JP4778432B2 - 周波数制御共振形コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、共振形コンバータに関する。本発明は、具体的には誘導結合電力伝送（ＩＣＰＴ）電源に適用されるが、この用途に限定されるものではない。

コンバータは、直流（ＤＣ）電気エネルギー源を交流（ＡＣ）電源に変換することを含めて、様々な電力変換および制御の分野について広く使用される。具体的には、電流入力共振形コンバータが、その効率やコンパクトさから、様々なＤＣ電源およびＡＣ電源に広く使用される。

電流入力共振形コンバータは、誘導結合電力伝送（ＩＣＰＴ）システムの用途において成功を収めている。他の用途には、誘導加熱がある。

共振形コンバータのこれらおよび他の用途において、望ましくない周波数シフトが生じることがあり、これは、負荷または回路パラメータの変化の影響を受ける。その結果、システムの電力伝達能力が著しく低下することがある。

これらの問題は、克服することができるが、このためには、複雑なＬＣ変換ネットワークを使用する第３世代（Ｇ３）電源など、実装するのが高価な複雑な設計を必要とする。

周波数シフトによって問題となる一例が、ＩＣＰＴシステムにおける共振形コンバータ電源である。これらのシステム（非接触電源としても知られている）は、材料処理、照明、および輸送の産業などの分野に負い顕著な利点を有していることが知られている。これらの電源の使用が特に有利である高電力システムや低電力システムの両方において多くの用途がある。

ＩＣＰＴシステムは、一般に電流入力共振形コンバータなどの共振形コンバータである電源から電流が供給される１次電路を有する。１つまたは複数の２次デバイス（ピックアップと呼ばれることがある）が、１次電路に隣接するが、電気的には絶縁されて配置される。ピックアップは、電圧が１次電路に生じる磁界によって誘起されるピックアップ・コイルを有し、例えば、電気モータ、照明、またはセンサなどの負荷を提供する。ピックアップ・コイルは、ピックアップへの電力伝達を増大させるために、同調キャパシタを使用して同調される。

各ピックアップが提供する負荷は、通常、変動または変化し、この負荷変化は、相互誘導結合により再び電源に反映され、電源周波数に影響を与える。この周波数ドリフトは、ピックアップに対して悪影響を及ぼすが、その理由は、各ピックアップの同調キャパシタが、ピックアップ・コイルをコンバータの共振周波数に同調させるからである。コンバータの共振周波数は変動して行くので、ピックアップに伝達される電力は減少し、その結果、システムの効率は低下する。特にＩＣＰＴ応用分野に適用される場合の電流入力プッシュ／プル共振形コンバータの構造および設計に関しては、オークランド・ユニサービシーズ・リミテッド（Ａｕｃｋｌａｎｄ ＵｎｉＳｅｒｖｉｃｅｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ）に譲渡された米国特許第５４５０３０５号明細書にて更なる情報を知ることができる。ＩＣＰＴシステム、そのようなシステムの電源、およびピックアップに関しては、オークランド・ユニサービシーズ・リミテッドに譲渡された米国特許第５２９３３０８号明細書にて更なる情報を知ることができる。

負荷の変化に応答してコンバータ回路の周波数を共振周波数、またはその近傍に維持するのに使用されてきた１つの手法は、共振回路に回路内外に切り替えられる複数のキャパシタを設けるものである。この手法は、最近発表された米国特許出願ＵＳ２００３／０２１０１０６号明細書において提案されている。複数の個々のキャパシタを共振回路の内外に切り替えることは、回路の周波数を段階的にのみ制御することができることを意味する。この手法は、高Ｑシステムでは特に不利であるが、その理由は、多くの別々のキャパシタが必要であり、コスト増となるとともに回路の複雑さが増すからである。また、システムが有効に機能するためには、負荷の変化が制限されなければならないことを意味する。
米国特許第５４５０３０５号明細書 米国特許第５２９３３０８号明細書 米国特許出願ＵＳ２００３／０２１０１０６号明細書

本発明の目的は、既存の構成に関連する欠点を克服し、あるいは少なくとも有用な代替案を提供する共振形コンバータを提供することである。

したがって、本発明は、一局面において、実質的に直流の電源に接続される入力端子と、共振回路と、前記入力端子から前記共振回路に選択的に電流を供給する第１スイッチング手段と、前記共振回路のリアクタンス性素子と関連付けられた第２スイッチング手段と、リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させるために第２スイッチング手段を制御するように動作可能なスイッチング制御手段とを含む共振形コンバータを提供する。

このコンバータは、前記共振回路の電圧または電流の位相を検出する位相検出手段を含むことができ、それにより、前記制御手段は、検出された位相に応じて前記リアクタンス性素子を前記共振回路に電気的に接続し、または前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である。

前記リアクタンス性素子は、前記共振回路と直列または並列に接続される素子とすることができるインダクタまたはキャパシタからなる。このリアクタンス性素子がインダクタである場合、当該リアクタンス性素子はＩＣＰＴシステムの１次電路を含むか、または誘導加熱デバイスの誘導素子を含むことが可能である。前記リアクタンス性素子がキャパシタである場合、共振回路同調キャパシタを含むことが可能である。

前記位相検出手段は、共振回路の電圧を検出することが可能であり、前記スイッチング制御手段は、電圧ゼロ交差検出後、所定の時間経過と同時にインダクタを共振回路に電気的に接続するために、第２スイッチング手段を切り替えるように動作可能である。リアクタンス性素子がキャパシタである場合、電圧ゼロ交差検出後、所定の時間経過と同時に共振回路から分離されることが可能である。

前記周波数検出手段は、共振回路の周波数を検出するために使用でき、それにより、前記制御手段は、共振回路の周波数を変化させるために、検出された周波数に応じて前記リアクタンス性素子を電気的に共振回路に接続し、または共振回路から分離するように、第２スイッチング手段を作動させることが可能である。この位相検出手段は、前記の回路周波数を検出するのに使用できる。

本発明の好ましい実施形態においては、前記制御手段は、ほぼ０電気角度とほぼ１８０電気角度との間において、所定の時間を変化させることができる。誘導性無効成分では、範囲は、ほぼ９０電気角度とほぼ１５０電気角度との間である。容量性無効成分では、要素は、ほぼ０電気角度とほぼ９０電気角度との間の範囲である所定の時間で、共振回路から分離されることが可能である。

