DE19621076C2 - Vorrichtung und Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten

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Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten, insbesondere eine Diebstahlschutzvorrichtung für ein Kraftfahrzeug, bei der Energie oder Daten zwischen einer stationären Einheit im Kraftfahrzeug und einem tragbaren Transponder ausgetauscht werden.
Derartige Vorrichtungen bestehen zumeist aus einer stationä­ ren Einheit und einer tragbaren Einheit (Transponder), die zum Beispiel auf einer Chipkarte oder einem Schlüssel ange­ ordnet ist. Die stationäre Einheit übermittelt hierbei Ener­ gie an den Transponder, wodurch Daten von dem Transponder zu­ rückgesendet werden. Hierzu ist vorwiegend ein induktiv (transformatorisch) gekoppeltes Spulenpaar vorgesehen, wobei jede Spule je einem Schwingkreis in der stationären Einheit und in dem Transponder zugeordnet ist. Die Daten- und Ener­ gieübertragung erfolgt dabei durch ein hochfrequentes Magnet­ feld, durch das in dem jeweils anderen Schwingkreis eine Schwingung angeregt wird.
Sowohl die stationäre Einheit als auch der Transponder können dabei Daten oder Energie sowohl senden als auch empfangen.
Bei derartigen Vorrichtungen zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten ist der Wirkungsgrad bekanntermaßen am höchsten, wenn die den Schwingkreis erregende Erregerfrequenz in etwa mit der Resonanzfrequenz des Schwingkreises überein­ stimmt. Aufgrund von Bauelementetoleranzen und Temperaturein­ flüssen kann sich jedoch die Resonanzfrequenz eines Schwing­ kreises verschieben. Es ist daher ein Abgleich des Schwing­ kreises, d. h. der Resonanzfrequenz, notwendig.
Bei einer bekannten Vorrichtung zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten (DE 38 10 702 C2) geschieht dieser Ab­ gleich eines Schwingkreises durch einen Regelkreis, durch den Kapazitätsdioden dem Schwingkreis hinzugeschaltet werden. Je nach Regelspannung ändert sich die Kapazität der Kapazitäts­ dioden, wodurch sich die Gesamtkapazität des Schwingkreises und damit die Resonanzfrequenz ändert. Mit einer solchen Vor­ richtung ist eine kontinuierliche Veränderung der Resonanz­ frequenz möglich.
Allerdings ist mit einer solchen Vorrichtung nur eine kapazi­ tive Änderung der Schwingkreiseigenschaften möglich. Da über­ dies die Sperrschicht bei Kapazitätsdioden die Funktion eines Kondensators übernimmt, ist mit einer solchen Vorrichtung nur eine geringe Änderung der Kapazitätswerte möglich. Außerdem weisen Kapazitätsdioden große Bauelementetoleranzen auf. Durch Temperatureinfluß ändert sich ihr Sperrverhalten und somit ihre Kapazität, wodurch das Einsatzgebiet solcher Kapa­ zitätsdioden sehr beschränkt ist.
Bei einer weiteren bekannten Vorrichtung (DE 44 38 287 C1) werden mehrere Kondensatoren parallel zu dem Schwingkreis ge­ schaltet, um die Resonanzfrequenz an die Erregerfrequenz an­ zupassen. Mit einer solchen Vorrichtung ist jedoch keine kon­ tinuierliche, sondern nur eine stufenweise Anpassung des Schwingkreises möglich.
Das Problem der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrich­ tung und ein Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Daten oder Energie zu schaffen, bei dem die Resonanzfrequenz eines Sende-/Empfangsschwingkreises kontinuierlich und in einem weiten Bereich geändert werden kann.
