DE19732019C2 - Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochgeschwindigkeits- Datenempfänger nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Das Rückgewinnen von Daten, die mit hoher Datenrate über lange Kabel oder Leitungen übertragen wurden, erfordert eine Datenentzerrung zum Ausgleich der durch die Leitung verursachten Verluste und Phasenstreuungen. Bei Applikatio­ nen mit variabler Leitungslänge muß die Entzerrung mittels einer entsprechend adaptierbaren, komplementären Übertra­ gungsfunktion erfolgen, da sich die Übertragungsfunktion der Leitung mit der Länge verändert. Dies geschieht im allgemei­ nen mittels einer Filter-, einer Gleichstromanteil- Rückgewinnungs- und Unterteilungs- sowie einer adaptiven Regel- oder Servofunktion.

Die Filterfunktion nutzt einen zur komplexen Ver­ lustcharakteristik bzw. zur Übertragungsfunktion der Leitung künstlich erzeugten, komplementären Filter. Da die Bitfeh­ lerrate (BER - Bit Error Rate) in direktem Zusammenhang mit dem dem Datensignal überlagerten Rauschen steht, ist das Rauschen ein wichtiger Parameter der Entzerrung. Je genauer der Entzerrer die Inverse der Datenverlustcharakteristik bestimmen kann, desto besser wird das durch die Interferen­ zen zwischen den Signalen induzierte Rauschen beseitigt. Das Überlagern eines digitalen Datenstromes mit ver­ änderlicher Datenmusterdichte mit einem Wechselstrom ruft ein Wandern bzw. einen veränderlichen Versatz des Grundpe­ gels der Daten hervor. Daraus resultiert aufgrund unschar­ fer, d. h. endlicher Wellenanstiegs- und -abfallszeiten ein Zerschneiden/Unterteilen der Daten an verschiedenen Amplitu­ denpunkten der Wellenflanken und ein Zeitversatz. Zur Elimi­ nierung des Grundpegelwanderns wird beispielsweise ein ge­ pulster Rückkopplungsschaltkreis eingesetzt, bei dem positi­ ve Rückkopplungen eines Komparators genutzt werden, so daß durch einen zur Wechselstromkopplung vorgesehenen Eingangs­ kondensator nur sehr geringe Ladeströme fließen. Damit er­ folgt die Gleichstrom-Rückgewinnung durch den Komparator selbst. Problematisch ist dabei das mit der gepulsten Rück­ kopplung verbundene Startzustandsproblem. Wenn der Kompara­ tor beispielsweise in einem zum Eingabezustand entgegenge­ setzten Zustand startet, kann er keine Zustände voneinander unterscheiden, da die mit Wechselstrom gekoppelte Eingabe niemals die Komparatorschwelle überschreitet. Dieser Effekt wird durch schwach erkennbare Datenmuster noch verschlim­ mert.

In Hinsicht auf die Adaptionsregelung oder Servo­ funktion nutzen adaptive Entzerrer eine einfache Technik zur Ermittlung der Signalspitzen, bei der eine Regelspannung erzeugt wird, die stets proportional zur Impulshöhe des ent­ zerrten Datensignales ist. Eine derartige Adaptions- oder Servofunktion ist jedoch in Hinsicht auf Amplitudenfehler des Eingangssignales wenig empfindlich.

Aus der US 4 361 892 ist ein adaptiver Signalentzerrer für Daten- und FM- Signalübertragungseinrichtungen bekannt, welcher aus einem Entzerrer- Regelsignal und einem Daten-Eingangssignal ein entzerrtes Datensignal erzeugt, wobei das Daten-Eingangssignal Entzerrer-Baugruppen (bestehend aus einer Amplitudenentzerrerschaltung und einer Vielzahl von Allpaß-Schaltkreisen) über einen Umsetzer zugeführt wird. Hierbei wird das Entzerrer-Regelsignal durch einen Controller bereitgestellt. Der Controller führt hierzu einen Kontrollalgorithmus durch, in dem die Amplituden von Abtastwerten des entzerrten Datensignals erfaßt und verglichen werden. Die Entzerrerregelung wird in Antwort auf die Bitfehlerrate und auf Amplitudenänderungen der Abtastwerte des entzerrten Datensignals durchgeführt.