本発明の好ましい実施形態においては、前記制御手段は、ほぼ０電気角度とほぼ１８０電気角度との間において、所定の時間を変化させることができる。誘導性リアクタンス性素子では、範囲は、ほぼ９０電気角度とほぼ１５０電気角度との間である。容量性リアクタンス性素子では、要素は、ほぼ０電気角度とほぼ９０電気角度との間の範囲である所定の時間で、共振回路から分離されることが可能である。

本発明はまた、実質的に直流の電源に接続される入力端子と、ＩＣＰＴシステムの１次電路を含む共振回路と、入力端子から共振回路に電流を選択的に供給する第１スイッチング手段と、共振回路のリアクタンス性素子に関連付けられた第２スイッチング手段と、前記リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させるために第２スイッチング手段を制御するように動作可能であるスイッチング制御手段とを含む電流入力プッシュ・プル共振形コンバータをも提供する。

他の態様において、本発明は、以下を含むＩＣＰＴシステムをも提供する。
ａ．ＩＣＰＴシステムの１次電路を含む共振回路と、入力端子から共振回路に電流を選択的に供給する第１スイッチング手段と、共振回路のリアクタンス性素子に関連付けられた第２スイッチング手段と、リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させるために第２スイッチング手段を制御するように動作可能であるスイッチング制御手段とを備える共振形コンバータからなる電源
ｂ．それぞれが、ピックアップ・コイルおよび同調キャパシタからなるピックアップ共振回路を有し、それにより、１次電路からの電力を１次電路とコイルとの間の相互誘導によってピックアップに伝達することが可能である、１つまたは複数の２次側ピックアップ

この１次電路は、１つまたは複数の集中インダクタンス、あるいは１つまたは複数の分布インダクタンスを含むことが可能である。また、この１次電路は、アモルファス磁性材料に隣接して取り付け、好ましい磁束通路を提供することもできる。

同様に、前記ピックアップには、ピックアップ・コイルに隣接するアモルファス磁気材料を含め、好ましい磁束通路を提供することができる。前記ピックアップは、電池なしとすることが可能である。また、スーパー・キャパシタを含むことも可能である。

他の局面において、本発明は、誘導性無効成分および容量性無効成分を備える共振回路を有する共振形コンバータの周波数を安定させる方法を提供する。この方法は、前記共振回路の電圧または電流の位相を検出し、無効成分の実効インダクタンスまたはキャパシタンスを変化させ、それにより共振回路の共振周波数を制御するように、当該検出された位相に応じて、前記無効成分の１つを前記共振回路の内外に選択的に切り替えるステップを含む。

他の局面において、本発明は、誘導性リアクタンス性素子および容量性リアクタンス性素子を備える共振回路を有する共振形コンバータの周波数を安定させる方法を提供する。この方法は、リアクタンス性素子の実効インダクタンスまたはキャパシタンスを変化させ、それにより共振回路の周波数を制御するように、前記リアクタンス性素子の１つを前記共振回路の内外に選択的に切り替えるステップを含む。

共振回路の電圧または電流の位相は、リアクタンス性素子を共振回路に接続し、または共振回路から分離するときを決定するために検出され、使用されることが可能である。

本発明は、本明細書において開示される任意の新しい部分、特徴、または要素、あるいはそのような部分、特徴、または要素の任意の新しい組合せからなると広範に規定することも可能である。

以下、添付図面を参照して本発明の一実施形態の１つまたは複数の例について説明する。
図１は、公知のＩＣＰＴ電源システムの一般的な図である。
図２は、公知のプッシュ／プル電流入力並列共振形コンバータの回路図である。
図３は、図２のコンバータについて、時間に対する注入電流および共振容量電圧のプロットを示す図である。
図４は、本発明による位相制御可変インダクタの回路図である。
図５ａは、電源電圧に対する図４の制御インダクタの電流波形を示す図である。
図５ｂは、電源電圧に対する図４の制御インダクタの電流波形を示す図である。
図５ｃは、電源電圧に対する図４の制御インダクタの電流波形を示す図である。
図６は、図４の制御インダクタについて、遅れ角に対する等価インダクタンスの変化をプロットした図である。
図７は、図４の位相制御可変インダクタを含むＩＣＰＴ電源に適したプッシュ／プル電流入力共振形コンバータの回路図である。
図８は、共振電圧に対する図７の回路における制御インダクタの通常の電流波形をプロットした図である。
図９は、制御可変キャパシタを含むＩＣＰＴ電源に適したプッシュ／プル電流入力共振形コンバータの回路図である。
図１０ａは、図９の制御可変キャパシタに関する電圧および電流の波形を示す図である。
図１０ｂは、図９の制御可変キャパシタに関する電圧および電流の波形を示す図である。
図１１は、ＩＣＰＴシステムの集中１次電路を含む装置の斜視図である。
図１２は、ＩＣＰＴシステムの１次電路の別の形態を示す図である。

図１には、誘導結合電力伝送（ＩＣＰＴ）システムの基本的な構成が示されている。このような電源は、しばしば非接触電源システムとも呼ばれる。このシステムは、一般に、２つの電気絶縁部分からなる。第１部分は、電気エネルギー源に接続される入力端子４を有する共振形コンバータ２などの電源からなる。この例では、入力端子４は、５０Ｈｚの主電源に接続されることが可能である。第１部分はまた、共振形コンバータ２から交流が供給される１次電路６を含む。この１次電路６は、一般に、細長い「トラック」またはケーブルの形態であり、これに沿って、第２部分の１つまたは複数が配置される。しかし、１次電路６は、導電材料のコイルを備えることが可能である。この例では、コンバータの主な機能は、トラック・ループにおいて公称一定の高周波数（たとえば、４０ｋＨｚ）ＡＣ電流を供給することである。第２部分は、それぞれがピックアップ・コイル１０を含む１つまたは複数のピックアップ８からなる。ピックアップはまた、トラック・ループからピックアップへの電力伝送を制御するコントローラ１２を含む。好適なコントローラは、オークランド・ユニサービシーズ・リミテッドに譲渡された米国特許出願５２９３３０８号（ボーイズ）に記載されているように、１次電路からピックアップを実質的に分離するために、短絡スイッチを含むことが可能である。電力は、負荷１４に供給される。

