DE2017391C3

DE2017391C3 - Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor

Info

Publication number: DE2017391C3
Application number: DE2017391A
Authority: DE
Inventors: Wilhelmus Theodorus Hendrikus Hetterscheid; Harry Rimmer De Vries
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1969-04-16
Filing date: 1970-04-11
Publication date: 1974-06-12
Also published as: FR2043298A5; DE2017391A1; NL6905824A; US3757144A; ES378557A2; DE2017391B2; GB1302754A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor, insbetondere einem Leistungstransistor, mit Steuermittel, die.zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors ein impulsförmiges Schaltsignal abgeben, Und mit einer mit der Kollektorelektrode des Transi- $tors verbundenen Belastungsimpedanz, wobei der Von einer Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom ties bis in den Sättigungszustand gesteuerten "I ransi-Uors unter dem Einfluß des dem Transistor zugeführten impulsförmigen Schaltsignals unterbrochen wird, Wobei zur Vergrößerung des zeitlichen Differentialquotienten des Kollektorstromes während der Abschaltung des Koilektorstromes die Steuermittel einerseits unmittelbar mit der Emitterelektrode und andererseits über eine die Änderung während der Abschaltung während der Abschaltung des Basisstromes des Transistors beschränkende Impedanz mit der Basiselektrode des Transistors verbunden ist.

Daraus geht hervor, daß nach dem Auftreten der Abwärtsflanke des steuernden Schaltsignals der Basisstrom eine verzögerte Änderung aufweist. Damit wird erreicht, daß übermäßig im Transistor vorhandene Udunpstr«ger entfernt werden. Nach dem Zeitpunkt jedoch, in dem dte Obcrmößige Anzahl von Ladungsträgern entfernt ist, weist die Spannung am ErmUer-BasisHbergang des Transistors unter dem

Einfluß der Spule einen größeren negativen Wert auf nls der durch die Steuermittel gelieferten Schaltspannung entspricht. Diese Emitter-Basisspannung erreicht nämlich durch Aufschwingung die Durehbruchspannung der Basis-Emitterdiode und hält diesen

»ο Spannungswert, solange ein Basisstrom, zwar in abnehmendem Maße, durch die Spule fließt. Aul diese Weise nimmt die in der Basis des Transistors aufgenommene Leistung einen nicht unwesentlichen Wert an, der als reiner Verlust betrachtet werden und der

»5 bei manchen Transistortypen unzulässig hoch sein kann. Die Erfindung bezweckt, diese Verlustleistung kleiner zu machen und die Verbesserung besteht darin, daß zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors eine dosierte Diode vorgesehen ist,

ίο deren Leitfiihigkeitsrichtung der des Basis-bmitterüberganges des Transistors entgegengesetzt ist und welche Dosierung eine Verzögerungszeit von mindestens etwa 1 μ verursacht.

Es sei bemerkt, daß an sich aus der USA.-Patentas schrift 2 924 744 bekannt ist, zwischen die Basis- und Emitterelektrode des Transistors eine Diode zu schalten. Mit dieser Diode wird jedoch eine Herabsetzung der Impedanz der Quelle bezweckt, die den Transistor steuert, und dazu muß die Diode imstande sein, den Schwankungen der durch die Quelle gelieferten Spannung schnell folgen zu können.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 eine Darstellung der zugehörenden Sirom- und Spannungskurven.

In F i g. 1 ist nach der Erfindung eiue Schaltungsan-Ordnung dargestellt, zu der die in Fig. 2 gezeichneten Ströme und eine Spannung darstellenden Kurven gehören. Eine Primärwicklung 2 eines Transformators 2 ist einerseits mit der Kollektorelektrode eines pnp-Transistors 3 verbunden und andererseits an eine ein Potential — V_p führende Klemme einer weiter nicht dargestellten mit der anderen Klemme an Masse liegenden Spannungsquelle angeschlossen. Der Transistor 3 liegt mit der Emitterelektrode an Masse, während der Basis eine impulsförmige Spannung 4 zugeführt wird.

Ein Ende der Sekundärwicklung 5 des Transformators 1 ist über eine Spule 10 mit der Basiselektrode eines npn-leitenden Kochspannungs- und/oder Leistungstransistors 6 verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors 6 ist an Masse gelegt, während die Kollektorelektrode über eine Belastungsimpedanz 7 mit einer ein positives Potential führenden Klemme einer Spannungsqucllc V₁₁ von beispielsweise 220 V, deren andere Klemme an Masse liegt, verbunden ist.

Zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors 6 liegt nach dem Prinzip der Erfindung eine Diode 12, deren Leitfähigkeitsrichtung der der Basis-Emitterdiode des Transistors 6 entgegengesetzt ist. Im Ausführungsbetspiel nach Fig. 1 wird daher

6j die Katode der Diode 12 mit der Basiselektrode und ihre Anode mit der Emitterelektrode des Transistors 6 verbunden. Wie noch näher erläutert wird, muß die Diode 12 eine »dosierte« Diode sein. Das

andere Ende der Sekundärwicklung 5 wird über eine zweite Diode U, die durch einen Widereland 14 überbrückt ist, mit der Emitterelektrode des Transistors 6 verbunden. Die Kathode der Diode 13 ist im Ausführungsbeispiel nach Fig, 1 an das genannte Ende der Wicklung S gelegt, während ihre Anode am Verbindungspunkt der Diode 12 und der Emitterelektrode des Transistors 6 liegt.

Der Transformator 1 und der Transistor 3 bilden Steuermittel (J, 3) zum Betreiben des Transistors 6. Eins impulsförmige Spannung 4 muß, möglichst wenig verzerrt, der Spule 10 zugeführt werden, wozu der Transformator 1 derart ausgebildet ist, daß die Strcuinüuktion desselben vernachlässigbar klein ist. Je nach dem Zweck, zu dem die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendet wird und an den die Ausbildung der Bclastungsimpedanz 7 angepaßt ist, erfolgt die Erzeugung der gewünschten Gestall der impulsförmigen Spannung 4. Für Fernsehzwecke, wobei die Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Stromes durch von der Impedanz 7 einen Teil bildende horizontal-Ablenkspulen verwendbar ist, kann eine impulsformige Spannung 4 mit einer Zeiienfrequenz durch einen Oszillator erzeugt werden. Da dies fur die Erläuterung der Erfindung, die das sehr schnelle Abschalten des Kollektorstromes eines in den Suttigungszustand ausgesteuerten Hochspannungsiind/oder Leistungstransistors bezweckt, unwesentlich ist, läßt man es auch bei dieser bekannten Schaltungsanordnung dahingestellt, auf welche Weise die Belastungsimpedanz 7 ausgebildet ist.

Die Steuermittel (1, 3) führen der Basiselektrode des Transistors 6, der durch die Rückflanke d;r Spannung 4 in den gesperrten Zustand gebracht werden muß, eine impulsförmige Spannung 4 zu. Zur Erläuterung der Erscheinungen, die danach in der bekannten Schaltungsanordnung auftreten, diene Fig. 2.

In Fig. 2a sind die Ströme /_£, /_c und I_B, die in die Emittei , Kollektor- bzw. Basiselektrode des Transistors 6 fließen, als Funktion der Zeit aufgetragen. Dasselbe gilt für die Spannung v_EB am Emitter-Basisübergang. Es wird vorausgesetzt, daß die Rückflanke des impulsförmigen Schaltsignals zwischen der Basis- und Emitterelektrode in dem Augenblick /_4Ü auftritt. Aus Fi g. 2 a geht hervor, daß nach dem Auftreten der Rückflanke des Signals 4 im Zeitpunkt /_4U die zeitliche Änderung des Basisstromes i_B durch die Spule 10 beschränkt wird. Im Zeitpunkt i_Ab erreicht der Strom i_B den maximalen negativen Wert und wird, wie aus der Kurve v_EB ersichtlich ist, versucht, den Emitter-Ba:/isübergang in den gesperrten Zustand zu bringen. Die Verringerung des Kollektorstromes i_c setzt im Zeitpunkt f₄₍ ein.

Nach dem Zeitpunkt /_4b, in dem die übermäßige Anzahl von Ladungsträgern aus dem Transistor 6 entfernt ist, weist die Spannung v_EB unter dem Einfluß der Spule 10 einen größeren negativen Wert auf als der durch die Sekundärwicklung 5 erzeugten Spannung entspricht. Die Spannung v_EB erreicht nämüch durch Aufschwingung im Zeitpunkt t_4b die Durchbruchspannung der Basis-Emitterdiodc des Transistors 6 und würde diesen Spannungswert während des nach dem Zeitpunkt t_4h in abnehmendem Maße durch die Spule 10 fließenden Basisstromes i_B halten, wenn die Diode 12 in der Schaltungsanordnung nicht vorgesehen wäre.