Aus der US 5 563 911 ist ein Entzerrer bekannt, bei dem ein Daten- Eingangssignal zwei Entzerrern zugeführt wird und wobei ein Controller vorgesehen ist, welcher in den Entzerrern vorgesehene Selektorschalter steuert, die wiederum in Reihe mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen geschaltet sind, wodurch die Zahl- der erforderlichen arithmetischen und logischen Verarbeitungsschritte verringert werden soll. Den Entzerrern ist ferner eine Korrektureinrichtung zur Korrektur der von den Entzerrern gelieferten digitalen Signale nachgeschaltet.

Aus der EP 656 694 A2 schließlich ist ein Entzerrer bekannt, der auf eine Leitungszustand bzw. Leitungslängen-Nachweisvorrichtung ansprechbar ist, die über entsprechende Leitungslängenindikationen den Entzerrer zwischen verschiedenen Einstellungen umschaltet, woraufhin sich dieser automatisch auf veränderte Leitungszustände bzw. Leitungslängen einstellt.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger mit einem adaptiven Signalentzerrer nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, mit dem die Rückgewinnung von Daten, welche mit hoher Datenrate über längere Leitungen übertragen wurden, verbessert wird.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Hierbei erzeugt in einem Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger mit einem adaptiven Signalentzerrer zur Entzerrung eines - insbesondere durch eine lange Leitung verzerrten - Daten-Eingangssignals, wobei der adaptive Signalentzerrer aus einem Entzerrer-Regelsignal und dem Daten-Eingangssignal ein entzerrtes Datensignal erzeugt und an den adaptiven Signalentzerrer ein Signalabtaster zur Erfassung von Amplitudenwerten der entzerrten Datensignale angeschlossen ist, der Signalabtaster aus den entzerrten Datensignalen und Abtast-Regelsignalen wenigstens ein erstes und ein zweites Daten-Abtastsignal, von denen das erste die Signalspitze-zur-Signalspitze-Amplitude und das zweite die Größe-zur-Zeit- Charakteristik des entzerrten Datensignals wiedergibt, und wobei an den Signalabtaster und an den adaptiven Signalentzerrer ein Entzerrer-Regler zur Erzeugung des Entzerrer-Regelsignals in Abhängigkeit von den Datenabtastsignalen angeschlossen ist.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind den Un­ teransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung zu entneh­ men.

Die Erfindung wird anhand eines in den beigefügten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläu­ tert.

Fig. 1 zeigt ein Funktionsschaltbild eines Hochgeschwindigkeits-Datenempfängers.

Fig. 2 zeigt ein Funktionsschaltbild eines Signalspitzen-Ermittlungsschaltkreises für den Datenempfän­ ger aus Fig. 1.

Fig. 3 zeigt das relative Zeitverhalten von Schalt­ regelsignalen im Signalspitzen-Ermittlungsschaltkreis aus Fig. 2.

Fig. 4A und 4B zeigen für über- und unterverzerrte Eingangssignale jeweils die durch den Signalspitzen-Ermitt­ lungsschaltkreis erzeugte Signalspitzen-Ermittlungsfunktion während der Zeitperioden aus Fig. 3.

Fig. 5 zeigt ein Funktionsschaltbild eines Zeitschaltkreises des Hochgeschwindigkeits-Datenempfängers aus Fig. 1.

Fig. 6 zeigt ein Funktionsschaltbild eines Logik­ blockes des Hochgeschwindigkeits-Datenempfängers aus Fig. 1.

Der Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger 100 aus Fig. 1 ermöglicht den Empfang binär oder MLT3-kodierter Daten, die über eine schnelle Datenleitung, z. B. eine Ethernetlei­ tung, übertragen wurden, mittels adaptiver Entzerrung, dyna­ mischer Datenabteilung und einer Signal-Grundpegelrückgewin­ nung.

Das aus einer Leitung empfangene Daten-Eingangssi­ gnal 101 wird zunächst in den adaptiven Entzerrer 102 einge­ koppelt, der es mit einer Signalverstärkung verstärkt, wel­ che entsprechend einem Entzerrer-Regelsignal 139 mit der Frequenz zunimmt. Das entzerrte Datensignal 103/151b wird in vier Signalspitzenermittler 104a, 104b, 104c, 104d einge­ geben. Die Signalspitzenermittler 104a, 104b, 104c, 104d tasten das entzerrte Datensignal 103/151b ab, indem sie je­ weils die Signalspitzen-Amplituden innerhalb einer vorgege­ benen Zeitperiode bzw. innerhalb eines vorgegebenen Zeitfen­ sters erfassen. Die Zeitfenster werden aus Zeitsignalen 119a, 119b zweier Zeitschaltkreise 118a, 118b bestimmt.