１次電路６と２次ピックアップ・コイル１０との間の磁気結合によって、起電力が、ピックアップ・コイル１０において誘起される。そして、この電圧は、２次電源の源となる。

共振形コンバータ２は、しばしば電流入力並列共振形コンバータである。これらは、より高効率でコンパクトであるので、実際のＩＣＰＴ電源に広く使用される。経済的な理由で、大規模なＤＣインダクタが、閉ループ電流制御を使用する代わりに、準電流源（定常状態にある）を形成するように、一般に電圧源と直列に使用される。

図２は、公知のプッシュ／プル電流入力並列共振形コンバータの基本構成を示す。このコンバータは、インダクタＬおよびこれと直列に接続された負荷Ｒと、これらに並列に接続されたキャパシタＣからなる。直列負荷Ｒは、２次電力ピックアップ回路から基準とされる等価抵抗とすることができる。ＤＣインダクタＬｄは、入力電流を平滑化し、分割変圧器Ｋは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２（例えばＩＧＢＴ）と共に、「電流源」からの入力ＤＣ電流を２つの方向に分割し、それにより、共振タンクに注入されるＡＣ電流は、ＤＣ電流の２分の１になる。これは、分割変圧器巻き線Ｌｓｐのインダクタンスが、共振インダクタＬのそれと比較して非常に大きいために生じる。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、電流を共振回路に供給するために、当業者にとって公知のコントローラによって選択的にまたは周期的に切り替えられる。

この回路では、タンク回路の両端の交流電圧が、ＤＣ電圧Ｖｄの約２倍であることがわかる。また、高Ｑシステムでは、トラック・インダクタの電流は、ほぼ一定であり、以下によって与えられることもわかる（高調波を無視する）。

Ｑが３より大きい場合、無負荷から全負荷までの電流降下は５．１３％未満であることが上式から計算できる。しかし、このことは、動作周波数がほぼ一定であるときのみ正しい。実際には、電流入力共振形コンバータ電源では、回路の共振周波数に影響を与える多くのファクタがある。最も明らかなファクタは負荷の変化であるが、回路パラメータの変化もまた、周波数の公称値からの変動を引き起こす。この周波数ドリフトにより、トラック・インダクタの電流が変動するだけでなく、より重要なことには、ＩＣＰＴシステムの電力ピックアップの同調や電力伝送特性の損失に著しく影響を与える可能性がある。したがって、電源周波数を安定に維持することは、固定周波数同調を備える電力ピックアップを有するＩＣＰＴシステムには重大なことである。

負荷に関して、図２に示される並列共振タンク回路では、正弦波励磁の下で、ゼロ位相角（単位力率）共振周波数が、次式に従い負荷に伴って変化する。

上式で、クオリティーファクタＱ（ω_０Ｌ／Ｒ）は、負荷の変化を表している。

インダクタ電流およびキャパシタ電圧の最大値に対応する周波数も変化し、以下の式によってそれぞれ決定される。

および

実際のゼロ電圧スイッチング動作周波数の変化は、はるかにより複雑である。この理由は、共振タンクへの注入電流が、正弦波より方形波に類似しているからである。したがって、高調波成分は、実際の周波数シフトに影響を与える。

図３には、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作に対する方形波電流の第３高調波成分の影響が示されている。スイッチング周波数がゼロ位相角共振周波数にある場合、基本電圧Ｖｃ１および基本電流Ｉ１は、同相である。しかし、第３高調波電圧Ｖｃ３は、駆動電流Ｉ３より遅れる。これは、共振タンクが、ゼロ位相角共振周波数より高い周波数において容量性であるからである。その結果、全電圧Ｖｃ１プラスＶｃ３のゼロ交差点は、方形波電流のそれより遅れる。共振タンク回路の並列同調特性のために、方形波電流の周波数と同等であるスイッチング周波数は、動作時にその位相を引き戻してＺＶＳを維持するように、ある程度低減される必要がある。このことは、実際のＺＶＳ周波数に対する負荷の影響が、ゼロ位相角共振周波数より大きいことを意味する。実際のＺＶＳ動作周波数は、同じ負荷条件においてゼロ位相角共振周波数より低い。

本発明により、周波数シフトに関連するこれらの問題を克服することが可能になる。

図４では、インダクタＬが、その両端において２つのスイッチング素子Ｓ１およびＳ２と直列に接続されて配置されている。アンチパラレルダイオードＤ１およびＤ２が、スイッチング素子の両端子間に接続され、電源電圧Ｖｓが供給される。好ましいスイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ、ＭＣＴまたはＢＪＴなどの半導体スイッチが挙げられる。これらのスイッチング素子は、ＩＣＰＴシステムにおいて一般的である１０ｋＨｚから１００ｋＨｚといった高周波数に対処するように十分迅速に動作することができるからである。これらのスイッチは、電流の流れを一方向にのみ制御できるので、そのうちの２つが使用される。当業者なら、他の実施形態は、２つのスイッチング素子よりもむしろ、特定の単一のスイッチング素子を使用できることを理解するであろう。

図４に示される構成により、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２に適切な動作をさせることによって、ＡＣインダクタ電流Ｉ_Ｌを両方向において制御することが可能になる。

前記スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、電圧源方向の変化による位相遅れ角に伴い、交互に切り替えられることによって制御される（本明細書に参考文献として挙げられている「誘導結合電力伝送−コンセプト、デザインおよび用途（Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ ｐｏｗｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ−ｃｏｎｃｅｐｔ、ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ）」、ＩＰＥＮＮＺ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ、Ｎｏ．２２（１）、１〜９ページ、１９９５年にボーイズ（Ｂｏｙｓ）Ｊ．Ｔ．およびグリーン（Ｇｒｅｅｎ）Ａ．によって報告されているように、当業者にとっては公知の適切なゲート・ドライバを使用する）。例えば、電源電圧Ｖｓの正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｓ１をターン・オンすることができる。同様に、負の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｓ２をターン・オンすることができる。この例では、位相の遅れ角は、両スイッチング素子について同じであり、したがって、出力電流波形は対称である。ＩＧＢＴは、インダクタ電流がゼロになるとき、それぞれターン・オフされる。そのため、スイッチ損失および電磁障害（ＥＭＩ）を最小限に抑えるゼロ電流スイッチングが自動的に達成される。

