäle sorgen, die nach den Impulsübertragern Ü₁; Ü₂ liegen und daher (unterschiedliches) Hochspannungspotential aufweisen.

Als wesentliche Fehler werden angesehen und daher überwacht:

• a) Zu hoher Strom über den IGBT-Transistor T₁; T₂, was durch Überwachung der Kollektor- Emitter-Spannung im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors erfolgen kann.
• b) Absinken der in der Schaltung mit P 15.1, N5.1; P 15.2, N 5.1 bezeichneten Versorgungsspannungen der beiden Kanäle - im Ausführungsbeispiel +15 V/-5 V - unter einen bestimmten Wert.

Wie bereits erwähnt, wird der Strom durch den IGBT-Transistor T₁; T₂ mittelbar über die Spannung U_CE des jeweiligen Transistors erfaßt.

Der Ausgang eines Komparators (Operationsverstärkers) IC₁₅; IC₁₆ liegt über einen Widerstand R₁₇; R₁₈ und die IR-Diode eines Optokopplers IC₁₃; IC₁₄ an positiver Versorgungsspannung. Im Rückkopplungszweig des Komparators IC₁₅; IC₁₆ liegt ein Widerstand R₁₅; R₁₆. Der nicht invertierende Eingang des Komparators IC₁₅; IC₁₆ liegt über einen Kondensator C₅; C₆ an Masse und über einen Widerstand R₁₁; R₁₂ an einer Zenerdiode D₁₃; D₁₄ mit zugehörigem Vorwiderstand R₁₃; R₁₄. Der invertierende Eingang des Komparators IC₁₅; IC₁₆ liegt über die Serienschaltung eines Widerstandes R₉; R₁₀ und einer Diode D₁₁; D₁₂ am Kollektor des IGBT-Transistors T₁; T₂.

Vom Verbindungspunkt des Widerstandes R₉; R₁₀ mit der Diode D₁₁; D₁₂ führt einerseits ein Kondensator C₃; C₄ gegen Masse und andererseits ein Widerstand R₇; R₈, dem eine Diode D₉; D₁₀ parallel geschaltet ist, zu dem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe IC₃; IC₄.

Der Kollektor des über einen Widerstand R₂₁; R₂₂ an positiver Versorgungsspannung liegenden Fototransistors des Optokopplers IC₁₃; IC₁₄ führt über eine Diode D₁₈; D₁₇ zu dem Ausgang des Komparators IC₁₆; IC₁₅.

Im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors T₁; T₂ wird an den Widerstand R₇; R₈ die positive Betriebsspannung (+15 V) gelegt, wodurch sich an der Anode der Diode D₁₁; D₁₂ eine um die Diodenschwelle höhere Spannung als am Kollektor des IGBT-Transistors T₁; T₂ einstellt. Bei ausgeschaltetem IGBT-Transistor T₁; T₂ trennt die Diode D₁₁; D₁₂ die Hochspannung von der U_CE-Überwachungsschaltung. Das asymmetrische RCD-Glied R₇, C₃, D₉; R₈, C₄, D₁₀ verzögert die Stromüberwachung (U_CE-Überwachung) solange, bis dynamische Überhöhungen der Kollektor-Emitter-Spannung während des Einschaltens abgeklungen sind.

Am Komparator IC₁₅; IC₁₆ wird die U_CE-Spannung des IGBT-Transistors T₁; T₂ mit der durch die Zenerdiode D₁₃; D₁₄ gebildeten Spannung verglichen. Bei Überschreiten dieser Ansprechspannung wird über ein Siebglied R₁₉, C₇; R₂₀, C₈, welches zwischen der Anode der Diode D₁₇; D₁₈ und Masse liegt, einerseits ein Speicher IC₅, IC₇; IC₆, IC₈ gesetzt und andererseits über den Optokoppler IC₁₃, IC₁₄ das Fehlersignal an den anderen Ansteuerkanal übertragen, wo gleichfalls der Fehlerspeicher IC₆, IC₈; IC₅, IC₇ gesetzt wird. Die angesprochenen Fehlerspeicher bestehen im vorliegenden Fall je aus zwei gekoppelten NAND- Gliedern IC₅, IC₇; IC₆, IC₈, wobei ein Eingang des ersten NAND-Gliedes IC₅; IC₆ über einen Widerstand R₂₃; R₂₄ an positiver Betriebsspannung und über einen Kondensator C₉; C₁₀ an Masse liegt.