Die Diode 12 muß eine dosierte Trägheit aufweisen, womit gemeint wird, daß die Diode verzögert auf eine Spannung reagiert, die ihr über ihre Klemmen in Durchlaßrichtung zugeführt wird, und zwar um eine Zeit, die zwischen bestimmten Grenzen liegt, im vorliegenden Fall zwischen etwa I und 2 /4S. Ohne die

Diode 12 würde die Spannung ν_εΛ die Durchbruchspannung von etwa 8 V beibehalten, während der (verzögerte) Basisstrom i_f zwischen den Zeitpunkten t_Ab und i_u nach wie vor fließen wurde. Dies wür^e, wie bereits erwähnt, eine nicht unwesentliche Verlustleistung im BasisrEmitterraum des Transistors 6 verursachen. Bei manchen Transistortypen kann diese Verlustleistung in der Größenordnung von etwa 4 W liegen. Diese Verlustleistung muß als reiner Verlust betrachtet werden und ist außerdem bei manchen Transistortypen unzuverlässig hoch, so daß Beschädigung des Transistors auftreten würde. Die Spannung v_EB muß jedoch mindestens sine bestimmte Zeit den genannten negativen Wert annahmen, damit die im Übermaß im Transistor 6 vorhandenen Ladungsträger entfernt werden. Dieses Ziel wird dank der vorhandenen Diode 12 erreicht.

Weil die Diode 12 träge ist, kann sie der plötzlichen Änderung der Spannung v_EB nicht folgen, wodurch die Spannung tatsächlich stark negativ wird. Nach

as etwa 1 με wird die Diode 12 leitend, wodurch die Spannung daran kleiner wird, nämlich in der Größenordnung von 0,7 V. Dadurch wird eine beträchtliche Energie eingespart.

In dem Augenblick, in dem die Diode 12 leitend geworden ist, geht der Basisstrom i_B des Transistors 6 auf Null, wodurch der Emitter- und Kollektorstrom i_E und i_c auch Null werden. Der Transistor 6 befindet sich ja nicht mehr im Sättigungszustand, wodurch der Basissirom i_B einen Einfluß auf i_E und i_c haben kann.

Das bedeutet, daß die Abschaltzeit t_Ac bis t_Au gegenüber dem Fall ohne träge Diode (/«,., /₄„) etwas verkürzt ist, was sich als zusätzlicher Vorteil der Erfindung betrachten läßt.

Die Diode 13 ist in der Schaltungsanordnung vorgesehen, um zu vermeiden, daß während der Zeit, in der die Diode 12 leitend ist, ein großer Strom von etwa dem Zeitpunkt l_Ab in den durch die Wicklung

5, die Spule 10 und die Diode 12 gebildeten geschlossenen Kreis fließt, welcher Strom einer großen Leistung entsprechen würde, die von den Steuermitteln (1, 3) geliefert werden müßte.

Wenn das Schaltsignal 4 positiv ist, in welchen Zustand die Basis-Emitterdiode des Transistors 6 leitend ist, leitet die Diode 13 und bildet auf diese Weise eine unmittelbare Vorbindung zwischen der Sekundärwicklung 5 und der Emitterelektrode des Transistors

6. in dem Zeitpunkt, in dem der Basisstrom i_B auf Null geht, wird seine Aufgabe von dem durch die Diode 12 fließenden Strom /_D12 (Fig. 2b) übernommen. Die Diode 13 muß eine verhältnismäßig lange Erholungszcit in Sperrichtung aufweisen, also vom Zeitpunkt an. -vo der Basisstrom i„ negativ ist, damit die in der Spule 10 gespeicherte Energie wegfließen kann. Diese Erholungszeit bestimmt dann die Neigung der Ströme i_{D n} (F i g. 2 b und i₀, ₃ (F i g. 2 c), der durch die Diode 13 fließt. Die Diode 13 beeinträchtigt die beabsichtigte Wirkung der Schaltungsanordnung nicht und vermeidet nur die obengenannte Belastung der Steuermittel (1, 3).