図５ａから５ｃには、電源電圧Ｖｓに対するインダクタ電流Ｉ_Ｌの通常の電流波形が示されている。インダクタ電流の大きさは、スイッチング素子作動時の位相の遅れ角に依存する。電源電圧Ｖｓの位相は、例えば、ゼロ交差検出器を使用することによって検出される。以下の例のスイッチング素子作動の位相の遅れ角は、Ｖｓのゼロ交差の検出結果から測定される。図５ａに示されるように、遅れ角が０°と９０°との間にあるとき、電流は連続的に流れ、したがって、最大電流がインダクタを流れる。遅れ角が９０°と１８０°との間にある場合、インダクタ電流は不連続となる。インダクタを流れる基本電流Ｉ_Ｌ１の大きさは、前記遅れ角が増大するにつれ、減少する。これは、遅れ角がそれぞれ１２０°および１３５°の場合である図５ｂおよび５ｃに示されている。基本電流Ｉ_Ｌ１の大きさは、以下によって決定される。

上式で、（π／２≦α≦π）である。

高調波成分を無視した場合、位相制御インダクタの等価インダクタンスは、以下のようになる。

図６には、実際のインダクタンスに対する実効インダクタンスまたは等価インダクタンスの比と遅れ角との関係が示されている。この制御インダクタの等価インダクタンスは、遅れ角が９０°のとき、自己インダクタンスに等しい（すなわち、この比は１である）。等価インダクタンスは、遅れ角の増大に対応して増大する。

理論的には、遅れ角が１８０°以上に増大する場合、インダクタ電流はゼロになる、すなわち、等価インダクタンスは無限大となる。これは、印加電圧が負であるために、能動スイッチング素子に通電し得ないからである。実際には、遅れ角が１８０°に近づく場合、等価インダクタンスは、非常に急速に増大する。この場合、実際のコントローラ設計には不適になる。また、大きな遅れ角では、高調波成分は、その不連続時間が長いため、基本電流と比較してより大きくなる。その結果、遅れ角の増大に伴う等価インダクタンスを計算する場合、前記の式はより不正確になる。

したがって、実際の規制設計では、位相の遅れ角を約９０°と約１５０°との間に制御することによって制御を達成することが可能であることが示された。遅れ角が１５０°を超える場合、インダクタをスイッチ・オフすることに本質的に等価であるためである。

前記位相制御可変インダクタは、共振トラック・インダクタと直列に接続することができるが、実際には、そのような構成に基づく周波数制御は、基準となる電圧源が非常に安定ではなく、かつ有効な制御を行うために、追加のキャパシタを可変インダクタと並列に配置しなければならないので、設計が困難である。可変インダクタを共振同調キャパシタと並列に配置することが、良好な選択肢であることを見出した。反転回路網の出力Ｖａｃは、電圧源の特性を有し、かつ高調波成分が非常に小さいので、図４に既に示された電圧基準Ｖｓとして扱うことができる。本願の可変インダクタ設計を含む電源の一実施形態の例が、図７に示されている。この図に示すように、位相制御可変インダクタは、共振キャパシタと並列に配置される。したがって、上記のように、ＤＣ電源からコンバータの共振回路に電流を切り替えるスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の第１のセットと、本実施形態ではインダクタである可変リアクタンス性素子を制御するスイッチング素子の第２のセット（この図には示されていないが、図４には示されている）とが存在する。

このように、図７に示される回路では、可変インダクタは、遅延角度が９０°以下である場合、インダクタは完全に「オン」の状態であり、システムの周波数が利用可能な範囲の上限にあるように制御される。これは、前記インダクタが、同調キャパシタのキャパシタンスの一部を消去することで、全等価キャパシタンスが減少し、その結果、高い共振周波数となるためである。対照的に、遅れ角が１８０°に近いか、またはそれを超えた場合、前記インダクタは有効にスイッチ・オフされ、システムの動作周波数が利用可能範囲の下限となるようにされる。上記のように、実際には、遅れ角が１５０°に近いか、またはそれを超えた場合、前記インダクタは有効にスイッチ・オフされ、その結果、実際には、１５０°の遅れが、動作周波数範囲の他の限界を有効に確定することを見出した。９０°と１８０°との間（実際には９０°から１５０°）の遅れの範囲では、インダクタンスは、動作周波数を公称値に安定させることができるように、滑らかに制御される。位相遅れは、接続が各半サイクルにおいて行われる前に所定の時間を提供し、制御を可能にする。したがって、負荷の変化（および周波数シフトに影響を与える他のファクタのいずれか）が周波数に影響し始める際に、遅れ角を変化させ、さらに周波数を通常値または公称値（あるいは選択可能な公称値）に規制するように、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって（図４）可変インダクタを動的に制御することができる。このようにして、周波数変化による望ましくない影響が実質的に排除される。この制御機構は、図７において位相検出ユニット１６（ゼロ交差検出器を含めることができる）によって概略的に示されている。この位相検出ユニット１６は、共振回路電圧のゼロ交差およびその交差方向を検出し、あるいは少なくとも該電圧波形が正の半サイクルであるか負の半サイクルであるかを検出するものである。この情報は、スイッチング制御ユニット１８に供給される。ゼロ交差検出はまた、共振回路の周波数の測定をも提供する。あるいは、これはその他の手段によって、または別の回路によって測定することもできる。この情報は、可変インダクタの両端のスイッチング素子（図４におけるＳ１およびＳ２）を制御するために、制御ユニット１８（マイクロプロセッサを含むことが可能である）に供給される。したがって、検出される共振回路の周波数は、所定のスレショルド値を超えて回路の公称共振周波数より大きく増大し、位相遅れ角は、周波数を低減するように、所定の量だけ増大される。この制御方法は、当業者には公知の技法を使用して実施できる。