Dieses Problem wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der Patentansprüche 1 und 4 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Mit der vorliegenden Erfindung kann die Resonanzfrequenz ei­ nes Schwingkreises auf einfache Weise kontinuierlich verän­ dert werden. Der Schwingkreis kann dabei sowohl kapazitiv als auch induktiv durch eine nur phasenweise zuschaltbare Impe­ danz verändert werden. Als Impedanzen können Kapazitäten oder Induktivitäten verwendet werden, deren Grundwerte infolge von Temperatureinflüssen gegenüber Halbleiterbauelementen nur ge­ ring variieren. Außerdem sind solche Impedanzen nur mit ge­ ringen Bauelementetoleranzen behaftet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der in der Zeichnung dargestellten schematischen Figuren nä­ her erläutert. Es zeigen:
Fig. 1: ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrich­ tung,
Fig. 2a bis 2d: Ausführungsbeispiele der Vorrichtung nach Fig. 1,
Fig. 3: eine Schaltungsanordnung (Ersatzschaltbild) zum Ver­ ändern der Resonanzfrequenz eines Schwingkreises und
Fig. 4a bis 4h: Signaldiagramme der Schaltungsanordnung nach Fig. 3.
Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten weist einen LC-Schwingkreis (Fig. 1) auf (Reihenschwingkreis oder Parallelschwingkreis), der aus einem Widerstand R einem Kondensator C und einer Spule L be­ steht. Der Schwingkreis wird durch einen Generator oder Os­ zillator 1 mit einer Erregerfrequenz fE zu einer Schwingung angeregt.
Durch eine solche Schwingung wird ein magnetisches Wechsel­ feld zum Aussenden von Energie oder Daten erzeugt. Überdies kann ein solcher Schwingkreis auch durch ein externes, magne­ tisches Wechselfeld zum Schwingen angeregt werden, wodurch Energie oder Daten von außen empfangen werden.
Jeder Schwingkreis besitzt eine Eigenfrequenz oder auch Reso­ nanzfrequenz fR genannt, die durch die Induktivität der Spule L und die Kapazität des Kondensators der verwendeten Bauele­ mente des Schwingkreises (Gesamtimpedanz) bestimmt wird:
Bei einem Serien- oder Parallelschwingkreis wird die Reso­ nanzfrequenz fR im wesentlichen durch die Induktivität der Spule L und durch die Kapazität des Kondensators C bestimmt. Der Widerstand R hat im wesentlichen keinen Einfluß auf die Resonanzfrequenz fR. Aus diesem Grund wird der Widerstand R bei der folgenden Betrachtung vernachlässigt.
Zum Aussenden von Energie oder Daten wird der Schwingkreis durch den Oszillator 1 mit einer Erregergröße zu einer Schwingung mit der Erregerfrequenz fE gezwungen. Als Erreger­ größe kann die Ausgangsspannung u oder der Ausgangsstrom i des Oszillators 1 verwendet werden. Zwischen dem Oszillator 1 und dem Schwingkreis kann zusätzlich noch ein (nicht darge­ stellter) Frequenzteiler angeordnet sein, der die Oszillator­ frequenz auf die gewünschte Erregerfrequenz fE herunterteilt.
Die erzeugte Schwingungsintensität (Amplitude) des auszusen­ denden oder des empfangenen Signals ist bekanntermaßen am größten, wenn der Schwingkreis mit der Erregerfrequenz fE gleich der Resonanzfrequenz fR erregt wird. Dies gilt sowohl für das Senden als auch das Empfangen von Energie oder Daten. Wenn die Erregerfrequenz fE der empfangenen Schwingung von der Resonanzfrequenz fR des Schwingkreises abweicht, so wird die empfangene Intensität kleiner.
Infolge von Bauteiletoleranzen, Alterung von Bauteilen oder Temperatureinflüssen kann sich die Resonanzfrequenz fR des Schwingkreises gegenüber der gewünschten Resonanzfrequenz fR verschieben. Optimale Bedingungen zum Übertragen und Empfangen von Daten oder Energie werden dann erzielt, wenn die Re­ sonanzfrequenz fR in etwa mit der Erregerfrequenz fE überein­ stimmt. Hierzu wird erfindungsgemäß vorgesehen, die Impedanz des Schwingkreises durch kontinuierliches Hinzuschalten einer Abgleichimpedanz ZAR so zu verändern, daß die Resonanzfre­ quenz fR an die Erregerfrequenz fE angepaßt wird.