Die von den Signalspitzenermittlern 104a, 104b, 104c, 104d ausgegebenen Signalspitzen-Abtastsignale 105a, 105b, 105c, 105d werden Signalmultiplizierern 106a, 106b, 106c, 106d zugeleitet und dort mit zwei Multipliziersignalen 105(m), 105(1-m) multipliziert. Die Signalspitzen-Abtast­ signale 105a, 105b aus den ersten zwei Signalspitzenermitt­ lern 104a, 104b geben die positiven Signalsspitzenamplituden p1, p2 des entzerrten Datensignales 103/151b in zwei ver­ schiedenen Zeitfenstern wieder, während die Signalspitzen- Abtastsignale 105c, 105d der zwei verbleibenden Signalspit­ zenermittler 104c, 104d die negativen Signalsspitzenamplitu­ den n1, n2 wiedergeben. Das resultierende "positive" Signalspitzen-Abtastprodukt m . p1 107a, (1-m) . p2 107b und das "negative" Signalspitzen-Abtastprodukt m . n1 107c, (1-­ m) . n2 107d werden jeweils in Signaladdierern 108a und 108b summiert, um "positive" und "negative" Daten-Abtastsignale p 109a und n 109b zu erzeugen, die gewichtete Mittelwerte der positiven 105a, 105b und negativen 105c, 105d Signalspitzen-Abtastsignale darstellen. Dies kann mathema­ tisch wie folgt dargestellt werden:

p = m . p1 + (1 - m) . p2 (1)
n = m . n1 + (1 - m) . n2 (2)

Ist m = 1, gilt p = p1 und n = n1. Ist m = 0, gilt p = p2 und n = n2. Hat m einen Wert zwischen 0 und 1, ergeben sich p und n entsprechend als gewichtete Mittelwerte von p1 und p2 bzw. n1 und n2. Der Wert von m kann während des Be­ triebes dynamisch in Abhängigkeit von der statistischen Na­ tur der Eingangsdaten bestimmt werden. Damit kann die Signa­ lermittlung sowohl bei Empfängern mit als auch ohne Signal- Grundpegelwandern verbessert werden.

Die Datenabtastsignale p 109a und n 109b werden über einen Widerstands-Spannungsteiler gelegt, der aus vier in Reihe geschalteten Widerständen 110a, 110b, 110c, 110d mit gleichen Widerstandswerten R besteht. Die resultierenden Spannungen 111a, 111b, 111c werden von Spannungskomparatoren 112a, 112b, 112c mit dem entzerrten Datensignal 103/151b verglichen, die derart ein positives Teilsignal "PosSlice" 113a, ein mittleres Teilsignal "MidSlice" 113b und ein nega­ tives Teilsignal "NegSlice" 113c entsprechend zu folgenden Gleichungen erzeugen:

MidSlice = n ± (p - n)/2 (3)

PosSlice = n + (3 (p - n))/4 (4)

NegSlice = n + (p - n)/4 (5)

Die positiven und negativen Teilsignale 113a bzw. 113c werden summiert bzw. durchlaufen in einem Oder-Gatter (OR) 114 eine Oder-Funktion, deren Resultierende 115 einem Ausgangssignalwähler (z. B. ein Multiplexer) 116 zugeführt wird. Der Ausgangssignalwähler 116 empfängt auch das mitt­ lere Teilsignal 113b.

Der Ausgangssignalwähler 116 wird von einem kodier­ ten Auswahlsignal ENCSEL 171 angesteuert, das den Betriebs­ modus des Datenempfängers 100 bestimmt. Im Binärmodus ist ENCSEL = 1 und das von dem mittleren Spannungskomparator 112b abgeteilte mittlere Teilsignal 113b wird als Ausgabe 117 verwendet. Im MLT3-Modus ist dagegen ENCSEL = 0 und die Summe (OR) bzw. das Ergebnis 115 der aus dem unteren und dem oberen Spannungskomparator 112a und 112c abgeteilten Teil­ signale 113a und 113c wird als Ausgabe 117 verwendet. Die positiven und negativen Teilsignale 113a und 113c werden ferner von den Zeitschaltkreisen (Timer Circuits) 118a und 118b zur Erzeugung der Zeitsteuersignale verwendet, welche die Start- und Endpunkte jedes Datenimpulses definieren. Die Zeitschaltkreise 118a und 118b verwenden diese Teilsignale 113a, 113c in Taktgebern zur Erzeugung der Zeitfenster, in denen die Signalspitzenermittler 104a, 104b, 104c, 104d ak­ tiv sind.