図８では、位相遅れ角１３０°での代表的な電流波形および基準とされる電圧波形を示している。

並列同調キャパシタに並列に本発明の位相制御可変インダクタを追加接続することによって、１０ｋＨｚ電流入力共振形コンバータＩＣＰＴ電源を試験した。その結果、位相制御インダクタを１２０°の遅れに設定した場合、このシステムは公称１０ｋＨｚにおいて作動し、９０°の遅れに設定した場合、動作周波数は約１０．７ｋＨｚとなり、１５０°の遅れとした場合、動作周波数は約９．３ｋＨｚとなった。このシステムのすべての実際のパラメータ変化および無負荷から最大負荷までの負荷範囲において、位相遅れ角を変化させることによって、動作周波数を１０ｋＨｚに調節することができることがわかった。

コンバータにおいて共振回路の望ましい周波数を維持するためには、可変インダクタンスを使用するよりもむしろ、可変キャパシタンスを可変リアクタンス性素子として使用することが可能であることをわかった。そして、本発明による電源の他の実施形態の一例を図９に示す。この図では、図７に示された実施形態について説明した回路素子と同一または同様の回路素子については、同じ参照符号を付している。図７から明らかなように、主な相違点は、可変インダクタンスではなく、可変キャパシタンス２０が使用されていることである。この制御可変キャパシタ２０は、共振キャパシタＣと並列に配置することができる。あるいは、同調キャパシタンスと完全に置き換えて可変キャパシタンスを使用することが可能である。この可変キャパシタは、キャパシタＣｖならびにスイッチング素子２４および２６を含み、スイッチング素子は、キャパシタＣｖに選択的に通電させ、それにより、このタンク回路のキャパシタンスの有効性を変化させるように制御することが可能である。元の同調キャパシタおよび新しい可変キャパシタＣｖは並列接続されているので、滑らかな移行を保証し、ならびに電力損失およびＥＭＩを最小限に抑えるために、ゼロ電圧スイッチング手法を使用することが好ましい。検出手段（図示せず）が、図９に示される電源による電流出力を検出し、この情報が、実効または等価キャパシタンス、したがってタンク回路の周波数を動的に変化させるように、スイッチング素子２４および２６を制御する制御手段（図示せず）によって使用される。このようにして、出力周波数は、実質的に一定となるように制御できる。

可変キャパシタンスＣｖが同調キャパシタＣと並列に配置される回路では、キャパシタンスの十分な範囲において妥当な制御が可能になることが明らかとなった。この同調キャパシタＣは、実際には、所定の１次電流周波数において共振を起こさせるのに実際に必要なキャパシタンスのほぼ２分の１となるように選択することが可能である。可変キャパシタＣｖは、同じ容量のキャパシタを備えることもできる（すなわち、所定の１次電流周波数において共振を起こさせるのに必要なキャパシタンスの２分の１）。同調キャパシタＣおよび可変キャパシタＣｖのキャパシタンスの合計は、望ましい固有共振周波数（すなわち、電源の公称共振周波数）をタンク回路に与えるのに必要なキャパシタンスより大きく選択される。このようにして、可変キャパシタＣｖは、所望であれば、回路が公称共振周波数において動作することを可能にする全等価キャパシタンスを回路に与えるように、回路を選択的に「スイッチ・アウト」することができる。また、どの程度の可変キャパシタが回路から有効にスイッチ・アウトされるかに応じて、タンク回路が、公称共振周波数より小さい値から公称周波数より大きいある値まで変化することが可能である固有周波数を有することが可能になる。位相検出器１６および制御ユニット１８が、図７に関して説明した等価物と同様に機能する。

図１０ａおよび１０ｂは、制御可変キャパシタの通常の電圧および電流の波形を示す。図９を参照すると、Ｃｖを回路に接続する２つのスイッチング素子が常にオンであるとき、制御位相角（スイッチ・オフを基準とする）がゼロ電気角度である状況に対応して、電流は９０電気角度であり、図１０ａに示されるように、２つのキャパシタの両端の全共振電圧が得られる。位相角度が０〜９０度に制御されるとき、キャパシタＣｖは、ある期間分離される。例えば、図１０ｂは、ゲート（スイッチ）制御信号、Ｃｖの両端の電圧（Ｖｃｖ）、Ｃｓの両端の電圧（Ｖｃｓ）、および位相角度が約３０度である場合にＣｖを流れる電流（ｉｃｖ）の波形を示す。スイッチがオフであるとき、Ｃｖの両端の電圧は、一定に維持され、電流はゼロである。スイッチをオンにするように制御されるとき、電圧は、全共振電圧に等しく、電流がキャパシタＣｖを流れる。位相角は、分離前の所定の時間を提供する。位相角が９０度に等しいか、またはそれを超える場合、キャパシタは、常時実質的にオフの状態である。したがって、位相角を０から９０電気角度の間において制御することによって、キャパシタＣｖの通電時間は、実効キャパシタンスが最大値とゼロとの間において変化するように制御される。

ＩＣＰＴシステムに関連して、本発明は、様々な異なる形態を取りうる１次電路に給電するために使用することができる。例えば、図１１によると、ほぼ平面のハウジング３０が示されており、その内部に導体３２が配置される。同図から明らかなように、導体３２は、導電材料のループまたはコイルの形態で提供されることが可能である。最も好ましい実施形態では、複数回巻かれた導電材料が提供され、導体接続ケーブル３４が、以上の１つまたは複数の実施形態において説明したコンバータを含む電源に接続されるように、ユニットの所定の位置から引き出される。好適には、ケーブル３４は、その終端をプラグまたはソケットとし、これに対応して電源に接続されたソケットまたはプラグと電気的に接続されるようにしてもよい。別の形態として、図示していないが、コンバータは、ハウジング内に設けることもできる。したがって、ハウジング内に、主交流電源に接続される外部導体を収容することができ、ハウジング内のコンバータが適切なＤＣ源を供給するように、主電源を整流およびフィルターすることが可能であり、コンバータは、次いで、必要なＡＣ電源を導体３２に提供するように、共振回路を切り替える。