Hierzu wird die Verstimmung, das heißt der Differenz zwischen der Erregerfrequenz fE und der Resonanzfrequenz fR, gemessen und abhängig davon wird die Abgleichimpedanz ZAR über eine Steuervorrichtung 2 und einen Schalter 3 dem Schwingkreis in bestimmten Zeitintervallen, d. h. nur phasenweise, effektiv hinzu- oder weggeschaltet. Die effektive Größe der so gesteu­ erten Abgleichimpedanz ZAR ist dabei stufenlos veränderlich und derart bestimmt, daß sich eine neue Resonanzfrequenz fR ergibt, die an die Erregerfrequenz fE angepaßt ist. Der Schwingkreis kann mit Hilfe der Steuervorrichtung 2 auch auf einen fest vorgegebenen Verstimmungsgrad eingeregelt werden.
In den Fig. 2a bis 2d sind verschiedene Variationsmöglich­ keiten dargestellt, wie die Gesamtimpedanz des Schwingkreises verändert werden kann. So kann eine Abgleichspule LAR in Se­ rie (Fig. 2a) oder parallel (Fig. 2b) zu der Spule L ange­ ordnet sein. Ebenso kann ein Abgleichkondensator CAR in Serie (Fig. 2c) oder parallel (Fig. 2d) zu dem Kondensator C des Schwingkreises angeordnet sein.
Beispielsweise kann bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2d eine effektive Kapazität CAReff des Abgleichkondensators CAR, die infolge einer nur phasenweise Ansteuerung des Abgleich­ kondensators CAR erzielt wird, mit Hilfe der Fourier-Analyse des durch den Abgleichkondensator CAR fließenden Stroms ein­ fach ermittelt werden. Die resultierende Gesamtkapazität CRes, die die Resonanzfrequenz fR bestimmt, errechnet sich in die­ sem Fall zu:
CRes = CAReff + C
Bei diesen Variationsmöglichkeiten (Fig. 2a bis 2d) sind jedoch Zusatzschaltelemente unberücksichtigt, die beispiels­ weise zum Schalten einer Induktivität oder Kapazität notwen­ dig sind. Solche Zusatzschaltelemente sind z. B. Freilaufdi­ oden. Für die Erfindung sind diese Zusatzschaltelemente je­ doch unwesentlich.
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbei­ spiels näher erläutert, bei dem ein Abgleichkondensator CRA - wie in Fig. 2d dargestellt - als Abgleichimpedanz ZAR paral­ lel zu dem Kondensator C des Schwingkreises angeordnet ist.
In der Fig. 3 ist Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanord­ nung dargestellt, mit der die Abgleichimpedanz ZAR zeitlich gesteuert dem Schwingkreis stufenlos hinzu- oder weggeschal­ tet werden kann. Der Schwingkreis, der im wesentlichen aus der Spule L und dem Kondensator C besteht, wird von dem Os­ zillator 1 mit der Erregerfrequenz fE zum Schwingen angeregt. Der Oszillator 1 erzeugt dabei eine Rechteckschwingung mit der festen Erregerfrequenz fE.
Abhängig von den Bauelementen, d. h. der Spule L und dem Kon­ densator C, sowie der Güte des Schwingkreises stellt sich zwischen der Spule L und dem Kondensator C eine Schwing­ kreisspannung UA (vgl. auch Fig. 4a) mit einer bestimmten Schwingungsamplitude und einer Phase in Bezug zu der Phase der Oszillatorspannung UO ein. Die Amplitude und die Phase der Schwingkreisspannung UA hängen dabei von der Verstimmung des Schwingkreises, d. h. von der Differenz zwischen der Erre­ gerfrequenz fE und der Resonanzfrequenz fR ab.