Die positiven und negativen Datenabtastsignale 109a und 109b werden ferner in einem Signaladdierer 120 differen­ tiell addiert bzw. voneinander subtrahiert. Das resultieren­ de Signal 121 hat einen Wert von p-n und gibt die Signalspitze-zur-Signalspitze-Amplitude (peak-to-peak am­ plitude) des entzerrten Datensignals 103/151b wieder. Die positiven Signalsspitzen-Abtastsignale 105a, 105b werden ferner in einem Signaladdierer 128a und die negativen Signalsspitzen-Abtastsignale 105c, 105d in einem weiteren Signaladdierer 128b differentiell addiert. Die resultieren­ den Differenzsignale 129a, 129b werden wiederum in einem Signaladdierer 130 addiert, um ein Signalspitzendifferenz- Abtastsignal 131 zu erzeugen, welches den Wert (p1 - p2 + n1 - n2) hat, also der Summe der Differenzen zwischen den positiven Amplitudenspitzen und den negativen Amplitudenspitzen des entzerrten Datensignales 103/151b entspricht.

Das "Signalspitze-zu-Signalpitze"-Daten-Abtastsignal 121 wird durch zwei Spannungskomparatoren 122a, 122b mit zwei Referenzsignalen 173a, 173b verglichen. Die erste Re­ ferenzspannung 173a entspricht der Amplitude Veq des über­ tragenen Signales (ohne Dämpfung) minus einer vorgegebenen Spannungsdifferenz dv, d. h., Veq - dv, während die zweite Referenzspannung 173b der Summe Vcq + dV entspricht. Der Wert dV ist für die Leistung des Empfängers 100 unkritisch. Wenn Veq = 1 V ist, kann dV beispielsweise 0,2 V betragen. Die Komparatorausgaben 123a, 123b werden in einem UND-Gatter durch eine UND-Funktion miteinander verknüpft, um ein Steu­ ersignal 125 für einen Multiplexer 126 und einen Logikblock 132 zu erzeugen. Wenn der Wert des Signalspitze-zu- Signalpitze-Datenabtastsignales 121 (p - n) kleiner ist als (Veq - dV) oder größer als (Veq + dv), befindet sich die Entzerrersteuerung 172 im Aquisitions- oder Einlesemodus und das Steuersignal 125 steht auf einer logischen 0. Wenn der Wert des Signalspitze-zu-Signalpitze-Datenabtastsignales 121 (p - n) größer ist als (Veq - dV) und kleiner (Veq + dv), be­ findet sich die Entzerrersteuerung 172 im Feinsteuermodus und das Steuersignal 125 ist eine logische Eins. Wenn das Steuersignal auf einer logischen Null steht, wählt der Mul­ tiplexer 126 das Signalspitze-zu-Signalpitze-Datenabtast­ signal 121 als das vom Logikblock 132 zu verarbeitende Si­ gnal 127 aus. Wenn das Steuersignal auf einer logischen Eins steht, wählt der Multiplexer 126 dagegen das Signalspitzendifferenz-Abtastsignal 131 als das vom Logik­ block 132 zu verarbeitende Signal 127 aus.

Im Einlesemodus wird dann, wenn das entzerrte Signal 103, 151b kleiner als Veq ist, die adaptive Entzerrung ver­ stärkt und dann, wenn das entzerrte Datensignal größer ist als Veq, die adaptive Entzerrung verringert. Im Einlesemodus wird daher das Eingabesignal 103/151b innerhalb des Span­ nungsbereiches dV der Spannung Veq gehalten. Im Feinsteuer­ modus wird dagegen dann, wenn (p1 - p2 + n1 - n2) negativ ist, die adaptive Entzerrung verstärkt und dann, wenn (p1 - p2 + n1 - n2) positiv ist, die adaptive Entzerrung verringert. Im Feinsteuermodus konvergiert die Entzerrungs-Rückkopp­ lungsschleife daher, wenn p1 gegen p2 und n1 gegen n2 geht. Dies entspricht einem Zustand, in welchem das entzerrte Da­ tensignal 103/151b als Rechtecksignal rückgewonnen und kor­ rekt entzerrt wurde. Entsprechend stellen diese zwei Zustän­ de der Entzerrerregelung 172 die Konvergenz der adaptiven Entzerrungs-Rückkopplungsschleife sicher.