Zur Überwachung der Versorgungsspannungen der beiden auf Hochspannungspotential liegenden Ansteuerungskanäle ist ein Transistor T₇, T₈ vorgesehen. Der Transistor T₇, T₈ weist einen Kollektorwiderstand R₂₅; R₂₆ auf, wobei der Kollektor einerseits über eine Diode D₁₉, D₂₀ mit einem Eingang des Speichers IC₅, IC₇; IC₆, IC₈ und andererseits mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes R₁₉; R₂₀ mit dem Kondensator C₇; C₈ verbunden ist. Die Basis des Transistors T₇; T₈ liegt über eine Zenerdiode D₂₁; D₂₂ an der negativen Versorgungsspannung (-5 V) und über einen Widerstand R₂₉; R₃₀ an der positiven Versorgungsspannung (+15 V), an welcher auch der Emitter über einen Widerstand R₂₇, R₂₈ liegt.

Somit wird die Versorgungsspannung mit Hilfe der eben beschriebenen Überwachungsspannung kontrolliert, da eine zu niedrige Versorgungsspannung eine zu geringe Spannung am Gate des IGBT-Transistors T₁; T₂ bedeutet, was zu einer Steigerung der Schaltverluste und somit zu einer unzulässigen Temperaturüberhöhung der IGBT-Transistoren führen kann.

Mit Hilfe der Zenerdiode D₂₁; D₂₂ wird die benötigte Referenzspannung gebildet und über die Diode D₁₉; D₂₀ wird der Speicher IC₅, IC₇; IC₆, IC₈ gesetzt. Eine vom Ausgang des Speichers IC₅, IC₇; IC₆, IC₈ zum nicht invertierenden Eingang des Komparators IC₁₅; IC₁₆ führende Diode D₁₅; D₁₆ bringt diesen Komparator zum Ansprechen, wodurch über dessen Ausgang die Übertragung des Fehlersignals zum anderen Ansteuerkanal analog zur Stromüberwachung der IGBT-Transistoren abläuft.

Die genannten Maßnahmen gewährleisten, daß auch im Fehlerfall die Zeitunterschiede beim Ausschaltvorgang minimiert werden, wodurch sich die geforderte symmetrische Spannungsaufteilung auf die beiden in Serie geschalteten IGBT-Transistoren ergibt und ein Schaltvorgang nur eines der beiden Transistoren verhindert wird.

Claims (3)

1. Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete, gesteuerte Schalter (T1, T2) eines getakteten Umrichters mit einer Anschlußspannung, die höher als die zulässige Betriebsspannung eines Einzelschalters ist, wobei die beiden Schalter (T1, T2) über zwei getrennte Ansteuerkanäle (K1, K2) von einem gemeinsamen Impulsgenerator (G) zur Erzeugung eines Rechteckimpulses im Gleichtakt getaktet sind und jeder Ansteuerkanal (K1; K2) eine Überwachungsschaltung (D13, IC15; D14, IC16) für die am Schalter (T1; T2) des entsprechenden Ansteuerkanals (K1; K2) liegende Spannung besitzt und die Überwachungsschaltung (D13, IC15; D14, IC16) bei Überschreiten eines vorgegebenen Naximalwertes der Spannung ein Sperrsignal an einer Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) auslöst, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (T1, T2) IGBT-Transistoren sind,
daß parallel zu der Kollektor- Gate-Strecke jedes IGBT-Transistors (T1; T2) eine Zener-Diode (D5; D6) in Reihe mit einer Diode (D7; D8) vorgesehen ist,
daß parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke jedes IGBT- Transistors ein Widerstand (R3; R4) zur statischen Spannungsaufteilung sowie eine RCD-Schaltung (R1, C1, D1; R2, C2, D2) geschaltet sind,
daß jeder Ansteuerkanal (K1; K2) eine Torschaltung (IC9; IC10) aufweist, die einerseits in Steuerabhängigkeit vom gemeinsamen Impulsgenerator (G) und andererseits von der Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) steht, die ihrerseits in Steuerabhängigkeit einerseits von der Überwachungsschaltung (D13, IC15; D14, IC16) desselben Ansteuerkanals (K1, K2) und andererseits der Überwachungsschaltung des anderen Ansteuerkanals steht, derart, daß bei Überschreiten des Maximalwerte der Spannung über einem Schalter die Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) ein Sperrsignal an die Torschaltung (IC9, IC10) abgibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerverbindung zwischen der Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) des einen Ansteuerkanals (K1, K2) und der Überwachungsschaltung (D13, IC15; D14, IC16) des jeweils anderen Ansteuerkanals mittels Optokoppler realisiert ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Überwachungsschaltung für die Betriebsspannung (D21, T7; D22, T8) jedes Ansteuerkanals (K1, K2) vorgesehen ist, welche bei Unterschreiten eines vorgegebenen Minimalwertes der Betriebsspannung über die Speicherschaltungen (IC5, IC7; IC6, IC8) ein Sperrsignal an die Torschaltungen (IC9, IC10) abgeben.