Wenn die Resonanzfrequenz fR gleich der Erregerfrequenz fE (im folgenden als Resonanzfall bezeichnet) ist, dann ist die Phase der Schwingkreisspannung UA aufgrund der Phasenver­ schiebung durch die Spule L um 90° nacheilend gegenüber der Phase der Oszillatorspannung UO. Dies ist unabhängig von der Güte des Schwingkreises.
Die Oszillatorspannung UO wird direkt am Oszillator 1 abge­ griffen und als Referenzwert einem EXOR-Gatter 4 zugeführt (vgl. Fig. 4c). Ebenso wird die Schwingkreisspannung UA zwi­ schen der Spule L und dem Kondensator C abgegriffen, über ei­ nen Schmitt-Trigger 5 digitalisiert und ebenfalls dem EXOR- Gatter 4 zugeführt(vgl. Fig. 4d). Somit werden die Phase der Oszillatorspannung UO mit der Phase der Schwingkreisspannung UA miteinander verglichen, um ihre Phasendifferenz und der daraus sich ergebenden Differenz zwischen der Resonanzfre­ quenz fR und der Erregerfrequenz fE festzustellen.
Am Ausgang des EXOR-Gatters 4 steht ein Phasensignal Uϕ (vgl. Fig. 4e) mit einer Phase ϕ und einer Amplitude ϕ (Gleich­ spannungsanteil nach einem Tiefpaß 6) zur Verfügung. Das Pha­ sensignal Uϕ ist abhängig von der Phasenverschiebung ϕ zwi­ schen der Schwingkreisspannung UA und Oszillatorspannung UO. Das Phasensignal Uϕ weist eine Frequenz f auf, die der dop­ pelten Erregerfrequenz fE (f = 2fE) entspricht.
Der gemessene Gleichspannungsanteil ϕ und ein vorgegebenes Sollwertsignal ϕ* (Referenzwert), das einer Gleichspannung entspricht, wobei deren Amplitude der Amplitude ϕ im Reso­ nanzfall entspricht, werden einem Regler 7 zugeführt. Der Regler 7 erzeugt an seinem Ausgang ein Regelsignal Uts und steuert mit diesem Signal ein flankengetriggertes Monoflop 8, durch das ein Steuersignal Uτ (vgl. Fig. 4f) mit Steuerim­ pulsen der Zeitdauer τ festgelegt werden.
Das Monoflop 8 wird mit jeder fallenden Flanke des Phasensi­ gnals Uϕ, das heißt bei jedem Nulldurchgang der Schwing­ kreisspannung UA (vgl. Fig. 4a) gestartet. Am Ausgang des Monoflops 8 steht ein Steuersignal Uτ an, durch das ein D- Flipflop 9 durch seine fallende Flanke getaktet wird. Am D- Eingang des D-Flipflops 9 liegt die digitalisierte Schwing­ kreisspannung UA an, durch die - zum Zeitpunkt einer fallen­ den Flanke des Steuersignals Uτ - die Zustände der Ausgänge Q und Q des D-Flipflops 9 bestimmt werden (vgl. Fig. 4g und 4h).
Die Ausgänge Q und Q des D-Flipflops 9 sind mit Schalter SN und SP verbunden, durch die der Abgleichkondensator CAR über Dioden DN und DP gegen Masse und infolgedessen zu dem Schwingkreis hinzu- oder weggeschaltet wird.
Anhand der Fig. 4a bis 4h wird im folgenden das erfin­ dungsgemäße Verfahren näher erläutert. Dabei sind in der Fig. 4a die Schwingkreisspannung UA (dünne Kurve in der Fig. 4a) und die Abgleichspannung uCAR (fette Kurve in der Fig. 4a), die über dem Abgleichkondensator CAR anliegt, darge­ stellt. Den Verlauf des Ladestroms iCAR, der in den Abgleich­ kondensator CAR fließt und ihn somit auflädt, zeigt Fig. 4b. Die Oszillatorspannung UO und die digitalisierte Schwing­ kreisspannung UA sind in den Fig. 4c bzw. 4d gezeigt. Das Phasensignal Uϕ ist in der Fig. 4e und das Steuersignal Uτ ist in der Fig. 4f dargestellt. Die Fig. 4g und 4h zeigen Steuerimpulse für die Schalter SN bzw. SP.