Die Entzerrer-Steuerausgabe 133 des Logikblockes 132 des Entzerrerreglers 172 wird einem Signalauswähler bzw. Multiplexer 134 zugeführt, dessen weitere Eingabe eine vor­ eingestellte Entzerrer-Steuerspannung 175 bildet. Ein Si­ gnaldetektor 136 überwacht das Daten-Eingangssignal 101 und erzeugt beim Anliegen von Daten ein aktives Daten-Ermitt­ lungssignal 137, welches den Signalauswähler 134 steuert. Wenn auf der Datenleitung ein Daten-Eingangssignal 101 an­ liegt, steht das Daten-Ermittlungssignal 137 entsprechend auf einer logischen Eins und der Signalauswähler 134 wählt die Entzerrer-Steuerausgabe 133 aus. Wenn dagegen auf der Datenleitung kein Datensignal anliegt, steht das Daten-Er­ mittlungssignal 137 auf einer logischen Null und der Signal­ auswähler 134 wählt die voreingestellte Entzerrer-Steuer­ spannung 175 aus. Die Signalauswähler-Ausgabe 135 wird von einem Schleifenfilter 138 gefiltert, um eine aktuelle Steu­ erspannung für den Entzerrer 102 zu erzeugen.

Ein Grundpegel-Datenabtastsignal (p + n) 141 wird durch Summieren der Daten-Abtastsignale 109, 109b in einem Signaladdierer 140 erzeugt. Das Grundpegel-Datenabtastsignal 141 wird in einem Signaladdierer 142 differentiell zu einer Grundpegelversatz-Referenzspannung 177 addiert. Die Grundpegelversatz-Referenzspannung 177 wird während der Eingangs-Lernphase des Datenempfängers, bei der keine Grund­ pegelwanderung auftritt, auf den Wert des Grundpegel-Abtast­ signales 141 gesetzt. Das resultierende Summensignal 143 wird von einem Pufferverstärker 144 verstärkt und das gepuf­ ferte Signal 145 wird von einem Schleifenfilter 146 gefil­ tert. Das gepufferte und gefilterte Signal 147 gibt die Grundpegelwanderung bzw. -Verschiebung des Eingangs-Daten­ signales 101 wieder und wird selektiv differentiell entweder zu dem eingehenden Datensignal 101 oder zu dem entzerrten Datensignal 103 addiert. Dies wird durch einen Schalter 148 oder durch eine Maskenoption bei der Herstellung des Daten­ empfängers 100 in integrierter Form eingestellt. Entspre­ chend kann ein Grundpegelversatz-Regelsignal 149a vor der Entzerrung durch den Entzerrer 102 differentiell zu dem ein­ gehenden Datensignal 101 in einem Signaladdierer 150a ad­ diert werden, oder ein Grundlinienversatz-Regelsignal 149b kann vor der Signalspitzen-Ermittlung durch die Signalspitzen-Ermittler 104a, 104b, 104c, 104d differentiell zu dem entzerrten Datensignal 103 in einem Signaladdierer 150b addiert werden. Dieses differentielle Addieren der Grundlinienversatz-Regelsignale 149a/149b zu dem Eingangs- Datensignal 101 oder zu dem entzerrten Datensignal 103 dient zur Rückgewinnung des Grundpegels des Datensignales 103/151b, welches von den Signalspitzen-Ermittlern 104a, 104b, 104c, 104d und Spannungskomparatoren 112a, 112b, 112c verarbeitet wird.