In dem Fall, wo die Belastungsimpedanz 7 hauptsächlich induktiv ist, entsteht an der Kollektorelektrode des Transistors 6 eine hohe Spannungsspitze, wodurch ein Lcckstrorn in die Basis-Kollektordiode

fließen kann. Damit diesem Leckstrom ein niederohmiger Weg geboten Wird, wird parallel zur Diode 13 oder Diode 12 ein Widerstand 14 geschaltet, der vom Zeitpunkt, in dem dief Basisstrom i„ negativ ist bis zum Augenblick, wo die Diode 12 zu leiten anfängt, wirksam ist. Ein praktischer Wert dazu liegt zwischen 10 und 100 Ohm. Infolge des vorhandenen Widerstandes 14, falls parallel zur Diode 13, fließt ein größerer Strom durch die Diode 12als in Fig. 2b dargestellt ist. In dem Falle, wo die Erholungszeit der Diode 13 zu kurz ist, läßt sich dies dadurch verbessern, daß diese Diode durch einen Kondensator von 0,1 bis 2 /iF überbrückt wird.

Fig. 1 zeigt eine detaillierte Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Stromes durch die Horizontal-Ablenkspulen einer nicht dargestellten Fernsehwiedergabevorrichtung. Die Belastungsimpedanz 7 ist dazu in einen gegebenenfalls aus mehreren Teilspulen bestehende Horizontal-Ablenkspule T und einen parallelgeüchalteten Kondensator 7" aufgeteilt. Beide Teile bilden auf bekannte Weise einen Schwingungskreis, der beim Ausschalten des Kollcktorstromes i_c angeschlossen wird. Eine sogenannte Spardiode 11 kann zwischen der Emitter- und Kollektorelektrode des Transistors 6 liegen. Es ist ebenfalls möglich zur Erhaltung der Vorteile des bekannten Sparkreises die Basis-Kollektordiode des Transistors 6 zu benutzen. Dies ist bereits beschrieben worden. Im Zeitpunkt, in dem die Basis-Kollektordiode am Anfang des Hinlaufes leitend wird und auf diese Weise als Spardiode wirksam ist infolge der Tatsache, daß dann Strom aus der Belastungsimpedanz 7 fließt, bleibt die Diode 13 gesperrt, während die Diode 12 nahezu als Kurzschluß wirksam ist. Ohne die Diode 12 würde die an der Basis der Transistors 6 vorhandene negative Spannung um die Spannung an der Basis-Kollektordiotle, d. h. um etwa 0,8 V erhöht sein.

to Bei Verwendung der Diode 12 wird jedoch die dadurch verursachte zusätzliche Leistung durch die Diode teilweise übernommen. Es sei in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen, daß beide Diioden 12 und 13 Niederspannungsdioden sind, die außerdem

>S für kleine Leistungen geeignet zu sein brauchen, während eine Spardiode 11 große Spannungen muß ertragen können und von großen Strömen durchflossen werden können muß.

Es dürfte einleuchten, daß für das Prinzip der Er-

ao findung die Ausführung der Steuermittel (1, 3) von untergeordneter Bedeutung ist. Dasselbe gilt für die Ausführung der Schaltungsanordnung, wobei der Transistor 3und/oder 6 vom entgegengesetzten Leitfähigkeiistyp ist zum Typ, wie dies in den Figuren dar-

»5 gestellt ist. Ebenfalls ist es unwichtig, ob vom Transistor 6 in der Schaltungsanordnung die Emitter- oder Basiselektrode als gemeinsame Elektrode ausgebildet wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

fr I, Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungstransistor, insbesondere einem Leistungstransistor, mit Steuermitteln, die zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors ein impulsförmiges Schaltsignal abgeben, und mit einer mit der Kollektorelektrode des Transistors verbundenen Bclastungsimpedanz, wobei dcf von einer Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom des bis in den Sättigungszustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des dem Transistor zugeführten impulsförmigen Schaltsignals unterbrochen wird, wobei zur Vergrößerung des zeitlichen Differentialquotienten des Koilektorstromes während des Abschalter» des Kollektorstromes die Steuermittel einerseits unmittelbar mit der Emitterelektrode und andererseits über eine die Änderung während des Abschaltens des Basisstromes des Transistors beschränkende Impedanz mit der Basiselektrode des Transistors verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis- und Emitterelektrode des Transistors eine Diode mit dozierter Trägheit vorgesehen ist, deren Leitfähigkeitsrichtung der des Basis-Emitterüberganges des Transistors entgegengesetzt ist und welche Dosierung eine Verzögerungszeit von mindestens etwa 1 μ verursacht.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit zwischen etwa 1 und etwa 2 Mikrosekunden liegt.
3. Schaltungsanordnung naca Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeiclinet, r*aß die unmittelbare Verbindung zwischen den Steuermitteln und der Emitterelektrode als zweite Diode ausgebildet ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine der genannten Dioden durch einen Widerstand überbrückt wird.