Zum Zeitpunkt t0 sei der Schalter SP geschlossen. Der Ab­ gleichkondensator CAR ist somit dem Kondensator C des Schwingkreises parallel zugeschaltet. Die Spannung UACR an dem Abgleichkondensator CAR folgt der Schwingkreisspannung UA bis zum Zeitpunkt t1 (dies entspricht der Zeitdauer τ; vgl. Fig. 4a und 4f). Der Abgleichkondensator CAR ist nun auf die Spannung A . sin(2πfE . τ) aufgeladen. Durch Umschalten der Schalter SN und SP (SN wird leitend und SP wird offen) nach der Zeitdauer τ (zum Zeitpunkt t1) wird ein weiteres Aufladen des Abgleichkondensators CAR unterbunden, da die Diode DN sperrt, wenn die Schwingkreisspannung UA größer ist als die Abgleichspannung uCAR. Und da die Ladung des Abgleichkondensa­ tors CAR dann konstant bleibt, erhöht sich das Spannungspo­ tential im Knotenpunkt, wenn die Schwingkreisspannung UA wei­ ter ansteigt.
Da der Schalter SN leitend geschaltet ist, kann zum Zeitpunkt t2 (Fig. 4a) ein negativer Ladestrom iCAR über die Diode DN und den Schalter SN einsetzen, sobald die Schwingkreisspan­ nung UA die Abgleichspannung uCAR unterschreitet. Denn dann liegt der Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltern SN und SP wieder auf Masse. Der negative Ladestrom iCAR wird zum Zeit­ punkt t3 durch erneutes Umschalten nach der Zeitdauer τ nach dem Nulldurchgang der Schwingkreisspannung UA (Ausschalten des Schalters SN) unterbrochen und kann zum Zeitpunkt t4 wie­ der in positiver Richtung über die Diode DP und den Schalter SP einsetzen.
Zum Zeitpunkt t5 wird der Ladevorgang erneut unterbrochen (Einschalten des Schalters SN und Ausschalten des Schalters SP). Somit ergeben sich für den Ladestrom iCAR, der den Ab­ gleichkondensator CAR auflädt, beidseitig angeschnittene Co­ sinusverläufe (vgl. Fig. 4b, fett dargestellte Kurve), so daß der Abgleichkondensator CAR nur teilweise wirksam dem Schwingkreis zugeschaltet ist (es wirkt nur seine effektive Kapazität CAReff).
Die Anschnittbreite wird über die Zeitdauer τ gesteuert. Je größer die Zeitdauer τ wird, desto länger fließt der Lade­ strom iCAR. Je kürzer die Zeitdauer τ wird, desto weniger La­ destrom iCAR (d. h. kleinere Ladung des Abgleichkondensators CAR) fließt durch den Abgleichkondensator CAR. Da der Lade­ strom iCAR durch die Kapazität des Abgleichkondensators CAR und die zeitliche Ableitung der Abgleichspannung uCAR defi­ niert ist (iCAR = CAR . duCAR/dt), ergibt sich aus der Umkehrung davon, daß die Ladung und somit wirksame Kapazität CAReff des Abgleichkondensators CAR durch den zeitabhängigen Ladestrom iCAR, und damit durch die Zeitdauer τ bestimmt wird.
Da die Zeitdauer τ abhängig von der Differenz der Erregerfre­ quenz fE und der Resonanzfrequenz fR ist, wird der Schwing­ kreis infolgedessen durch die Erfindung stufenlos und automa­ tisch abgeglichen. Es kann also über die Zeitdauer τ die Wirksamkeit des Abgleichkondensators CAR und somit die Reso­ nanzfrequenz fR stetig gesteuert werden. Daher ist bei Zu­ schalten des Abgleichkondensators CAR nicht sein voller Kapa­ zitätswert wirksam, sondern nur ein dem Ladestrom iCAR ent­ sprechender Teil davon, wodurch die effektive Kapazität CAReff bewirkt wird.