Jeder der Signalspitzen-Ermittler 104a, 104b, 104c, 104d weist nach Fig. 2 und 3 drei Schalter SW1, SW2, SW3, einen Operationsverstärker OA1, eine Diode D1, zwei Kondensatoren C1, C2 und einen Widerstand R2 auf. Der Kondensator ist anfänglich über den Schalter SW3 entladen, der durch ein Schalter-Steuersignal s3 angesteuert wird. Während des Zeitfensters s1() lädt sich der Kondensator C1 bis auf den Signalspitzenwert des entzerrten Datensignales 103/151b auf. Während des Zeitfensters s2() wird die am Kondensator C1 anliegende Spannung über den vom Schalter- Steuersignal s2 angesteuerten Schalter SW2 dem Kondensator C2 zugeführt. Während des Zeitfensters s3() wird der Konden­ sator C1 über den vom Schalter-Steuersignal s3 angesteuerten Schalter SW3 entladen, wodurch er wieder während des Zeit­ fensters s1() auf den Signalspitzenwert des Datensignales 103/151b aufladbar ist. Die am Kondensator C2 anliegende Ausgabespannung 105 entspricht dabei dem Signalwert des Da­ tensignales 103/151b während des Zeitfensters s1() und zeigt die Zunahme und Abnahme des Signalwertes des Daten­ signales 103/151b entsprechend der R2C2-Konstante an. Der Start des Zeitfensters s1() wird durch die Zeitschaltkreise 118a und 118b bestimmt. Die jeweiligen Werte der Zeitfenster s1(), s2() und s3() und der Zeitlücken zwischen ihnen (Δs1, Δs2,) hängt von der jeweiligen Implementierung ab.

Nach Fig. 4a und 4b entspricht das Zeitfenster s1() in Fig. 3 den Zeitfenstern s1(p1), s2(p2), s1(n1), s2(n2), welche durch die Zeitschaltkreise 118a, 118b bestimmt wer­ den. Die Zeitfenster s2() und s3() werden durch die Signal­ spitzenermittler 104a, 104b, 104c, 104d vorgegeben. Die Startzeitpunkte tps, tns sowie die Endzeitpunkte tpe, tne werden aus den Signalen Vp (Teilsignal 113a) und Ve (Teil­ signal 113c) bestimmt. Die Zeitfenster s1(p1), s2(p2), s1(n1), s2(n2), Δp und Δn werden durch eine getaktete Ein­ richtung erzeugt. Die Zeit tps entspricht der Anstiegsflanke des Signales Vp, die Zeit tpe der abfallenden Flanke des Signales Vp, die Zeit tns der Anstiegsflanke des Signales Vn und die Zeit tne der abfallenden Flanke des Signales Vn.

Für einen schnellen Ethernet-Datenempfänger mit 125 Mbps, d. h. 125 Megabits pro Sekunde, empfiehlt sich folgende Auslegung:

Zeitfenster s1(p1): 8-12 ns
s1(p1)startet bei tps (wenn die Stärke des entzerrten Signal 50% der positiven Signalspitze p beträgt)
das Zeitfenster s1(p1) (8-12 ns) wird unter Verwendung einer getakteten Einrichtung (clocked state machine) gesetzt

Zeitfenster s1 (n1): 8-12 ns
s1(n1) startet bei tns (wenn die Stärke des entzerrten Signal 50% der negativen Signalspitze n beträgt)
das Zeitfenster s1(n1) (8-12 ns) wird unter Verwendung einer getakteten Einrichtung gesetzt

Zeitfenster Δp: 4 ns
Δp startet am Ende von s1(p1)
das Zeitfenster Δp wird unter Verwendung der getakteten Maschine gesetzt

Zeitfenster An: 4 ns
Δn startet am Ende von s1(n1)
das Zeitfenster Δn wird unter Verwendung der getakteten Maschine gesetzt

Das Zeitfenster s1(p2) startet am Ende von Δp und endet zur Zeit tpe (bei 50% der positiven Signalspitze p). Wenn das Zeitfenster s1(p2) größer oder gleich 16 ns ist, wird die vom Signalspitzenermittler während s1(p2) erhaltene Signalspitze als Signalspitze p2 betrachtet. Wenn das Zeit­ fenster s1 (p2) kleiner ist als 16 ns, wird die vom Signal­ spitzenermittler während s1(p2) erhaltene Signalspitze ver­ worfen (d. h., die Signalspitze p2 verbleibt gegenüber dem vorherigen Wert unverändert).