好ましい実施形態では、パッド３０は、マウスなどの「ポイント・アンド・クリック」装置に一般的に使用されるパッドを構成していてもよく、あるいはデスクトップ表面または同様の表面の一部を構成していてもよい。例えば、ハウジング３０は、航空機、列車、バスなどの車両において、フード・トレイまたは作業表面（折りたたみフード・トレイなど）の一部として提供されることが可能である。ハウジング３０は、石台座、壁タイル（加熱に使用される）、またはスパ、サウナ、浴室などのタオル・ラック（乾燥に使用される）の一部とすることもできる。また、うさぎ、ねずみなどの動物の体内に埋め込まれるインプラントに電力を提供するために、動物ケージに使用することもできる。ハウジングの本体は、非導電性材料から構築されることが好ましいが、この装置の１つまたは複数の部分に、あるいは装置全体に、アモルファス磁気材料３６を含んでいてもよい。そのような材料は、適切な磁束通路を提供することができ、それにより、ハウジング３０の周辺に、最も好ましくはハウジングの表面３８上に２次デバイスを配置し、コイル３２から相互誘導によって給電することができる。ハウジング３０は、水中でも機能することができる。

ハウジング３０とともに使用される２次ピックアップ・デバイスを含めることが可能な装置は、１つまたは複数の電池によって通常給電される様々なデバイスを含めることができるが、コードレスで操作するのに適した他のデバイスを含めることもできる。そのようなデバイスとしては、「ポイント・アンド・クリック」デバイス（たとえば、マウス）、携帯電話装置、ＰＤＡ、ノートブックまたはラップトップ、電気歯ブラシ、電気シェーバなどを挙げることができる。

これらのデバイスは、コイル３２からピックアップ・コイルに誘起される電力によってピックアップを充電する再充電可能な電池、またはバッテリー電池を含んでいてもよい。あるいは、デバイス（たとえば、マウス）は、それ自体電池を必要としなくともよい。このようなデバイスは、コイル３２の周辺においてのみ使用されるからである。したがって、この電源は、電池を装着し、または電池を装備していないピックアップに給電するのに使用できる。

さらに、ユニット３０は、代わりに、または導体３２に加えて、エネルギーが供給されるデバイスを配置する特定領域を含んでいてもよい。例えば、上面３８に電力受取り装置が配置されるべき場所を種々のマーキングで示したユニット３０内に１つまたは複数のフェライトコアが内蔵されていてもよい。この上面３８は、電力受取り装置を支えまたは収容するように形成され、または（例えば、適切に成型されることによって）輪郭付けられる。そのため、本発明は、ゆるく結合されたシステムおよび密接に結合されたシステムの双方に適用可能である。本発明によって提供される電源が、この柔軟性を可能にしている。それは、結合の度合いの結果として生じる負荷の変化は、電源によって適用することができるからである。「ステップ状」の手法が電源周波数の制御に使用される場合、システムが有効に機能するように、負荷の変化は限定されなければならない。

１次電路３２に給電するのに上記電源の実施形態を使用した場合、コイル３２によって給電される多くの異なるデバイスをハウジング３０の上に配置できるという利点を有する。電源の負荷を増大させるこれらの複数のデバイスは、通常、電源周波数に影響を与えることになる。しかし、本発明によって提供されるタンク回路を動的に同調させることは、複数の負荷または負荷の変化が、システムの性能に影響を与えないことを意味する。

当業者なら、ハウジング３０内の１次電路３２が、様々な異なる形態をとることができることを理解するであろう。特に、個々のハウジング自体も不要である。いくつかの場合には、必要とされる可能性のあるのは、例えばデスクトップなどの適当な表面の下面の内部またはその面上に配置される導体３２だけである。また、１次導体をコイルとして配置するのではなく、多くの異なった形態とすることができる。例えば、この電路は、プリント基板などの所定の回路基板上にエッチングまたは印刷によって形成することができ、また静止または移動可能な１つの望ましい磁束通路または複数の望ましい磁束通路を提供するように構成することもできる。例えば、この磁束通路は、ピックアップ・デバイスが、電路３２に隣接して様々な異なる位置または向きに配置され、それでもなお、必要な負荷を供給するのに十分なエネルギーを受け取ることを可能にするために、パッドが「回転する」ように設計されることが可能である。

図１２には、ＩＣＰＴ電源の１次電路の他の実施形態が示されている。この実施形態では、１次電路は、全体的に４０と参照番号が付され、上記の１つまたは複数の実施形態によるコンバータを含むことができる電源４２によって給電される。

この１次電路４０は、単に導電材料のループからなるものとすることができる。この材料は、例えば銅線など複数本を撚り合わせた導電材料であることが好ましい。しかし、図１２に示すように、ピックアップが１次電路４０に対して静止した状態とされる場合、好適にはそれらのピックアップへの電力伝達を最適化するように１次電路を改変できる。経路に対して静止した状態のピックアップに給電するために１次電路を使用する例には、ボート、水泳プールまたは浴槽、建物、あるいは車両におけるＩＣＰＴシステムの使用がある。ボートの例をとると、１次電路は、製造中にボート内部に設けることができる。このように、１次電路は、これが損傷を受けないように物理的かつ電気的に絶縁され、構造の外見を損なわないように隠される。電力は、ボート構造の一体性が損なわれることを必要とせずに、ボート内、またはボートの上にはめ込まれたピックアップ・デバイスに伝送することができる。具体的には、深度センサまたは速度センサなどの機器を装備するために、外郭を貫通する必要がない。別の形態として、１次電路は、製造後にボートに組み込むことが可能である。