Wenn die Zeitdauer τ größer wird, so liegen die Zeitpunkte t1 und t2 sowie t5 und t6 nahe beieinander, während gleichzeitig der Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 bzw. t4 und t5 größer wird. Umgekehrt wird der Zeitraum zwischen den Zeit­ punkten t0 und t1 kleiner, wenn die Zeitdauer τ kleiner wer­ den soll.
Es sei nun angenommen, daß der Schwingkreis nach unten ver­ stimmt ist, d. h. die Summe aus der Kapazität des Kondensa­ tors C und dem wirksamen Anteil der Kapazität des Abgleich­ kondensators CAR sei zu groß. Dies hat zur Folge, daß die Schwingkreisspannung UA gegenüber der Oszillatorspannung UO um mehr als 90° in der Phase nacheilt. Das sich am Ausgang des EXOR-Gatters 4 ergebende Phasensignal Uϕ hat ein Impuls- Pausenverhältnis von größer als 50%. Der Gleichspannungsan­ teil ϕ ist somit größer als der Referenzwert ϕ *. Der Regler 7 erhält eine negative Regelabweichung und steuert seine Re­ gelsignal Uts zurück. Die daraus resultierende Zeitdauer τ wird auf diese Weise geringer und der wirksame Anteil des Ab­ gleichkondensators CAR mit Hilfe des Ladestroms iCAR so weit reduziert, bis die Resonanzfrequenz fR erreicht ist.
Der Abgleichkondensator CAR wird also dadurch dem Schwing­ kreis hinzugeschaltet, daß der Abgleichkondensator CAR durch den Ladestrom iCAR phasenanschnittgesteuert geladen wird. Dies bedeutet, daß der Ladestrom iCAR nicht während der gesamten Periodendauer TE der Schwingung wirksam fließt, sondern nur während einiger von der Zeitdauer τ abhängigen Phasenab­ schnitte. Der Abgleichkondensator CAR wird also nicht voll­ ständig geladen, so daß nur ein Teil seiner Kapazität wirksam wird und auf den Schwingkreis einwirkt. Wenn ein Abgleichkon­ densator CAR mit einem höheren Gesamtwert eingesetzt wird, so ist folglich der wirksame Anteil und auch der Regelbereich größer. Wird nur ein kleiner Abgleichkondensator CAR verwen­ det, so kann nur in einem kleinen Kapazitätsbereich die Ge­ samtkapazität des Schwingkreises geändert werden.
Die Verwendung eines Kondensators als Abgleichimpedanz ZAR hat den Vorteil, daß ein kostengünstiges Bauelement als Ab­ gleichelement für den Schwingkreis dient. Die Bauelementeto­ leranzen des Abgleichkondensators CAR haben keinen Einfluß auf die Abstimmung, da diese über die Steuervorrichtung 2 ausgeregelt werden können.
Bei der Dimensionierung des Schwingkreises kann beispielswei­ se der Kondensator C in seinem Kapazitätswert kleiner dimen­ sioniert werden, so daß auf jeden Fall ein Teil des Abgleich­ kondensators CAR wirksam zu dem Kondensator C hinzugeschaltet werden muß, damit die Resonanzfrequenz fR eingeregelt werden kann. Dadurch wird erreicht, daß ein Stellbereich für die Re­ sonanzfrequenz fR erzielt wird, wie er durch eine Zuschaltung von ±½CAR erreicht würde. Daher kann die Gesamtkapazität des Schwingkreises größer und auch kleiner werden.