Das Zeitfenster s1(n1) startet am Ende von Δn und endet zur Zeit tne (bei 50% der negativen Signalspitze n). Wenn das Zeitfenster s1(n2) größer oder gleich 16 ns ist, wird die vom Signalspitzenermittler während s1(n2) erhaltene Signalspitze als Signalspitze n2 betrachtet. Wenn das Zeit­ fenster s1(n2) kleiner ist als 16 ns, wird die vom Signal­ spitzenermittler während s1(n2) erhaltene Signalspitze ver­ worfen (d. h., die Signalspitze n2 verbleibt gegenüber dem vorherigen Wert unverändert).

Indem auf vorstehende oder andere Weise mehrere Ab­ tastungen sowohl positiver als auch negativer Signalaus­ schläge ausgewertet werden, läßt sich auf einfache Weise eine Information über die Wellenform bzw. die Amplituden- Zeitcharakteristik des Eingangssignales erhalten.

Der Zeitschaltkreis 118 des Datenempfängers 100 weist nach Fig. 5 einen Zähler 202, einen Inverter 204 und einen Dekoder 206 auf. Die positiven/negativen Teilsignale 113a/113c werden vom Inverter 204 invertiert, wobei das in­ vertierte Teilsignal 105 als Rückstellsignal (Reset) des Zählers 202 verwendet wird. Der Zähler 202 wird durch ein extern erzeugtes Taktsignal 207 getaktet. Die Multibit-Zäh­ lerausgabe 203 wird vom Dekoder 206 dekodiert, um die Zeit­ steuersignale 119a1, 119a2, 119b1, 119b2 der einzelnen Si­ gnalspitzenermittler 104a, 104b, 104c, 104d zu erzeugen.

Der Logikblock 132 des Entzerrerreglers 172 des Da­ tenempfängers 100 weist nach Fig. 6 einen Multiplexer 302 und einen Signalsummierer 304 auf. Der Multiplexer 302 wählt entsprechend zum durch das UND-Gatter 124 erzeugten Regel­ signal 125 entweder eine Referenzspannung aus, welche der Amplitude Veq des übertragenen Signales oder einer anderen Referenzspannung relativ zur Schaltkreiserde entspricht. Das resultierende Multiplexer-Ausgangssignal 303 wird differen­ tiell zu dem vom Multiplexer 126 erzeugten Signal 127 ad­ diert. Das Ergebnis dieses Vorganges bildet die Entzerrer- Regelausgabe 133.

Der Datenempfänger 100 verfügt über drei (oder ggf. mehr) Regelschleifen. Eine Regelschleife ermöglicht eine Regelung der adaptiven Signalentzerrung, eine weitere Regel­ schleife die Signalabtastung und eine dritte Regelschleife die Regelung des Grundpegelversatzes der Eingangsdaten.

Claims (11)

1. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger mit einem adaptiven Signalentzerrer (102) zur Entzerrung eines - insbesondere durch eine lange Leitung verzerrten - Daten-Eingangssignals (101), wobei der adaptive Signalentzerrer (102) aus einem Entzerrer-Regelsignal (139) und dem Daten- Eingangssignal (101) ein entzerrtes Datensignal (103, 151b) erzeugt und an den adaptiven Signalentzerrer (102) ein Signalabtaster (104) zur Erfassung von Amplitudenwerten der entzerrten Datensignale (103, 151b) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß dem Signalabtaster (104) zusätzlich zu den entzerrten Datensignalen (103, 151b) Abtast-Regelsignale (119a, 119b) zugeführt werden, aus welchen der Signalabtaster (104) wenigstens ein erstes und ein zweites Daten-Abtastsignal (121, 131) erzeugt, von denen das erste die Signalspitze-zur-Signalspitze-Amplitude und das zweite die Größe-zur-Zeit- Charakteristik des entzerrten Datensignals (103, 151b) wiedergibt, und wobei an den Signalabtaster (104) und an den adaptiven Signalentzerrer (102) ein Entzerrer-Regler (172) zur Erzeugung des Entzerrer-Regelsignals (139) in Abhängigkeit von den Datenabtastsignalen (121, 131) angeschlossen ist.

2. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der adaptive Signalentzerrer (102) einen Verstärker aufweist, dessen Signalverstärkung mit der Signalfrequenz zunimmt.

3. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalabtaster (104) Signalspitzenermittler aufweist, die aus den Abtast-Regel­ signalen (119) und dem entzerrten Datensignal (103, 151) Signalspitzen-Abtastsignale (105) erzeugen, welche der Am­ plitude des entzerrten Datensignales (103, 151b) während eines Zeitintervalles entsprechen, welches durch die Abtast- Regelsignale (119) definiert ist, wobei an die Signalspit­ zenermittler Signalverbinder (106, 108, 120) gekoppelt sind, welche die Signalspitzen-Abtastsignale (105) jeweils mitein­ ander multiplizieren und addieren und derart eines der Daten-Abtastsignale (121) erzeugen.

4. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Daten-Abtastsignal (131) der Summe der Differenz zwischen positiven Amplitudenspitzen und der Differenz zwischen nega­ tiven Amplitudenspitzen des entzerrten Datensignales (103, 151b) entspricht.

5. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerr­ erregler (172) einen Signal-Vergleichsschaltkreis (122) auf­ weist, der aus dem ersten Daten-Abtastsignal (121) und Refe­ renzsignalen (173) ein Vergleichssignal (125) erzeugt, wel­ ches anzeigt, ob die Amplitude des ersten Daten-Abtastsigna­ les (121) größer ist als eines der Referenzsignale und klei­ ner als ein anderes der Referenzsignale, wobei an den Signal-Vergleichsschaltkreis (122) ein Signalwähler und - verarbeiter (134) angeschlossen ist, der aus dem Vergleichs­ signal (125) und den ersten und zweiten Daten-Abtastsignalen (121, 131) das Entzerrer-Regelsignal (139) erzeugt.

6. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß an den Si­ gnalabtaster (104) ein Signalteiler (110, 112) angeschlossen ist, dem das entzerrte Datensignal (103, 151b) und die Daten-Abtastsignale (109) zugeführt werden, aus welchen der Signalteiler (110, 112) wenigstens zwei Datenteilsignale (113) erzeugt, die gewichtete Differenzen zwischen den Daten-Abtastsignalen (109) wiedergeben, und wobei an den Signalteiler (110, 112) und die Signal-Abtaster (104) wenig­ stens ein Abtastregler (118) angeschlossen ist, der aus den zwei Datenteilsignalen (113) Abtast-Regelsignale (119) er­ zeugt.

7. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalteiler (110, 112) Vergleichs-Schaltkreise aufweist, welche aus den Daten-Ab­ tastsignalen (109) gebildete Differenzteilsignale (111) mit dem entzerrten Datensignal (103, 151b) vergleichen und der­ art die Datenteilsignale (113) erzeugen.

8. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastregler (118) Taktgeber aufweist, mit denen die ersten und zweiten Daten­ teilsignale (113a, 113c) getaktet werden, um die Abtast-Re­ gelsignale (119) zu erzeugen.

9. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß an den Si­ gnalteiler (110, 112) ein Signalauswähler (116) angeschlos­ sen ist, dem die Daten-Teilsignale (113) und ein Auswahl- Steuersignal (171) zugeführt werden, aus welchen der Signal­ teiler (110, 112) ein dem Eingangssignal (101) entsprechen­ des Ausgangssignal (117) erzeugt.

10. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Daten- Abtastsignale (121) ferner ein Daten-Rückkopplungssignal (141) umfassen, das der Summe aus dem gewichteten Mittel mehrerer positiver Amplitudenspitzen des entzerrten Daten­ signales (103, 151b) und aus dem gewichteten Mittel mehrerer negativer Amplitudenspitzen des entzerrten Datensignales (103, 151b) entspricht, und daß eine Grundpegel-Korrektur­ einrichtung (142, 144, 146, 148) vorgesehen ist, die zwi­ schen die Signal-Abtaster (104) und den adaptiven Signalent­ zerrer (102) geschaltet ist und die aus dem Datenabtast- Rückkopplungssignal (141) den Datengrundpegel ermittelt und dieses aufrechterhält.

11. Hochgeschwindigkeits-Datenempfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundpegel-Korrekturein­ richtung (142, 144, 146, 148) einen ersten Signaladdierer aufweist, der das Datenabtast-Rückkopplungssignal und ein Grundpegel-Referenzsignal addiert und derart ein Grundpegel- Korrektursignal erzeugt, wobei an den ersten Signaladdierer ein Filter zum Filtern des Grundpegel-Korrektursignales an­ geschlossen und ein zweiter Addierer vorgesehen ist, der das gefilterte Grundpegel-Korrektursignal und das Eingangs-Da­ tensignal (101) addiert.