ボート上の１次電路からピックアップへの電力伝送を容易にするために、ボートの構造体において１次電路の配置を様々な位置に変更できる。例えば、（例えば、ナビゲーション・ライトを構成する）ピックアップ４４の周辺において、電路は、ピックアップ４４への電力伝達を容易にするために、増大された磁界の細長いかまたは広い領域となるよう、位置４６において広げておくことができる。同様に、位置４８において、（例えば、１次導体を巻いて）１回または複数回巻かれた導電材料を１次導体に含めておき、例えばピックアップ５０によって給電可能な機器パネルなどのように、より重要なエネルギーを必要とするピックアップへのデータ転送を容易にしてもよい。したがって、相対的に強い磁界強度の「ホットスポット」または領域が創出される。同様に、ピックアップ５４および５６など、２つ以上のピックアップに給電するために、１次電路の位置５２に他の「ホットスポット」を設けることができる。必要であれば、例えば電池充電デバイスなどのより重要な電力必要機器を有するピックアップ６２に給電することができる領域５８および６０によって示されるように、２つ以上の「ホットスポット」を配置することが可能である。最後に、領域６４など、加工されていない１次電路の簡単な細長い領域は、より重要性の低い電力必要機器を有し、かつ１次電路に対して移動させることが必要となりうるデバイスに給電するために使用することができる。例えば、ピックアップ６６によって供給電され、かつボートのマストの上に設けられるナビゲーション・ライトの位置は、時間ごとに変更される必要がある可能性がありうるので、長さのある１次導体６４をボートのマストの上に設け、ピックアップの特性がマストの関連部分に沿って一様となるようにすることが可能である。

本発明の適用分野には、生物学的研究におけるインプラントまたは医薬品試験などの生物工学的分野、耐水性分野、耐爆発性分野、鉱業（例えば、照明、センサ）、林業（例えば、センサ）、移動式センサ分野（例えば、ロボット、光学センサ）、加熱システム（例えば、シート加熱、タオル乾燥）がある。

上記のように、本発明は、電池を含み、あるいは電池を含まないピックアップに給電するために使用できる。さらに、ピックアップは、エネルギー貯蔵装置として非常に迅速に充電／放電することができ、非常に安全で、ほとんど保全を必要せず、長期寿命を有するスーパー・キャパシタを含んでいてもよい。

本発明は、周波数制御共振回路を備えるコンバータを提供する。このコンバータは、多くの異なる分野に適用可能であり、具体的には密接に結合されまたはゆるく結合されたシステム用のＩＣＰＴ電源に適するという利点を有する。当業者なら、選択的に位相制御されるリアクタンス性素子が、ＩＣＰＴシステムのコンバータ同調キャパシタまたは１次電路など、回路共振リアクタンス性素子自体を備えることが可能であることを理解するであろう。

本発明の好ましい特徴は、本発明のすべての態様に適用可能であり、また、適宜組み合わせて使用できる。例えば、当業者なら、制御可変リアクタンス性素子は、上記の例によって記述された直列同調回路、ならびに並列同調回路において使用されることが可能であることを理解するであろう。

「備える」、「有する」、または「含む」という用語、あるいは「備える」および「備えている」などのこれらの用語の変形例が、本紙において使用される場合、これらは、包含的な意味で解釈される。すなわち、文脈が反対のことを明らかに規定しない限り、「含むが、限定されない」ことを意味することを意図する。

以上の記述において言及された本発明の特定の構成要素またはユニットが既知の均等物を有する場合、そのような均等物は、本明細書に個々に記述されているものとする。

公知のＩＣＰＴ電源システムの一般的な図である。 公知のプッシュ／プル電流入力並列共振形コンバータの回路図である。 図２のコンバータについて、時間に対する注入電流および共振容量電圧をプロットした図である。 本発明の位相制御可変インダクタの回路図である。 電源電圧に対する図４の制御インダクタの電流波形を示す図である。図５ａは、位相の遅れが９０°の場合、図５ｂは、位相の遅れが１２０°の場合、図５ｃは、位相の遅れが１３５°の場合である。 図４の制御インダクタについて、遅れ角に対する等価インダクタンスの変化をプロットした図である。 図４の位相制御可変インダクタを含むＩＣＰＴ電源に適したプッシュ／プル電流入力共振形コンバータの回路図である。 共振電圧に対する図７の回路における制御インダクタの通常の電流波形をプロットした図である。 制御可変キャパシタを含むＩＣＰＴ電源に適したプッシュ／プル電流入力共振形コンバータの回路図である。 図９の制御可変キャパシタに関する電圧および電流の波形を示す図である。 ＩＣＰＴシステムの集中１次電路を含む装置の斜視図である。 ＩＣＰＴシステムの１次電路の別の形態を示す図である。

Claims (31)