Die Größe des Abgleichkondensators CAR und des Kondensators C des Schwingkreises wird so bestimmt, daß bei den zu erwarten­ den Bauteiletoleranzen und Temperatureinflüssen noch ein Ab­ gleich des Schwingkreises sicher möglich ist. So können die Kapazitätswerte für CAR und C so gewählt werden, daß die fol­ gende Bedingung sicher erfüllt ist (ausgehend von einer ge­ wünschten Erregerfrequenz fE und bei Parallelschaltung des Abgleichkondensators CAR):
Vorteilhaft ist es, diese Vorrichtung bei einer Diebstahl­ schutzvorrichtung (nicht in der Zeichnung dargestellt) für ein Kraftfahrzeug einzusetzen. Insbesondere kann die erfin­ dungsgemäße Vorrichtung bei einer Wegfahrsperre eingesetzt werden. Hierzu ist ein erster Schwingkreis in einem Schloß (Schloßschwingkreis), vorzugsweise in dem Zündschloß angeord­ net und wird von einem Oszillator 1 angesteuert. In einer er­ sten Phase werden Energiesignale erzeugt, die durch ein ma­ gnetisches Wechselfeld über die Spule des Schloßschwingkrei­ ses ausgesendet werden.
Ein tragbarer Transponder, der auf einer Chipkarte oder einem Zündschlüssel angeordnet ist, weist ebenfalls einen Schwing­ kreis (Schlüsselschwingkreis) auf. Wenn die Spule des Schlos­ ses und des Transponder nahe beieinander angeordnet sind, so findet eine transformatorische Übertragung von Energie und Daten statt.
Der Schwingkreis des Schlosses sendet die Energiesignale aus, die den Schlüsselschwingkreis zum Schwingen anregen. Diese Schwingung wird durch eine schlüsselspezifische Codeinforma­ tion moduliert. Das somit erzeugte hochfrequente Magnetfeld wirkt auf den Schloßschwingkreis zurück und erregt seiner­ seits dort eine Schwingung.
Die im Schloßschwingkreis erregte modulierte Schwingung wird von einer Auswerteeinheit erfaßt. Die Codeinformation wird daraus demoduliert, in einem Komparator mit einer Sollcodein­ formation verglichen und bei Übereinstimmung wird ein Freiga­ besignal an die Wegfahrsperre gesendet. Somit weist der Transponder seine Berechtigung zum Starten des Kraftfahrzeugs nach.
Sowohl im Schloßschwingkreis als auch im Schlüsselschwing­ kreis kann unabhängig voneinander ein erfindungsgemäßer Ab­ gleich der Resonanzfrequenz fR stattfinden. Wenn die Reso­ nanzfrequenz fR des Schloßschwingkreises nicht mit der Erregerfrequenz fE des Oszillators 1 übereinstimmt, so wird die Resonanzfrequenz fR erfindungsgemäß geändert. Wenn die Reso­ nanzfrequenz fR des Schlüsselschwingkreises nicht mit der Frequenz der übertragenen Energiesignale übereinstimmt, so wird die Resonanzfrequenz fR des Schlüsselschwingkreises ge­ ändert. Und wenn dann die Resonanzfrequenz fR des Schloß­ schwingkreises nicht mit der Frequenz der übertragenen Code­ signale übereinstimmt, so kann nochmals die Resonanzfrequenz fR des Schloßschwingkreises verändert werden.
Hierzu wird dementsprechend der Abgleichkondensator CAR eines jeden Schwingkreises phasenanschnittgesteuert jeweils dem Schwingkreis zugeschaltet. Zuvor wird jedoch die Verstimmung des Schwingkreises über die Phasenverschiebung zwischen der Anregung und der Schwingung erfaßt.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung und das Verfahren zum Über­ tragen von Energie oder Daten kann auch bei weiteren Vorrich­ tungen verwendet werden, bei denen Schwingkreise zum Übertra­ gen oder Empfangen von Signalen eingesetzt werden.
Die Steuervorrichtung 2 mit dem Regelkreis zum Ändern der Re­ sonanzfrequenz fR kann dabei sowohl analog als auch digital realisiert werden. Ein Ausführungsbeispiel in Analogtechnik ist in der Fig. 3 dargestellt. Ebenso kann der Abgleichkon­ densator CAR auch digital über einen Mikroprozessor gesteuert hinzu- oder weggeschaltet werden.
Die Steuervorrichtung 2, die aus dem Schmitt-Trigger 5, dem EXOR-Gatter 4, dem Tiefpaß, dem Regler 7, dem Monoflop 8 und dem D-Flipflop 9 besteht, kann auch als integrierter Schalt­ kreis ausgebildet sein. Ebenso können die Schalter SN und SP in Form von Schalttransistoren sowie die Dioden DN und DP in­ tegriert sein.
Alle Bauelemente müssen dabei eine Spannungsfestigkeit von z. T. mehreren hundert Volt aufweisen, da die Schwingkreisspannung UA bei Verwendung in einem Diebstahlschutzsystem ei­ ne maximale Amplitude von etwa 100 V erreicht.
Mit dieser Vorrichtung kann somit auf einfache Weise die Ver­ stimmung des Schwingkreises gemessen sowie automatisch und stufenlos ausgeregelt werden. Auch ist abhängig von dem Ab­ gleichkondensator CAR ein großer Regelbereich möglich, da Kondensatoren mit sehr hohen Kapazitätswerten einfach und billig hergestellt werden können.

Claims (4)

1. Vorrichtung zum induktiven Übertragen von Energie oder Da­ ten mit
  • - einem Schwingkreis (R, L, C), der von einer Erregereinheit mit einer Erregerfrequenz (fE) zum Schwingen angeregt wird, wodurch ein magnetisches Wechselfeld zum Aussenden von Energie oder Daten erzeugt wird, und dessen Resonanzfre­ quenz (fR) durch seine Bauteile (L, C) bestimmt wird,
  • - mit einer Meßeinrichtung (4, 6) zum Messen der Differenz zwischen der Resonanzfrequenz (fR) und der Erregerfrequenz (fE),
  • - mit einer Regeleinrichtung (7), die mit der Meßeinrichtung (4, 6) verbunden ist, zum Erzeugen eines Steuersignals (Uts),
dadurch gekennzeichnet, daß sie eine in ihrem Impedanzwert feste Impedanz (ZAR; CAR) auf­ weist, die einerseits mit dem Schwingkreis (L, C) und ande­ rerseits mit einer Schalteinrichtung (SN, DN; SP, DP) verbun­ den ist und die dem Schwingkreis (L, C) mittels der Schalt­ einrichtung (SN, DN; SP, DP) über eine Zeitsteuereinheit (8, 9) abhängig von dem Steuersignal (Uts) phasenanschnittgesteu­ ert zugeschaltet wird.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (ZAR) ein Kondensator (CAR) ist, der parallel oder in Serie zu einem Kondensator (C) des Schwingkreises an­ geordnet ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (ZAR) eine Induktivität (LAR) ist, die parallel oder in Serie zu einer Spule (L) des Schwingkreises angeord­ net ist.
4. Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Da­ ten mit einem Schwingkreis (R, L, C), der mit einer Erreger­ frequenz (fE) zum Schwingen angeregt wird, wodurch ein magne­ tisches Wechselfeld zum Aussenden von Energie oder Daten erzeugt, und dessen Resonanzfrequenz (fR) durch seine Bauteile (L, C) bestimmt wird, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
  • - daß die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz (fR) und der Erregerfrequenz (fE) mit einer Meß- und Regeleinrich­ tung (4, 6, 7) gemessen wird, und abhängig davon ein Steu­ ersignal (Uts) erzeugt wird, und
  • - daß eine in ihrem Impedanzwert feste Impedanz (ZAR; CAR) dem Schwingkreis (L, C) mittels einer Schalteinrichtung (SN, DN; SP, DP) über eine Zeitsteuereinheit (8, 9) abhängig von dem Steuersignal (Uts) phasenanschnittgesteuert zugeschal­ tet wird.
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