1. 直流の電源に接続される入力端子と、共振回路と、前記入力端子から前記共振回路に選択的に電流を供給する第１スイッチング手段と、前記共振回路のリアクタンス性素子に関連付けられた第２スイッチング手段と、前記リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させるために、前記第２スイッチング手段を制御するように動作可能であるスイッチング制御手段と、前記共振回路の電圧の位相を検出する位相検出手段とを含み、該位相検出手段により、前記制御手段は、前記リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させ、それによって前記共振回路の共振周波数を変化させるために、前記位相検出手段が電圧ゼロ交差を検出後所定の時間、前記リアクタンス性素子を電気的に前記共振回路に接続しまたは前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である共振形コンバータ。
2. 前記リアクタンス性素子は、インダクタを含む請求項１に記載の共振形コンバータ。
3. 前記共振回路の周波数を検出する周波数検出手段を含み、それにより、前記制御手段は、前記共振回路の前記周波数を変化させるために、検出された周波数に応じて前記リアクタンス性素子のインダクタを電気的に前記共振回路に接続し、または前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である、請求項２に記載の共振形コンバータ。
4. 前記位相検出手段は、前記共振回路の前記周波数を検出し、それにより、前記制御手段は、前記共振回路の前記周波数を変化させるために、検出された周波数に応じて前記リアクタンス性素子を電気的に前記共振回路に接続し、または前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチ手段を作動させることが可能である、請求項２に記載の共振形コンバータ。
5. 前記制御手段は、検出された周波数を公称周波数と比較して、共振回路の周波数を前記公称周波数に変化させるために、前記所定の時間を変化させるように動作可能である、請求項３または４に記載の共振形コンバータ。
6. 前記制御手段は、電圧ゼロ交差が経過したのに続いて前記所定の時間後、前記インダクタを前記共振回路に接続するように前記第２スイッチング手段を作動させ、前記電圧がほぼゼロに再び到達した場合に、前記第２スイッチング手段を動作しないように適合する請求項５に記載の共振形コンバータ。
7. 前記制御手段は、ほぼ０電気角度とほぼ１８０電気角度との間において、前記所定の時間を変化させることができる、請求項６に記載の共振形コンバータ。
8. 前記制御手段は、ほぼ９０電気角度とほぼ１５０電気角度との間において、前記所定の時間を変化させることができる、請求項６に記載の共振形コンバータ。
9. 前記インダクタは、前記共振回路の同調キャパシタと並列に接続される、請求項２から８のいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
10. 前記インダクタは、ＩＣＰＴシステムの１次電路からなる、請求項２に記載の共振形コンバータ。
11. 前記リアクタンス性素子は、キャパシタを含む請求項１に記載の共振形コンバータ。
12. 前記共振回路の前記周波数を検出する周波数検出手段を含み、それにより、前記制御手段は、前記共振回路の前記周波数を変化させるために、検出された周波数に応じて前記キャパシタを電気的に前記共振回路に接続し、または前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である、請求項１１に記載の共振形コンバータ。
13. 前記位相検出手段は、前記共振回路の前記周波数を検出し、それにより、前記制御手段は、前記共振回路の前記周波数を変化させるために、検出周波数に応じて、前記キャパシタを電気的に前記共振回路に接続し、または前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である、請求項１１に記載の共振形コンバータ。
14. 前記制御手段は、検出された周波数を公称周波数と比較し、共振回路の周波数を前記公称周波数に変化させるために、前記所定の時間を変化させるように動作可能である、請求項１２または１３に記載の共振形コンバータ。
15. 前記制御手段は、電圧ゼロ交差が経過したのに続いて前記所定の時間後、前記キャパシタを前記共振回路から分離するために前記第２スイッチング手段を作動させるように適合する、請求項１４に記載の共振形コンバータ。
16. 前記制御手段は、ほぼ０電気角度とほぼ９０電気角度との間において、前記所定の時間を変化させることができる、請求項１５に記載の共振形コンバータ。
17. 前記キャパシタは、前記共振回路の同調キャパシタと並列に接続される、請求項１３から１６のいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
18. 前記キャパシタのキャパシタンスは、前記同調キャパシタのキャパシタンスと同等である、請求項１７に記載の共振形コンバータ。
19. 直流の電源に接続される入力端子と、ＩＣＰＴシステムの１次電路を含む共振回路と、前記入力端子から前記共振回路に電流を選択的に供給する第１スイッチング手段と、前記共振回路のリアクタンス性素子に関連付けられた第２スイッチング手段と、前記リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させるために、前記第２スイッチング手段を制御するように動作可能であるスイッチング制御手段と、前記共振回路の電圧の位相を検出する位相検出手段とを含み、該位相検出手段により、前記制御手段は、前記リアクタンス性素子の実効リアクタンスを変化させ、それによって前記共振回路の共振周波数を変化させるために、前記位相検出手段が電圧ゼロ交差を検出後所定の時間、前記リアクタンス性素子を電気的に前記共振回路に接続しまたは前記共振回路から分離するように、前記第２スイッチング手段を作動させることが可能である、電流入力プッシュ・プル共振形コンバータ。
20. ａ．ＩＣＰＴシステムの１次電路を含む共振回路を備える請求項１に記載の共振形コンバータからなる電源と、
    ｂ．各ピックアップが、ピックアップ・コイルおよび同調キャパシタを備えるピック共振回路を有し、それにより、前記１次電路からの電力が、前記１次電路と前記コイルとの間の相互誘導によってピックアップに伝達されることが可能である、１つまたは複数の２次ピックアップとを含む、ＩＣＰＴシステム。
21. 前記１次電路は、経路の１つまたは複数の他の領域より磁場の強度が回りにおいて大きい少なくとも１つの領域を含む、請求項２０に記載のＩＣＰＴシステム。
22. 前記１次電路は、１つまたは複数の集中インダクタンス、あるいは１つまたは複数の分布インダクタンスを含む、請求項２０に記載のＩＣＰＴシステム。
23. 誘導性リアクタンス性素子および容量性リアクタンス性素子を備える共振回路を有する共振形コンバータの周波数を安定させる方法であって、前記共振回路の電圧の位相を検出し、前記リアクタンス性素子の実効インダクタンスまたはキャパシタンスを変化させ、それにより、前記共振回路の共振周波数を制御するように、前記位相検出手段は電圧ゼロ交差検出後所定の時間、前記リアクタンス性素子の１つを前記共振回路の内外に選択的に切り替えるステップを含む方法。
24. 前記共振回路の前記周波数を検出して、前記共振回路の前記周波数を変化させるために、検出された周波数に応じて、前記リアクタンス性素子を電気的に前記共振回路に接続し、または前記共振回路から分離するように、スイッチング手段を作動させることを含む、請求項２３に記載の方法。
25. 前記検出周波数を公称周波数と比較して、前記共振回路の周波数を前記公称周波数に向けて変化させるために、前記所定の時間を変化させることを含む請求項２３または２４に記載の方法。
26. 前記リアクタンス性素子がインダクタからなり、電圧ゼロ交差が経過したのに続いて前記所定の時間後、前記リアクタンス性素子を前記共振回路に接続するように前記スイッチング手段を作動させることと、前記電圧がほぼゼロに再び到達した場合に、前記第２スイッチング手段を動作しないようにすることを可能にすることとを含む、請求項２３から２５のいずれか１項に記載の方法。
27. ほぼ０電気角度とほぼ１８０電気角度との間の範囲から前記所定の時間を選択することを含む、請求項２６に記載の方法。
28. ほぼ９０電気角度とほぼ１５０電気角度との間の範囲から前記所定の時間を選択することを含む、請求項２６または２７に記載の方法。
29. 前記リアクタンス性素子がキャパシタからなり、電圧ゼロ交差が経過したのに続いて前記所定の時間後、前記リアクタンス性素子を前記共振回路から分離するように、前記スイッチング手段を作動させることを含む、請求項２３から２５のいずれか１項に記載の方法。
30. 前記スイッチング手段が、電圧ゼロ交差前の所定間隔において、前記リアクタンス性素子を前記共振回路に接続し、前記所定の間隔は前記所定の時間間隔とほぼ同じ持続時間である、請求項２９に記載の方法。
31. ０電気角度と９０電気角度との間の範囲から前記所定の時間を選択することを含む、請求項２９または３０に記載の方法。

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